DE4307753C2 - Halbleitereinrichtung zur Druckerfassung - Google Patents
Halbleitereinrichtung zur DruckerfassungInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Halb
leitereinrichtung zum Erfassen eines von außen einwirkenden
Drucks gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Eine derartige Halbleitereinrichtung ist beispielsweise
aus der EP 0 407 587 A1 bekannt. Die Halbleitereinrichtung
besitzt hierbei ein Substrat mit einem Druckaufnahmeab
schnitt, der entsprechend dem von außen einwirkenden Druck
verformt wird. Eine Brückenschaltung mit Piezowiderständen
ist auf dem Druckaufnahmeabschnitt ausgebildet. Zum Speisen
der Brückenschaltung dient eine Referenzspannungsquelle,
während eine Temperaturkompensationsschaltung dem Empfind
lichkeitstemperaturkoeffizienten der Brückenschaltung kom
pensiert.
Ferner ist aus der JP 61-144 884 A in: Patents Abstracts of
Japan, Sect. E., Vol. 10 (1986), Nr. 340 (E-455) bekannt, bei einer
Brückenschaltung eine Referenzeingangsspannung über eine
Temperaturkompensationsschaltung an die Eingangsanschlüsse
der Brückenschaltung anzulegen, wobei die Temperaturkompen
sationsschaltung einen Verstärker und einen durch dessen
Ausgangssignal gesteuerten Sourcefolger-Feldeffekttransi
stor aufweist. Um der Erregerspannung einen positiven Tem
peraturkoeffizienten zu verleihen, ist der Verstärker mit
tels eines PTC-Widerstands rückgekoppelt. Der Feldeffekt
transistor führt somit lediglich einen dem Laststrom ent
sprechenden Strom.
Der vorstehend beschriebene herkömmliche Halbleiter-
Drucksensor und die herkömmliche Temperaturkompensations
schaltung sind jedoch jeweils in Dünnschicht-Technologie
ausgebildet, weshalb sie für eine Massenherstellung nicht
geeignet sind.
Eine weitere herkömmliche Halbleitereinrichtung wird unter Bezug
nahme auf die Fig. 18 und 19 erläutert. Fig. 18 (a) und (b)
zeigen eine Draufsicht und eine Seitenansicht eines Druck
sensors als Beispiel für eine derartige herkömmliche Halbleitereinrichtung. Es ist
ersichtlich, daß der Drucksensor ein Substrat A für den
Drucksensor, auf dem Substrat A ausgebildete Flächen ar1 bis
ar4 für periphere Schaltungen, eine Membran ar5, die durch
einen äußeren Druck zur Hervorrufung einer Beanspruchung
verformt wird, und Dehnungsmeßeinrichtungs-
Widerstände S1 bis S4 aufweist, die in der Membran ar5
gebildet sind und einen Piezowiderstandseffekt zur Umwand
lung einer Veränderung der Beanspruchung der Membran ar5 in
eine Veränderung des Widerstandswerts ausnutzen. Der Druck
sensor besitzt eine Brückenschaltung, die aus den
Dehnungsmeßeinrichtungs-Widerständen S1 bis S4 besteht, um
hierdurch als Druckdetektor zu wirken. Das Bezugszeichen P
bezeichnet den auf den Drucksensor einwirkenden Druck.
Fig. 19 zeigt ein Schaltbild einer herkömmlichen Halbleiter
einrichtung, die einen Belastungsdetektor 1 (beispielsweise
einen Druckdetektor für einen Drucksensor), der den Piezo
widerstandseffekt des Halbleitermaterials ausnutzt, und Dehnungs
meßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d aufweist, durch die
der Belastungsdetektor 1 gebildet ist. Beispielsweise sind
die in Fig. 18 gezeigten Dehnungsmeßwiderstände S1 bis S4
Beispiele für die Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d. Derartige
Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d werden normalerweise
durch Dotierungsdiffusion hergestellt. Das Bezugszeichen 3a
bezeichnet einen Verbindungspunkt zwischen den
Dehnungsmeßwiderständen 2c und 2d, während das Bezugszeichen
3b einen Verbindungspunkt zwischen den Dehnungsmeßwiderständen
2a und 2b bezeichnet. Die zwischen den Verbindungspunkten
3a und 3b auftretende Spannung steht in Beziehung mit
einer zu erfassenden Belastung (beispielsweise einer Bela
stung, die aufgrund einer Verformung der Membran in Überein
stimmung mit dem Druck im Drucksensor usw. gebildet wird).
Die Halbleitereinrichtung weist weiterhin einen Operations
verstärker 4 zum Verstärken einer Ausgangsspannung Vspan
(Differenzspannung zwischen den Verbindungspunkten 3a und
3b) des Belastungsdetektors 1, Widerstände 5, 6, 7 und 8 zum
Bestimmen eines Verstärkungsfaktors des Operationsverstärkers
4, Masseanschlüsse 9, mit denen einer der Anschlüsse
der Widerstände 8 usw. auf Masse gelegt ist, einen Ausgangs
anschluß 10 des Operationsverstärkers 4, eine Spannungs
quelle 11 zum Bereitstellen einer für die Aktivierung des
Belastungsdetektors 1 eingesetzten Spannung VCC, einen zwischen
die Spannungsquelle 11 und einen Verbindungspunkt 3c
geschalteten Widerstand 12, einen Operationsverstärker 13,
dessen Ausgangsanschluß mit einem Verbindungspunkt 3d des
Belastungsdetektors 1 verbunden ist, einen nicht
invertierenden Eingangsanschluß 15 des Operationsverstärkers
13, einen invertierenden Eingangsanschluß 15 des Operations
verstärkers 13, einen zwischen die Spannungsquelle 11 und
den nicht invertierenden Eingangsanschluß 15 geschalteten
Widerstand 16 und einen Widerstand 17 auf, dessen einer An
schluß auf Massepotential liegt und dessen anderer Anschluß
mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß 14 verbunden
ist.
Nachfolgend wird die Arbeitsweise der Haltleitereinrichtung be
schrieben. Es sei angenommen, daß die Widerstandswerte der
Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d mit RGa, RGb, RGc
und RGd, die Potentiale an den Verbindungspunkten 3a und 3b
mit E3a bzw. E3b und die Potentiale an den Verbindungspunkten
3c und 3d mit E3c bzw. E3d bezeichnet sind, wobei sich
E3a und E3b durch die Potentiale E3c und E3d an den Verbin
dungspunkten 3c und 3d wie folgt ausdrücken lassen:
Bezüglich der Ausgangsspannung Vspan des Belastungsdetektors
1 führen die Gleichungen (1) und (2) zur nachstehenden Glei
chung:
Unter der Bedingung, daß keine Belastung auf die Dehnungs
meßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d des Belastungsdetektors 1
ausgeübt wird (im allgemeinen ist die zu erfassende Bela
stung gleich 0. Beispielsweise ist die auf einen Drucksensor
ausgeübte Belastung P Null (Vakuum)), sind die
Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d hinsichtlich der
Widerstandswerte der Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d so
ausgelegt, daß die Beziehung RGa = RGb = RGc = RGd = RGO erfüllt
ist, wobei die Ausgangsspannung Vspan sich wie folgt
ergibt:
Bei Ausübung einer Belastung auf den Belastungsdetektor 1
(beispielsweise wird ein Druck auf den Drucksensor ausgeübt
oder dergleichen), verändern sich die jeweiligen Wider
standswerte der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d
aufgrund des Piezowiderstandseffekts. Es wird angenommen,
daß das Veränderungsausmaß ΔRG ist, wobei durch geeignete
Anordnung der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d die
Charakteristik bzw. "Polarität" (positiv oder negativ) von ΔRG beliebig gewählt
werden kann. Wenn beispielsweise die Dehnungsmeßwiderstände
2a, 2b, 2c und 2d geeignet derart angeordnet sind, daß die
Dehnungsmeßwiderstände 2a und 2d positive Polarität und die
Dehnungsmeßwiderstände 2b und 2c negative Polarität besit
zen, nehmen die Dehnungsmeßwiderstände bei Ausübung eines
gewissen Drucks auf sie jeweilige Widerstandswerte RGa bis
RGd gemäß nachstehenden Gleichungen an:
RGa = RGO + ΔRG
RGb = RGO + ΔRG
RGc = RGO + ΔRG
RGd = RGO + ΔRG (5)
RGb = RGO + ΔRG
RGc = RGO + ΔRG
RGd = RGO + ΔRG (5)
Unter Verwendung der Formeln (5) in Formel (3) ergibt sich
die nachstehende Gleichung:
Wie aus der Gleichung (6) ersichtlich ist, ist die Ausgangs
spannung Vspan des Belastungsdetektors 1 proportional zu
ΔRG, wenn (E3c - E3d) konstant ist, da RGO konstant ist.
Anders ausgedrückt, wird eine Ausgangsspannung erzeugt, die
proportional zu der auf die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b,
2c und 2d ausgeübten Belastung ist.
Falls ΔRG konstant ist, ist die Ausgangsspannung Vspan
gleichfalls proportional zu (E3c - E3d). Folglich kann eine
beliebige Empfindlichkeit des Belastungsdetektors 1 durch
Veränderung von (E3c - E3d) gewählt werden.
Es ist allgemein bekannt, daß eine Widerstandswert-Verände
rungsrate (δRGO/δF, wobei δ ein partielles Differential aus
drückt), die in Übereinstimmung mit der auf die Dehnungs
meßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d ausgeübten Belastung F
steht, dann, wenn die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und
2d durch Verunreinigungsdiffusion in das Halbleitermaterial
hergestellt sind, proportional zu einem Piezowider
standskoeffizienten ist. Der Piezowiderstandskoeffizient
zeigt eine große Temperaturabhängigkeit und hängt auch von
der Art des Halbleiters, in den die Verunreinigungen eindif
fundiert sind, einer Kristallorientierung des resultierenden
Dehnungsmeßwiderstands und der Konzentration der diffundierten
Verunreinigungen ab. Folglich wird bei Festlegung eines
Herstellungsverfahrens und eines Aufbaus von Elementen im
Gegensatz zum Vorstehenden eine stabile Temperaturcharakte
ristik des Piezowiderstandskoeffizienten bei einem Temperatur
koeffizienten mit festem Wert erhalten. Durch Umwandlung
der Gleichung (6) mit Hilfe des Piezowiderstandskoeffizienten
ergibt sich die folgende Gleichung:
Vspan(T) = a · F · π(T) × (E3c - E3d) (7)
In der Gleichung (7) bezeichnet a eine Proportionalitätskon
stante, F eine Belastung bzw. Beanspruchung, π(T) einen Piezo
widerstandskoeffizienten und T eine Temperatur des Bela
stungsdetektors 1.
Unter Einsatz des Temperaturkoeffizienten α des Piezowider
standskoeffizienten ergibt sich die folgende Gleichung:
Genauer gesagt besitzt der Piezowiderstandskoeffizient einen
negativen Temperaturkoeffizienten, so daß der Piezowider
standskoeffizient π bei ansteigender Temperatur kleiner wird.
Die Gleichung (7) läßt sich unter Heranziehung der Gleichung
(8) wie folgt umstellen:
Wie vorstehend beschrieben wurde, ist die Ausgangsspannung Vspan des
Belastungsdetektors 1 proportional zur Belastung F, die auf
die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d ausgeübt wird,
und zur Spannung (E3c - E3d), die an den Belastungsdetektor
1 angelegt ist, und ist umgekehrt proportional zur Tempera
tur T des Belastungsdetektors 1.
Die Ausgangsspannung Vspan des Belastungsdetektors 1 ist
eine differentielle Spannung und wird
gegen Erde zur bequemen Auswertung differentiell
mit Hilfe des Operationsverstärkers 4 erfaßt und verstärkt.
Unter der Annahme, daß die Widerstandswerte der Wider
stände 5, 6, 7 und 8 jeweils R₅, R₆, R₇ und R₈ sind, läßt
sich die am Ausgangsschluß 10 des Operationsverstärkers 4
auftretende Ausgangsspannung Vout wie folgt ausdrücken:
Falls R₅ = R₇ und R₆ = R₈ gilt, ergibt sich die folgende
Gleichung:
In Übereinstimmung mit der Gleichung (11) wird die differen
zielle Spannung Vspan durch den Operationsverstärker 4 usw.
einseitig geerdet und die Ausgangsspannung Vspan wird weiterhin um
das (R₆/R₅)-fache verstärkt.
Da die Ausgangsspannung Vspan des Belastungsdetektors 1 um
gekehrt proportional zur Temperatur T des Belastungsdetektors
1 ist, wie durch die Gleichung (9) ausgedrückt ist, ist
es notwendig, periphere Schaltungen des Belastungsdetektors
1 einzusetzen, um die inverse Proportionalitätscharakteristik
bezüglich der Temperatur T zu korrigieren, so daß die
Genauigkeit des Belastungsdetektors 1 verbessert werden
kann. Dies wird durch Einsatz des Widerstands 12 und des
Operationsverstärkers 13 realisiert.
Unter der Annahme, daß die Widerstände 12, 16 und 17 je
weilige Widerstandswerte R₁₂, R₁₆ und R₁₇ besitzen, läßt
sich ein Potential E₁₄ am nicht invertierenden Eingangsan
schluß 14 des Operationsverstärkers 13 durch die folgende
Gleichung beschreiben:
In dieser Gleichung bezeichnet Vcc eine Spannung zwischen
einem Potential der Spannungsquelle 11 und Masse bzw. Erde.
Das Potential E3c läßt sich dann durch die folgende Glei
chung beschreiben:
Folglich ist der im Widerstand 12 fließennde Strom IG durch
die folgende Gleichung gegeben:
Der Strom IG fließt in einer Brückenschaltung, so daß sich
eine Beziehung durch folgende Gleichung ausdrücken läßt:
E3c - E3d = RGO · IG (15)
Bei Einsatz der Gleichung (9), (14) und (15) in Gleichung
(11) ergibt sich die folgende Gleichung:
Der Belastungsdetektor 1 besitzt eine spezifische Proportio
nalitätskonstante a, und es kann zur Koordinierung seiner
Variationen der Konstanten bei verschiedenen Belastungsde
tektoren in unterschiedlichen Halbleitereinrichtungen jeder
beliebige der Widerstandswerte R₅, R₆, R₁₂, R₁₆ und R₁₇ einge
stellt werden. Herkömmlicherweise wird jedoch der Widerstand
R₁₇ allgemein einjustiert.
Die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d besitzen einen
positiven Temperaturkoeffizienten β, da sie durch Verunrei
nigungsdiffusion im Halbleiter hergestellt sind. Folg
lich läßt sich der Widerstandswert RGO der Dehnungsmeßwider
stände 2a bis 2d wie folgt ausdrücken:
RGO = RGOO × (1 + β · T) (17)
wobei RGOO dem Widerstandswert RGO bei einer Referenztemperatur entspricht, während
T die Differenz zwischen einer Umgebungstemperatur und der Referenztemperatur darstellt.
Bei Einsatz der Gleichung (17) in die Gleichung (16) ergibt
sich die folgende Gleichung:
Wie aus der Gleichung (18) ersichtlich ist, hängt die Aus
gangsspannung Vout nicht länger von der Temperatur ab, falls
der Widerstand R₁₂ keine Temperaturabhängigkeit besitzt und
die Verunreinigungskonzentrationen der Dehnungsmeßwider
stände 2a, 2b, 2c und 2d so eingestellt werden, daß die Be
ziehung α = β erfüllt ist. Selbst wenn die Widerstände 5, 6,
7 und 8 gleichfalls durch Verunreinigungsdiffusion in den
Halbleiter herabgestellt werden und entsprechende
Temperaturabhängigkeiten besitzen, löschen sich diese gegen
seitig aus, falls ihr Temperaturkoeffizient identisch ist.
In gleicher Weise können sich die Widerstände 16 und 17 ge
genseitig kompensieren, falls sie identische Temperaturkoeffizienten
besitzen.
Folglich kann durch Wahl geeigneter
Verunreinigungskonzentrationen der Dehnungsmeßwiderstände
2a, 2b, 2c und 2d der Temperaturkoeffizient β des Wider
standswerts RGO der Dehnungsmeßwiderstände 2a-2d gleich
dem Temperaturkoeffizienten α des Piezowiderstandskoeffizienten
π gemacht werden, und es werden - unter Heranziehung
des Widerstands 12 mit kleinem Temperaturkoeffizienten und
der geeigneten Einstellung der Widerstände 16 und 17 - eine
Temperaturcharakteristik des Belastungsdetektors 1 und Em
pfindlichkeitsveränderungen bei mehreren Belastungsdetektoren
in unterschiedlichen Halbleitereinrichtungen korrigiert, so
daß man eine Halbleitereinrichtung mit hoher Genauigkeit erhalten
kann.
Da die herkömmliche Halbleitereinrichtung wie vorstehend er
wähnt aufgebaut ist, muß der Temperaturkoeffizient β der
Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d so eingestellt werden,
daß er gleich groß ist wie der Temperaturkoeffizient α
des Piezowiderstandskoeffizienten π, was sehr schwierig ist.
Da weiterhin der Widerstand 12 mit kleinem Temperaturkoef
fizienten erforderlich ist, um einen konstanten, nicht durch
die Temperatur beeinflußten Strom IG zu erzeugen, wird der
Widerstand 12 beispielsweise als Dünnfilmwiderstand ausge
bildet. Dies bringt große Behinderungen bei der Erzeugung
einer Halbleitereinrichtung einschließlich der Dehnungs
meßwiderstände 2a-2d in Form von Diffusionswiderständen
und des Dünnfilm-Widerstands 12 auf einem einzigen Halbleiter
chip mit sich, so daß beispielsweise ein Herstellungsprozeß
für die Halbleitereinrichtung kompliziert wird.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine
Halbleitervorrichtung zur Erfassung eines von außen einwir
kenden Drucks der eingangs genannten Art derart weiterzu
bilden, daß man eine sehr gute Temperaturkompensation
erhält und eine Fertigung in hohen Stückzahlen möglich ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im kenn
zeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmalen
gelöst.
In den Unteransprüchen 2 bis 15 sind vorteilhafte Aus
gestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungs
beispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher be
schrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels
einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 2 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbei
spiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 3 ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels
einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 4 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsbei
spiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 5 ein Schaltbild eines fünften Ausführungsbei
spiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 6 ein Schaltbild eines sechsten Ausführungsbei
spiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 7 ein Schaltbild einer weiteren Halbleitereinrichtung, die sich
aus einer Kombination aus dem zweiten und dem sechsten Ausfüh
rungsbeispiel ergibt,
Fig. 8 ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung, die sich
aus einer Kombination aus dem dritten und dem sechsten Ausfüh
rungsbeispiel ergibt,
Fig. 9 ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung, die sich
aus einer Kombination aus dem vierten und sechsten Ausfüh
rungsbeispiel ergibt,
Fig. 10 ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung ge
mäß einem siebten Ausführungsbeispiel,
Fig. 11 ein Schaltbild eines achten Ausführungsbei
spiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 12 ein Schaltbild eines neunten Ausführungsbei
spiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 13 ein Schaltbild einer Referenzspannungsquelle,
bei der eine Lawinendiode eingesetzt wird, und die
bei der Erfindung einsetzbar ist,
Fig. 14 ein Schaltbild einer anderen möglichen Referenzspannungsquelle,
bei der eine Zener-Diode oder eine Diode eingesetzt wird,
Fig. 15 ein Schaltbild einer einen Bandabstand aufwei
senden Referenzspannungsquelle,
Fig. 16 ein Schaltbild einer einen Bandabstand aufwei
senden Referenzspannungsquelle,
Fig. 17 ein Schaltbild einer einen Bandabstand aufwei
senden Referenzspannungsquelle,
Fig. 18 eine Draufsicht und eine Seitenansicht eines
Drucksensors als ein Beispiel einer herkömmlichen Halbleiter
einrichtung, und
Fig. 19 ein Schaltbild einer herkömmlichen Halbleiter
einrichtung zur Druckerfassung.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird nun ein erstes bevorzugtes
Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 1
zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung
gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel.
Gemäß Fig. 1 weist die Halbleiter
einrichtung einen Belastungsdetektor (Beanspruchungsdetektor
oder Streßdetektor) 1 auf, der eine Brückenschaltung be
sitzt, die aus Dehnungs
widerständen oder Dehnungsmeßwiderständen 2a, 2b, 2c und 2d,
einem Verbindungspunkt 3c zwischen den Dehnungsmeßwiderständen
2a und 2c, einem Verbindungspunkt 3d zwischen den Dehnungs
meßwiderständen 2b und 2d, einem Verbindungspunkt 3a
zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2c und 2d und einem
Verbindungspunkt 3b zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a
und 2b besteht, wobei eine zwischen den Verbindungspunkten
3a und 3b erzeugte Spannung proportional
zu der zu erfassenden Belastung ist. Die Halbleitereinrichtung weist weiterhin
einen Operationsverstärker 4 zum Verstärken einer Ausgangs
spannung Vspan (Differenzspannung zwischen den Verbindungs
punkten 3a und 3b) des Belastungsdetektors 1, Widerstände 5,
6, 7 und 8 zum Bestimmen eines Verstärkungsfaktors des Ope
rationsverstärkers 4, Masseanschlüsse 9, über die ein erster
Anschluß des Widerstands 8, der Knoten 3d usw. auf Massepo
tential gelegt sind, und einen Ausgangsanschluß 10 des Ope
rationsverstärkers 4 auf. Die Differenzspannung zwischen den
Verbindungspunkten 3a und 3b wird durch den Operationsver
stärker 4 usw. einseitig geerdet (single-ended), die
Spannung Vspan um das (R₆/R₅)-fache verstärkt und eine
Ausgangsspannung Vout abgegeben. Eine Referenzspan
nungsquelle 18 erzeugt eine Referenzspannung mit einem posi
tiven Temperaturkoeffizienten, was einfach beispielsweise mit
Hilfe einer Referenzspannungsquelle mit Bandabstand oder einer
Lawinendiode realisiert werden kann. Die Halbleiterein
richtung weist weiterhin einen Operationsstärker 19 zum
Verstärken der Referenzspannung der Referenzspannungsquelle
18 sowie Widerstände 20 und 21 zum Bestimmen eines Verstär
kungsfaktors des Operationsverstärkers 19 auf. Die negative
Elektrode der Referenzspannungsquelle 18 ist geerdet, wäh
rend ihre positive Elektrode mit einem nicht invertierenden
Verstärkungsanschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden
ist. Der erste Anschluß des Widerstands 20 ist geerdet und
sein zweiter Anschluß ist mit einem invertierenden Eingangs
anschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden. Der erste
Anschluß des Widerstands 21 ist mit einem Ausgangsanschluß
des Operationsverstärkers 19 verschaltet. Der erste Anschluß
des Widerstands 21 ist mit einem Ausgangsanschluß des Opera
tionsverstärkers 19 verbunden, während sein zweiter Anschluß
mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsver
stärkers 19 verschaltet ist, um die Spannung am Ausgangsan
schluß negativ zurückzukoppeln. Der Ausgangsanschluß des
Operationsverstärkers 19 ist mit dem Verbindungspunkt 3c zum
Anlegen der Treiberspannung an eine Brückenschaltung verbunden,
die aus den Dehnungswiderständen 2a, 2b, 2c und 2d
besteht.
Im folgenden wird der Betrieb der Halbleitereinrichtung be
schrieben. Es sei angenommen, daß die Spannung der Referenz
spannungsquelle 18 Vref (T) und durch die folgende Glei
chung beschrieben ist:
Vref(T) = Vref0 × (1 + γ · T) (19)
Auch wenn Vref (T) durch den Operationsverstärker 19 ver
stärkt wird, kann die Ausgangsspannung V19 des Operations
verstärkers 19 durch folgende Gleichung ausgedrückt werden,
wobei Widerstandswerte der Widerstände 20 und 21 mit R₂₀ und
R₂₁ bezeichnet sind:
Das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c beträgt (V₁₉ + 0)
und die Ausgangsspannung Vspan der Brückenschaltung des Be
lastungsdetektors 1 kann durch die Gleichung (9) beschrieben
werden. Da der Verbindungspunkt 3d gemäß Fig. 1 geerdet ist,
ist E3d = 0. Wenn die Gleichungen (19) und (20) in die Glei
chung (9) eingesetzt werden, ergibt sich die folgende Gleichung:
Ersichtlich kann die Temperaturabhängigkeit der Empfindlich
keit des Belastungsdetektors 1 gemäß Gleichung (21) kompen
siert werden, wenn ein Temperaturkoeffizient der Referenz
spannungsquelle 18 derart eingestellt wird, daß die Glei
chung α = γ erfüllt ist. Weiterhin können Veränderungen der
Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 in unter
schiedlichen Halbleitereinrichtungen (Veränderungen a ·
π₀) dadurch korrigiert werden, daß der Widerstandswert des
Widerstands 20 eingestellt wird. Somit ist es im Unterschied
zum Stand der Technik nicht länger erforderlich, den Tempe
raturkoeffizienten β der Widerstandswerte der Dehnungsmeßwider
stände 2a bis 2d gleich groß zu machen wie einen Temperatur
koeffizienten α des Piezowiderstandskoeffizienten, so daß
folglich die Herstellung der Halbleitereinrichtung vereinfacht ist.
Im allgemeinen besitzen die jeweiligen Widerstandswerte der
Widerstände 20 und 21 Temperaturkoeffizienten. Da sie sich
gegenseitig kompensieren, wenn sie identischen
Temperaturkoeffizienten besitzen, können die Widerstände
21 und 22, falls sie aus Dünnfilmwiderständen bei
spielsweise aus NiCr mit identischem Temperaturkoeffizienten
hergestellt werden, auf einem einzelnen Halbleiterchip zu
sammen mit dem Belastungsdetektor 1, den Operationsverstär
kern 4 und 19, der Referenzspannungsquelle 18 und den Wider
ständen 5, 6, 7 und 8 (in diesem Fall durch Verunreinigungs
diffusion ausgebildet) hergestellt werden. Die Einstellung
des Widerstands 20 kann durch Trimmen bzw. Abstimmen mit
Hilfe eines Lasers oder dergleichen durchgeführt werden.
Unter Bezugnahme auf Fig. 2 wird nun ein zweites bevorzugtes
Ausführungsbeispiel beschrieben. Gemäß
Fig. 2 weist eine Halbleitereinrichtung einen Diffusions
widerstand 21, der durch Verunreinigungsdiffusion gebil
det ist, Diffusionswiderstände 20 -1 bis 20 -n, deren jeweilige
erste Anschlüsse geerdet sind und die an jeweilige
zweite Anschlüsse mit einem invertierenden Eingangsanschluß
eines Operationsverstärkers 19 in Leiterstruktur verbunden
sind und dieselbe Verunreinigungskonzentration wie der
Widerstand 21 besitzen, sowie Schmelz-Verbindungen 22 -1 bis 22 -n auf,
die in Reihe zwischen den Widerständen 20 -1 bis 20 -n und
Masse vorgesehen sind. Diese Schmelzverbindungen sind beispielsweise
aus Aluminium, Polysilizium oder dergleichen gebildet. Die
Widerstände 20 -1 bis 20 -n und die Schmelzverbindungen 22 -1 bis 22 -n
wirken zusammen, um den Widerstandswert des in Fig. 1 ge
zeigten Widerstands 20 einzustellen. Bezugszeichen, die
gleichartig wie diejenigen in Fig. 1 sind, bezeichnen äqui
valente oder entsprechende Komponenten wie in Fig. 1, wobei die
jeweiligen Verbindungen gleichfalls gleich wie in Fig. 1 sind.
Auch wenn bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel die
Widerstände 20 und 21 aus Dünnfilm eingesetzt werden, um
Veränderungen der Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren
1 zu korrigieren, werden die Schmelz-Verbindungen der in Fig. 2
gezeigten Halbleitereinrichtung selektiv mit Hilfe eines Lasers
oder dergleichen in Abhängigkeit von Veränderungen der
Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 bei diesem
zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel durchtrennt.
Dies ermöglicht eine Veränderung von Widerstands
werten zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß des Ope
rationsverstärkers 19 und Masse bei einem die Widerstände
20 -1 und 20 -n enthaltenden Widerstandsnetzwerk, so daß folg
lich die Veränderungen der Empfindlichkeit der Belastungsde
tektoren 1 in unterschiedlichen Halbleitereinrichtungen kor
rigiert werden können. Anders ausgedrückt sind jeder der Widerstände
20 -1 bis 20 -n und jede der Schmelz-Verbindungen 22 -1
bis 22 -n zu einem Paar zusammengefaßt, um als einzelnes Element
zum Einstellen eines Widerstandswerts zu wirken. Im folgenden
wird ein solches Element als ein Widerstandswert-Ein
stellelement bezeichnet.
Nachstehend wird unter Bezugnahme auf Fig. 3 ein drittes be
vorzugtes Ausführungsbeispiel be
schrieben. Fig. 3(a) zeigt ein Schaltbild, in dem eine
Halbleitereinrichtung gemäß dem dritten bevorzugten Ausfüh
rungsbeispiel teilweise veranschaulicht ist. Gemäß dieser
Figur sind Widerstände 20 -1 bis 20 -n jeweils in Reihe zwischen
einen nicht invertierenden Eingangsanschluß eines Operations
verstärkers 19 und Masse geschaltet. Jeder der Wider
stände 20 -1 bis 20 -n ist parallel mit jeweils einer Zener-
Diode 23 -1 bis 23 -n in umgekehrter Richtung verschaltet. Die
Anode und die Kathode jeder Zener-Diode 23 -1 bis 23 -n sind
jeweils mit den Anschlußflächen 24-1 bis 24 -n auf einem iso
lierenden Film 38 versehen, um einen Stromfluß in den Zener-
Dioden 23 -1 bis 23 -n hervorzurufen. Die Widerstände 20 -1 bis
20 -1 und ein Widerstand 21 können beispielsweise, wie beim
zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel, durch Verunreinigungs
diffusion hergestellt werden. In Fig. 3 nicht gezeigte
Teile bezeichnen äquivalente oder entsprechende Teile wie
diejenigen, die in Fig. 1 gezeigt sind, wobei auch die Verbin
dungen zwischen diesen gleichartig wie bei denjenigen gemäß
Fig. 1 ist. Ein Sondenpaar 26 aus Wolfram oder dergleichen, das
mit einer Stromquelle 25 verbunden ist, wird selektiv mit
einem Paar von Anschlußflächen 24 -1 bis 24 -n, einem Paar aus
Anschlußflächen 24 -2 bis 24 -3 oder dergleichen in Überein
stimmung mit Veränderungen der Empfindlichkeit von mehreren
Belastungsdetektoren 1 in Berührung gebracht. In dieser
Weise wird die Anode und Kathode jeder Zener-Diode 23 -2,
23 -3 oder dergleichen mit der Stromquelle 25 verbunden, so
daß ein Strom Iz in jeder Zener-Diode 23 -2, 23 -3 oder der
gleichen hervorgerufen wird und diese kurzgeschlossen wird.
Somit können Veränderungen der Empfindlichkeit der Belastungs
detektoren 1 durch Veränderungen eines Widerstands
werts eines Widerstandsnetzes korrigiert werden, das zwischen
den nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operations
verstärkers 19 und Masse geschaltet ist. Im einzelnen
wirken bei der in Fig. 3 gezeigten Schaltung einer der Wider
stände 20 -1 bis 20 -n und eine der Zener-Dioden 23 -1 bis
23 -n, die parallel zu ihm geschaltet ist, als einzelnes Wider
standswert-Einstellelement zusammen. Fig. 3 (b) zeigt
einen Zustand bei einer solchen Funktion. Anoden der Zener-
Dioden 23 -1 bis 23 -n können durch Verunreinigungsdiffusion
des p-Typs gebildet werden, während ihre Kathoden durch Ver
unreinigungsdiffusion des n-Typs hergestellt werden können.
Üblicherweise wird eine Diffusionsregion 27 aus Verunreini
gungen des p-Typs in derselben Stufe bzw. beim selben
Schritt mit Basisregionen anderer Transistoren ausgebildet,
während eine Diffusionsregion 28 aus Verunreinigungen des n-
Typs in derselben Stufe bzw. während desselben Schritts wie
Emitterbereiche dieser Transistoren ausgebildet werden, und
ein Kurzschlußbereich 29 kann durch Steuerung des Fließens
des Stroms Iz der Stromquelle 25 hergestellt werden. Bei
diesem Ausführungsbeispiel ist es wünschenswert, daß die
Durchbruchsspannung der Zener-Dioden 23 -1 bis 23 -n höher als
die Spannung einer Referenzspannungsquelle 18 ist. Wenn dies
der Fall ist, ist der Betrieb selbst
dann sicher, wenn lediglich eine Zener-Diode übrigt bleibt,
ohne kurzgeschlossen zu werden, so daß kein fehlerhafter Be
trieb auftritt. Das Bezugszeichen 30 bezeichnet eine Epita
xialschicht des n-Typs und das Bezugszeichen 31 bezeichnet
eine Trennschicht des p-Typs zum Trennen der Zener-Dioden
23 -1 bis 23 -n von anderen Schaltungselementen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 4 wird nun ein viertes bevorzugtes
Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 4
zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem
vierten bevorzugten Ausführungsbeipiel. Gemäß Fig. 4 sind
digitale Schalter 32 -1 bis 32 -n in Reihe zwischen Wider
stände 20 -1 bis 20 -n und Masse geschaltet. Die digitalen
Schalter 32 -1 bis 32 -n sind beispielsweise durch Transistoren
oder dergleichen gebildet. Das Bezugszeichen 33 bezeich
net einen nicht flüchtigen Speicher, der digitale Daten zur
Einschaltung oder Ausschaltung der digitalen Schalter 32 -1
bis 32 -n speichert. Andere gleichartige Bezugszeichen be
zeichnen äquivalente oder entsprechende Teile wie diejenigen
in Fig. 2 und auch die Verbindungen zwischen diesen sind
gleichartig wie bei Fig. 2. Während bei dem zweiten und dem
dritten Ausführungsbeispiel der Ausgang des Operationsver
stärkers 19 unter Einsatz der Schmelz-Verbindungen 22 -1 bis 22 -n unter
ihrer Zerstörung mit Hilfe eines Lasers oder dergleichen
oder aber unter Einsatz der Zener-Dioden 23 -1 bis 23 -n unter
Kurzschließung derselben durch Strom eingestellt wird, wird
die Empfindlichkeit der in Fig. 4 gezeigten Halbleiterein
richtung mittels digitaler Schalter 32 -1 bis 32 -n für
deren selektive Einschaltung oder Abschaltung in Überein
stimmung mit Veränderungen der Empfindlichkeit der Belastungs
detektoren 1 und somit durch Veränderung eines Wider
standswerts eines Widerstandsnetzwerks zwischen einem Operations
verstärker 19 und Masse zur Veränderung der Ausgangs
spannung des Operationsverstärkers 19 eingestellt. Hierbei
wirkt jeder der Widerstände 20 -1 bis 20 -n und jeder der
hiermit in Reihe geschalteten Schalter 32 -1 bis 32 -n zusammen
als ein Widerstandswert-Einstellelement.
Unter Bezugnahme auf Fig. 5 wird nun ein fünftes bevorzugtes
Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 5
zeigt ein Schaltbild einerr Halbleitereinrichtung gemäß dem
fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel.
In Fig. 5 bezeichnet das Bezugszeichen 33 einen nicht
flüchtigen Speicher, der Daten bezüglich einer an einen Ver
bindungspunkt 3c anzulegenden Spannung speichert, während
das Bezugszeichen 34 einen Digital/Analog-Wandler bezeich
net, der eine an seinem Referenzspannungseingang erhaltene
Spannung unter Einsatz eines Multiplikationsfaktors umwandelt,
der in Übereinstimmung mit im nicht flüchtigen Speicher
33 gespeicherten Daten steht, um die Spannung abzugeben.
Gemäß Fig. 5 wird der Digital/Analog-Wandler 34 einge
setzt, dessen Referenzspannungseingang mit einer Referenz
spannungsquelle 18 verbunden ist. Im nicht flüchtigen
Speicher 33 sind digitale Daten in Übereinstimmung mit Verände
rungen der Empfindlichkeit der Belastungsdetektoren 1 ge
speichert und es wird an einem Ausgangsanschluß des Digi
tal/Analog-Wandlers 34 eine Spannung, die in Übereinstimmung
mit einer Bezugsspannung (d. h. einer Spannung mit demselben
Temperaturkoeffizienten wie diejenige der Referenzspannung)
entsprechend den Daten im nicht flüchtigen Speicher 33 er
zeugt. Beispielsweise arbeitet ein Operationsverstärker 35
als Spannungsfolger zur Bewirkung einer Stromverstärkung der
resultierenden Spannung und zum Anlegen der resultierenden
Spannung an den Belastungswandler 1, so daß eine Kompensation
der Temperaturabhängigkeit des Belastungswandlers 1 und
eine Korrektur von Veränderungen der Empfindlichkeit von
mehreren Belastungswandlern 1 realisiert werden kann.
Unter Bezugnahme auf Fig. 6 wird nun ein sechstes bevorzugtes
Ausführungsbeispiel beschrieben.
Fig. 6 zeigt ein Schaltbild, in dem eine Halbleitereinrichtung
gemäß dem sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel
veranschaulicht ist. Gemäß Fig. 6 weist
die Halbleitereinrichtung einen Belastungsdetektor 1 auf,
der eine Brückenschaltung besitzt, die aus Dehnungsmeßwider
ständen 2a, 2b, 2c und 2d besteht, wobei 3c ein Verbin
dungspunkt zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2c,
3d einen Verbindungspunkt zwischen den Dehnungsmeßwiderständen
2b und 2d, 3a einen Verbindungspunkt zwischen den Deh
nungsmeßwiderständen 2c und 2d und 3b einen Verbindungspunkt
zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2b bezeichnet.
Eine zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b auftretende
Spannung ist proportional zu der zu erfassenden Belastung.
Die Halbleitereinrichtung umfaßt weiterhin einen Operations
verstärker 4 zum Verstärken der Ausgangsspannung Vspan (dif
ferentielle Spannung bzw. Differenzspannung zwischen den
Verbindungspunkten 3a und 3b) des Belastungsdetektors 1, Wider
stände 5, 6, 7 und 8 zum Bestimmen eines Verstärkungsfaktors
des Operationsverstärkers 4 sowie Masseanschlüsse 9
auf, über die ein Ende des Widerstands 8 und dergleichen
geerdet ist.
Das Bezugszeichen 10 bezeichnet einen Ausgangsanschluß des
Operationsverstärkers 4, während das Bezugszeichen 11 eine
Spannungsquelle zum Anlegen einer Spannung Vcc an den Ver
bindungspunkt 3c des Belastungsdetektors 1 bezeichnet. Die
Differenzspannung zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b
wird durch den Operationsverstärker 4 oder dergleichen ein
seitig geerdet. Weiterhin wird die Spannung Vspan um das
(R₆/R₅)-fache verstärkt, um die Ausgangsspannung Vout abzu
geben. Die Halbleitereinrichtung umfaßt weiterhin eine Refe
renzspannungsquelle 18, die eine Referenzspannung mit einem
positiven oder negativen Temperaturkoeffizient erzeugt und
die beispielsweise in einfacher Weise durch eine Referenz
spannungsquelle des Bandabstands-Typs einer Zener-Diode oder
dergleichen realisiert werden kann. Ein Operationsverstärker
19 verstärkt die Referenzspannung der Referenzspannungs
quelle 18, wobei Widerstände 20 und 21 einen Verstärkungs
faktor des Operationsverstärkers 19 bestimmen. Der negative
Anschluß der Referenzspannungsquelle 18 ist geerdet, während
ihr positiver Anschluß mit einem nicht invertierenden Ver
stärkungsanschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden
ist. Der erste Anschluß des Widerstands 20 ist mit der Span
nungsquelle 11 verschaltet, während sein zweiter Anschluß
mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsver
stärkers 19 verbunden ist.
Der erste Anschluß des Widerstands 21 ist mit einem Aus
gangsanschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden, während
sein zweiter Anschluß mit dem invertierenden Eingangs
anschluß des Operationsverstärkers 19 verschaltet ist, um
die Spannung am Ausgangsanschluß negativ zurückzukoppeln.
Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 19 ist mit
einem Verbindungspunkt 3d verbunden, um die Treiberspannung
V₁₉ an die aus den Dehnungsmeßwiderständen 2a, 2b, 2c und 2d
bestehende Brückenschaltung anzulegen. Die Brückenschaltung
wird durch die differentielle Spannung bzw. Differenzspannung
zwischen der Versorgungsspannung Vcc und der Treiber
spannung V19 aktiviert bzw. angesteuert. Wenn bei der Schaltung
gemäß Fig. 6 die durch die Spannungsquelle 11 an den
Verbindungspunkt 3c angelegte Spannung größer ist als die
vom Operationsverstärker 19 abgegebene Spannung oder wenn
das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c höher ist als das
Potential E3d am Verbindungspunkt 3d, ist es erforderlich,
daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit
einem negativen Temperaturkoeffizienten erzeugt. Wenn umge
kehrt das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c niedriger als
das Potential E3d am Verbindungspunkt 3d ist, ist es erforder
lich, daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenz
spannung mit positivem Temperaturkoeffizienten erzeugt.
Im folgenden wird der Betrieb der Halbleitereinrichtung ge
mäß dem sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel erläutert.
Wenn die Referenzspannung einen negativen Temperaturkoeffizienten
besitzt, gilt die folgende Gleichung:
Vref (T) = Vref0 × (1 - γ · T), (22)
wobei Vref (T) die Spannung der Referenzspannungsquelle 18
bezeichnet.
Vref (T) wird durch den Operationsverstärker 19 verstärkt
und die Ausgangsspannung V₁₉ des Operationsverstärkers 19
kann folgendermaßen ausgedrückt werden:
wobei R₂₀ und R₂₁ die Widerstandswerte der Widerstände 20
und 21, und Vcc die durch die Spannungsquelle 11 an den Ver
bindungspunkt 3c angelegte Spannung bezeichnen.
Das Potential Ed am Verbindungspunkt 3d beträgt (V₁₉ + 0).
Die Ausgangsspannung Vspan der Brückenschaltung des Belastungs
detektors 1 läßt sich durch die Gleichung (9) be
schreiben. Da gemäß Fig. 6 der Verbindungspunkt 3c mit der
Spannungsquelle 11 verbunden ist, ist das Potential E3c am
Verbindungspunkt 3c gleich (Vcc + 0). Der Aufbau der Brücken
schaltung 2a bis 2d ist gleichartig wie beim Stand der
Technik. Folglich ergibt sich beim Einsatz der Gleichung
(23) in die Gleichung (9) die folgende Gleichung:
Zusätzlich führen die Gleichungen (22) und (24) zu der folgenden
Gleichung:
Aus der Gleichung (25) ergibt sich somit, daß die Beziehung
zwischen einem Temperaturkoefffizienten α eines Piezowider
standskoeffizienten und einem Temperaturkoeffizienten γ der
Referenzspannung durch die folgende Gleichung beschreibbar
ist:
Somit ergibt sich weiterhin, daß durch Einstellung des Tem
peraturkoeffizienten γ der Referenzspannung der Referenz
spannungsquelle 18 derart, daß die Beziehung gemäß Gleichung
(26) erfüllt ist, die Temperaturabhängigkeit der Empfind
lichkeit des Belastungsdetektors 1 in der Gleichung (25)
kompensiert werden kann. Weiterhin können Veränderungen der
Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 (Verän
derungen von a · π₀) durch Einstellung eines Widerstands
werts des Widerstands 20 korrigiert werden.
Die Widerstände 20 und 21 besitzen üblicherweise Widerstands
werte mit Temperaturkoeffizienten, wobei sie sich, wenn die
Temperaturkoeffizienten gleich sind, gegenseitig kompensie
ren und keinen Einfluß ausüben. Beispielsweise können die
Widerstände 20 und 21 aus Dünnfilm-Widerständen aus NiCr
oder dergleichen mit identischem Temperaturkoeffizienten
hergestellt und auf einem einzelnen Halbleiterchip zusammen
mit dem Belastungsdetektor 1, den Operationsverstärkern 4
und 19, der Referenzspannungsquelle 18 und den Widerständen
5, 6, 7 und 8 (die in diesem Fall durch Verunreinigungsdif
fusion hergestellt sind) ausgebildet werden. Die Einstellung
des Widerstands 20 kann durch Trimmen bzw. Abstimmen mittels
eines Lasers oder dergleichen durchgeführt werden.
Im vorstehenden wurde der Fall erläutert, daß beim sechsten
bevorzugten Ausführungsbeispiel die Referenzspannung einen
negativen Temperaturkoeffizienten besitzt. Aber selbst dann,
wenn die Referenzspannung einen positiven Temperaturkoeffizienten
besitzt, kann der Temperaturkoeffizient α des Piezo
widerstandskoeffizienten kompensiert werden.
Das Widerstandswert-Einstellelement bei dem zweiten, dritten
und vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel kann zur Reali
sierung des Widerstands 20 beim sechsten bevorzugten Ausfüh
rungsbeispiels eingesetzt werden und die Fig. 7 bis 9 zeigen
verschiedene Kombinationen. Verschiedene Effekte der in
den Fig. 7 bis 9 gezeigten Halbleitereinrichtungen gemäß
vorliegender Erfindung sind gleichartig wie bei den vorher
gehenden Ausführungsbeispielen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 10 wird nun ein siebtes bevorzug
tes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 10 zeigt ein
Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem siebten
bevorzugten Ausführungsbeispiel. Gemäß
Fig. 10 weist die Halbleitereinrichtung eine Spannungsquelle
11 zum Anlegen einer Spannung Vcc an einen Verbindungspunkt
3c, einen nicht flüchtigen Speicher 33, der Daten über eine
an den Verbindungspunkt 3d anzulegende Spannung speichert,
und einen Digital/Analog-Wandler 34 auf, der zum Umwandeln
der an seinem Referenzspannungseingang erhaltenen Spannung
mit Hilfe eines Multiplikationsfaktors entsprechend den im
nicht flüchtigen Speicher 33 gespeicherten Daten dient. Gemäß
Fig. 10 wird der Digital/Analog-Wandler 34 eingesetzt,
dessen Referenzspannungsanschluß mit einer Referenzspan
nungsquelle 18 verbunden ist. Im nicht flüchtigen Speicher
33 sind digitale Daten in Übereinstimmung mit Veränderungen
der Empfindlichkeit des Belastungsdetektors 1 gespeichert,
so daß der Digital/Analog-Wandler 34 eine Spannung an seinem
Ausgangsanschluß in Übereinstimmung mit der Bezugsspannung
auf der Grundlage der Daten im nicht flüchtigen Speicher 33
erzeugt (d. h. eine Spannung mit demselben Temperaturkoeffi
zienten wie derjenige der Referenzspannung). Der Operations
verstärker 35 arbeitet dabei beispielsweise als Spannungs
folger zur Stromverstärkung der resultierenden Spannung und
legt die Spannung an den Belastungswandler an, so daß eine
Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Belastungsdetektors
1 und eine Korrektur von Veränderungen der Empfindlich
keit von mehreren Belastungsdetektoren 1 erreicht werden kann.
Wenn bei der in Fig. 10 gezeigten Schaltung die durch die
Spannungsquelle 11 an den Verbindungspunkt 3c angelegte
Spannung höher als die vom Operationsverstärker 35 abgege
bene Spannung ist oder wenn das Potential E3c am Verbin
dungspunkt 3c höher ist als das Potential E3d am Verbin
dungspunkt 3d, erzeugt die Referenzspannungsquelle 18 eine
Referenzspannung mit einem negativen Temperaturkoeffizien
ten. Wenn umgekehrt das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c
niedriger als das Potential E3d am Verbindungspunkt 3d ist,
erzeugt die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung
mit einem positiven Temperaturkoeffizienten.
Unter Bezugnahme auf Fig. 11 wird nun ein achtes bevorzugtes
Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 11
zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß
dem achten bevorzugten Ausführungsbeispiel.
In Fig. 11 bezeichnen gleiche Bezugszeichen identische
oder entsprechende Teile wie in Fig. 6. Fig. 11 unter
scheidet sich von Fig. 6 dahingehend, daß die Referenzspannungsquelle
18 über ihren positiven Anschluß mit einer Spannungs
quelle 11 und über ihren negativen Anschluß mit einem
nicht invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsver
stärkers 19 verbunden ist. Bei der in Fig. 11 gezeigten
Schaltung ist es notwendig, daß die Referenzspannungsquelle
18 eine Referenzspannung mit einem positiven Temperaturkoef
fizienten erzeugt.
Im folgenden wird der Betrieb der Halbleitereinrichtung ge
mäß dem achten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben.
Es sei angenommen, daß die Spannung der Referenzspannungs
quelle 18 Vref (T) ist, so daß die Gleichung (19) gilt.
Vref (T) wird durch den Operationsverstärker 19 verstärkt.
Unter der Annahme, daß die Widerstände 20 und 21 Wider
standswerte R₂₀ und R₂₁ besitzen und die Spannung Vcc durch
die Spannungsquelle 11 an den Verbindungspunkt 3c angelegt
wird, läßt sich die Ausgangsspannung V₁₉ des Operationsver
stärkers 19 durch die folgende Gleichung ausdrücken:
Hierbei ist das Potential E3d am Verbindungspunkt 3d (V₁₉ + 0).
Die Ausgangsspannung Vspan der Brückenschaltung des Bela
stungsdetektors 1 läßt sich durch die Gleichung (9) be
schreiben. Weiterhin ist, da der Verbindungspunkt 3c mit der
Spannungsquelle 11 in Fig. 11 verbunden ist, das Potential
E3c am Verbindungspunkt E3c (Vcc + 0). Die Gestaltung der
Brückenschaltung 2a bis 2d ist gleichartig wie beim Stand
der Technik. Somit ergibt sich beim Einsatz der Gleichung
(27) in die Gleichung (9) die folgende Gleichung:
Weiterhin führen die Gleichungen (19) und (28) zu der nach
stehenden Gleichung:
Somit ergibt sich, daß die Temperaturabhängigkeit der Emp
findlichkeit des Belastungsdetektors 1 kompensiert werden
kann, wenn ein Temperaturkoeffizient der Referenzspannungs
quelle 18 in Übereinstimmunt mit der Gleichung (29) so ein
gestellt wird, daß die Beziehung zwischen einem Temperatur
koeffizienten α des Piezowiderstandskoeffizienten und einem
Temperaturkoeffizienten γ der Referenzspannung der
Gleichung α = γ genügen. Weiterhin können Veränderungen der
Empfindlichkeit mehrerer Belastungsdetektoren 1 (Veränderungen
von a · π₀) durch Einstellung eines Widerstandswerts eines
Widerstands 20 korrigiert werden. Die Widerstände 20 und
21 besitzen üblicherweise Widerstandswerte mit
Temperaturkoeffizienten. Da sich diese aber gegenseitig kom
pensieren, wenn der Temperaturkoeffizient identisch ist,
üben sie keinen Einfluß auf den Temperaturkoeffizienten aus.
Beispielsweise können die Widerstände 21 und 20 aus Dünn
film-Widerständen aus NiCr oder dergleichen mit identischen
Temperaturkoeffizienten hergestellt und aus einem einzelnen
Halbleiterchip zusammen mit dem Belastungsdetektor 1, den
Operationsverstärkern 4 und 19, der Referenzspannungsquelle
18 und Widerständen 5, 6, 7 und 8 (die in diesem Fall durch
Verunreinigungsdiffusion hergestellt sind) ausgebildet werden.
Die Einstellung des Widerstands 20 kann durch Trimmen
mit Hilfe eines Lasers oder dergleichen durchgeführt werden.
Das Widerstandswert-Einstellelement beim zweiten, dritten
oder vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel kann zur Reali
sierung des Widerstands 20 beim achten bevorzugten Ausfüh
rungsbeispiel eingesetzt werden. Verschiedene Effekte der
Halbleitereinrichtungen, die durch die Kombinationen des
zweiten bis vierten bevorzugten Ausführungsbeispiels mit dem
achten bevorzugten Ausführungsbeispiel hervorgerufen werden,
sind gleichartig wie bei den vorstehend beschriebenen Aus
führungsbeispielen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 12 wird nun ein neuntes bevorzugtes
Ausführungsbeispiel beschrieben.
Fig. 12 zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß
dem neunten bevorzugten Ausführungsbeispiel.
In Fig. 12 bezeichnen gleichartige Bezugszeichen
identische oder entsprechende Teile wie diejenigen in Fig. 6.
Fig. 12 unterscheidet sich von Fig. 6 dahingehend, daß
der erste Anschluß des Widerstands 20 geerdet und dessen
zweiter Anschluß mit einem invertierenden Eingangsanschluß
des Operationsverstärkers 19 verbunden ist. Wenn bei der
Schaltung gemäß Fig. 12 die durch die Spannungsquelle 11 an
den Verbindungspunkt 3c angelegte Spannung größer ist als
die vom Operationsverstärker 19 abgegebene Spannung, oder
wenn das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c höher ist als
das Potential E3d am Verbindungspunkt 3d, ist es notwendig,
daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit
einem negativen Temperaturkoeffizienten erzeugt. Wenn umge
kehrt das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c niedriger ist
als das Potential E3d am Verbindungspunkt 3d, ist es notwendig,
daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung
mit einem positiven Temperaturkoeffizienten erzeugt.
Nachfolgend wird nun ein spezieller Schaltungsaufbau der
bei den vorstehend beschriebenen bevorzugten
Ausführungsbeispielen eingesetzten Referenzspannungsquellen
beschrieben. Diese Referenzspannungsquellen besitzen einen
positiven oder einen negativen Temperaturkoeffizienten auf
grund der Schaltungskonfigurationen der jeweiligen Halbleiter
einrichtungen, so daß sowohl eine Referenzspannungsquelle
mit positivem Temperaturkoeffizienten als auch eine Refe
renzspannungsquelle mit negativem Temperaturkoeffizienten
erforderlich sind. Fig. 13 zeigt ein Schaltbild einer Refe
renzspannungsquelle mit positivem Temperaturkoeffizienten,
bei der eine Lawinendiode eingesetzt wird. Gemäß Fig. 13 um
faßt die Referenzspannungsquelle eine Spannungsquelle 11,
Masseanschlüsse 9, Lawinendioden 41, Dioden 42, einen Wider
stand 43 und Ausgangsanschlüsse 44 und 45. Fig. 13(a) zeigt
eine Referenzspannungsquelle, die aus einer Mehrzahl von Lawinen
dioden 41, die in Sperrichtung in Reihe ge
schaltet sind und bei denen eine Anode einer der Lawinendioden
geerdet ist, einer Mehrzahl von Dioden 42, die in
Durchlaßrichtung in Reihe geschaltet sind und bei denen eine
Kathode einer der Dioden mit einer Kathode einer der Lawinen
dioden 41 verbunden ist, und einem Widerstand 43 besteht,
dessen erster Anschluß mit der Spannungsquelle 11 und dessen
zweiter Anschluß mit einer Anode einer der Dioden 42 verbun
den ist. Die Lawinendioden 41 erzeugen eine konstante Span
nung mit positivem Temperaturkoeffizienten. Auch wenn die
Referenzspannungsquelle durch eine einzige Lawinendiode 41
alleine gebildet werden kann, ist eine
einzige Lawinendiode 41 nicht ausreichend, um einen ausreichend
großen positiven Temperaturkoeffizienten hervorzurufen,
der von einer Verunreinigungskonzentration und dergleichen bestimmt ist.
Jedoch ist die Summe der Temperaturkoeffizienten der in
Reihe geschalteten Lawinendioden 41 der Temperaturkoeffizient
der Referenzspannung. Somit können viele Lawinendioden
41 eingesetzt werden, um einen großen positiven Temperatur
koeffizienten zu erzielen. Die Vielzahl von Lawinendioden 41
ist nützlich, da der Temperaturkoeffizient durch Variation
der Anzahl der miteinander verbundenen Lawinendioden eingestellt
werden kann. Weiterhin zeigt der Vorwärtsspannungsabfall
einer Diode einen negativen Temperaturkoeffizienten,
weshalb die Dioden 42 einen negativen Temperaturkoeffizienten,
die sich im absoluten Wert von den positiven Temperaturkoeffi
zienten der Lawinendioden 41 unterscheiden, in Reihe mit
den Lawinendioden 41 in Vorwärtsrichtung geschaltet sind, so
daß ein feiner bzw. kleiner Temperaturkoeffizient einge
stellt werden kann. Dabei wird als Referenzspannung eine Po
tentialdifferenz zwischen dem Masseanschluß 9 und dem Aus
gangsanschluß 44, der mit einem zweiten Anschluß des Wider
stands 43 verbunden ist, eingesetzt. Eine Referenzspannungs
quelle ist beispielsweise als die in den Fig. 1 bis 5 bei
den dortigen bevorzugten Ausführungsbeispielen gezeigte Re
ferenzspannungsquelle 18 nützlich bzw. einsetzbar. Die Summe
der Temperaturkoeffizienten der Lawinendioden 41 ist in diesem
Fall größer als die Summe der Temperaturkoeffizienten
der Dioden 42.
Fig. 13 (b) zeigt eine Referenzspannungsquelle, die aus dem
mit einem Anschluß geerdeten Widerstands 43, der Mehrzahl der
in Reihe in Sperrichtung geschalteten Lawinendioden
41, von denen eine über ihre Anorde mit einem zweiten An
schluß des Widerstands 43 verbunden ist, und der Mehrzahl
von in Reihe in Durchlaßrichtung geschalteten Dioden 42 be
steht, von denen eine über ihre Kathode mit einer Kathode
einer der Lawinendiode 41 verbunden ist und von denen eine
andere über ihren einen Anschluß mit der Spannungsquelle 11
verbunden ist. Diese Referenzspannungsquelle unterscheidet
sich von derjenigen gemäß Fig. 13 (a) dahingehend, daß ein
Potentialunterschied zwischen der Spannungsquelle 11 und einem
mit dem zweiten Anschluß des Widerstands 43 verbundenen
Ausgangsanschluß 45 eingesetzt wird. Die Referenzspannungs
quelle wird beispielsweise als die in Fig. 11 beim vorstehenden
Ausführungsbeispiel gezeigte Referenzspannung 18 ein
gesetzt.
Fig. 14 zeigt ein Schaltbild einer Referenzspannungsqeulle
mit negativem Temperaturkoeffizienten, bei der der
Spannungsabfall einer Zener-Diode oder einer Diode in Durchlaßrichtung einge
setzt wird. Gemäß Fig. 14 weist die Referenzspannungsquelle
eine Spannungsquelle 11, Masseanschlüsse 9, Dioden 42, einen
Widerstand 43, Zener-Dioden 46 und Ausgangsanschlüsse 48 und
49 auf. Fig. 14 (a) zeigt eine Referenzspannungsquelle, die
auf der Mehrzahl der in Reihe in Sperrichtung ge
schalteten Zener-Dioden 46, von denen eine über ihre Anode
geerdet ist, und dem Widerstand 43 besteht, dessen erster
Anschluß mit der Spannungsquelle 11 und dessen zweiter An
schluß mit einer Kathode einer der Zener-Dioden 46 verbunden
ist. Die Zener-Dioden 46 erzeugten Konstantspannungen mit ne
gativem Temperaturkoeffizienten. Die Referenzspannungsquelle
kann aus lediglich einer einzigen Zener-Diode 46 bestehen,
jedoch kann eine solche einzelne Zener-Diode keinen sehr
großen negativen Temperaturraumkoeffizienten hervorrufen, da der
Temperaturkoeffizient einer Zener-Diode in Abhängigkeit von
einer Verunreinigungskonzentration und dergleichen bestimmt
ist. Jedoch bildet die Summe der Temperaturkoeffizienten der
in Reihe geschalteten Zener-Dioden 46 den Tempe
raturkoeffizienten der Referenzspannung. Folglich wird die
Mehrzahl von Zehner-Dioden 46 zur Erzielung eines großen negativen
Temperaturkoeffizienten eingesetzt. Zusätzlich ist
die Mehrzahl von Zener-Dioden 46 nützlich, da ihre Tempera
turkoeffizienten durch Veränderung der Anzahl der miteinander
verbundenen Zener-Dioden eingestellt werden können. Eine
Potentialdifferenz zwischen dem Masseanschluß 9 und dem Aus
gangsanschluß 48, der mit einem zweiten Anschluß des Wider
stands 43 verbunden ist, dient als Referenzspannung.
Fig. 14(b) zeigt ein Schaltbild einer Referenzspannungs
quelle, die aus der Mehrzahl der Dioden 42, die in Reihe
zwischen die Spannungsquelle 11 und den Massenanschluß 9 ge
schaltet sind und von denen eine über ihre Kathode geerdet
ist, und dem Widerstand 43 besteht, dessen erster Anschluß
mit der Spannungsquelle 11 und dessen zweiter Anschluß mit
einer Anode einer der Dioden 42 verbunden ist. Die Dioden 42
sind in Durchlaßrichtung geschaltet, um einen Spannungs
abfall in Durchlaßrichtung hervorzurufen. Da dieser Spannungsabfall
einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt, kann die
Referenzspannungsquelle durch lediglich eine einzige Diode
42 gebildet werden, jedoch kann eine solche einzelne Diode
keinen sehr großen negativen Temperaturkoeffizienten hervor
rufen. Jedoch bildet die Summe der Temperaturkoeffizienten
der in Reihe geschalteten Dioden 42 den Temperaturkoeffizienten
der Referenzspannung. Somit kann die Mehrzahl der in
Reihe geschalteten Dioden 42 eingesetzt werden, um einen
großen negativen Temperaturkoeffizienten hervorzurufen. Weiter
hin ist die Mehrzahl von Dioden 42 nützlich, um den Tem
peraturkoeffizienten durch Veränderung der Anzahl der mit
einander verbundenen Dioden einzustellen. Als Refe
renzspannung wird die Potentialdifferenz zwischen dem Masse
anschluß 9 und dem mit dem zweiten Anschluß des Widerstands
43 verbundenen Ausgangsanschluß 49 eingesetzt. Die Referenz
spannungsquellen, die in den Fig. 14 (a) und 14 (b) ge
zeigt sind, werden bei den vorstehend erwähnten Ausführungs
beispielen dann eingesetzt, wenn ein negativer Temperaturko
effizient gewünscht ist. Beispielsweise werden sie als die
Referenzspannungsquellen 18 in den in den Fig. 6 bis 10
gezeigten Schaltungen eingesetzt.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 15 bis 17 wird nun eine Re
ferenzspannungsquelle des Bandabstands-Typs beschrieben. Die
in Fig. 15 gezeigte Referenzspannungsquelle des Bandab
stands-Typs ist eine Referenzspannung, die eine Spannung auf
der Basis eines Potentials an Masse erzeugt. Gemäß Fig. 15
weist eine Schaltung Widerstände 50 bis 54, bipolare npn-
Transistoren 55 bis 57 und Ausgangsanschlüsse 58 und 59 auf.
Der Widerstand 50 ist über seinen ersten Anschluß mit einer
Spannungsquelle 11 und über seinen zweiten Anschluß mit ersten
Anschlüssen der Widerstände 51, 52 und 54 verbunden.
Eine Stromquelle besteht aus der Spannungsquelle 11 und dem
Widerstand 50. Der Widerstand 51 ist über seinen zweiten An
schluß mit einem Kollektor und einer Basis des Transistors
55 verbunden, dessen Emitter geerdet ist. Der Widerstand 52
ist über seinen zweiten Anschluß mit einem Kollektor des
Transistors 56 verbunden, dessen Basis mit einer Basis des
Transistors 55 verbunden und dessen Emitter mit einem ersten
Anschluß des Widerstands 53 verschaltet ist. Ein zweiter An
schluß des Widerstands 53 ist geerdet. Der Kollektor des
Transistor 57 ist mit einem zweiten Anschluß des Wider
stands 54 verbunden, während die Basis des Transistors 57
mit einem Kollektor des Transistors 56 verbunden ist und
sein Emitter geerdet ist. Die Referenzspannung ist der Po
tentialunterschied zwischen dem mit einem ersten Anschluß
des Widerstands 54 verbundenen Ausgangsanschluß 59 und dem
geerdeten Ausgangsanschluß 58.
Nachfolgend wird der Betrieb dieser Referenzspannungsquelle
beschrieben. Die Basis-Emitter-Spannungen an den Transisto
ren 56 bis 58 sind mit VBE1 bis VBE3 bezeichnet, während die
Widerstandswerte der Widerstände 51 bis 54 mit R₅₁ bis R₅₄
bezeichnet sind. Die jeweiligen Basisanschlüsse der Transistoren 55
und 46 sind miteinander verbunden, so daß sich folgende
Gleichung ergibt:
VBE1 = VBE2 + I₂R₅₃, (30)
wobei I₂ den durch den Widerstand 53 fließenden Strom darstellt.
Wenn angenommen ist, daß die Spannung zwischen den Ausgangs
anschlüssen 58 und 59 mit Vref und der im Widerstand 51
fließende Strom mit I₁ und der im Widerstand 52 fließende
Strom mit I₂ bezeichnet ist, ergeben sich die beiden fol
genden Gleichungen aus dem Spannungsabfall am Widerstand 51
und der Basis-Emitter-Spannung VBE1 des Transistors 55 und
aus dem Spannungsabfall am Widerrstand 52 und der Basis-Emitter-
Spannung VBE3 des Transistors 57:
Vref = VBE1 + I₁ · R₅₁ (31)
Vref = VBE2 + I₂ · R₅₂ (32)
Wenn nun die Beziehung zwischen den Basis-Emitter-Spannungen
VBE1 und VBE3 bei den Transistoren 55 und 57 als VBE1 = VBE3
eingestellt wird, werden die Beziehungen gemäß den Gleichungen
(31) und (32) zur Bildung der nachstehenden Gleichung
herangezogen:
Allgemein ist die Basis-Emitter-Spannung eines Transistors
durch die folgende Gleichung gegeben:
wobei k eine Boltzmann-Konstante, T eine absolute Temperatur,
q eine elektrische Ladung von Elektronen, IS einen Sättigungs
strom des Transistors und IE einen Emitterstrom des
Transistors bezeichnet.
Wenn angenommen ist, daß der Sättigungsstrom des Transistors
55 IS1 ist, während der Sättigungsstrom des Transis
tors 56 IS2 ist, lassen sich die Basis-Emitter-Spannungen
VBE1 und VBE2 an den Transistoren 55 und 56 durch die fol
genden Gleichungen beschreiben:
Die Gleichungen (35) und (36) und die Gleichung (30) führen
zur nachstehenden Gleichung:
Da der Sättigungsstrom IS des Transistors proportional zu
einer Fläche des Emitters des Transisotrs ist und unter der
Annahme, daß das Verhältnis der Emitterfläche des Transistors
55 zu der des Transistors 56 1 : n ist, ergibt sich die Bezie
hung IS1/IS2 = n, was zusammen mit der Gleichung (37) zur
nachstehenden Gleichung führt:
Weiterhin ergibt sich aus den Gleichungen (33) und (38) die
nachstehende Gleichung:
Die Gleichung (39) wird in die Gleichtung (32) eingesetzt:
Allgemein besitzt VBE einen Temperaturkoeffizienten von
-2 mV/°C. Weiterhin ist der zweite Ausdruck in der Gleichung
(40) proportional zur absoluten Temperatur T. Demgemäß kann
durch Spezifizierung des Verhältnisses der Emitterfläche des
Transistors 55 zu derjenigen des Transistors 56 und der Wider
standswerte R₅₁ bis R₅₃ der Widerstände 51 bis 53 frei
spezifiziert bzw. gewählt werden, welchen (positiven oder
negativen) Temperaturkoeffizienten die Referenzspannung Vref
zeigt und welchen Wert er annimmt.
Bei der in Fig. 15 gezeigten Schaltung kann allerdings der
Wert des Temperaturkoeffizienten der Referenzspannung nicht
kleiner gemacht werden als -2 mV/°C. Durch Hinzuschaltung von
Transistoren 60 und 61, wie beispielsweise in Fig. 16 ge
zeigt, kann der negative Temperaturkoeffizient vergrößert
werden. In Fig. 16 bezeichnen die Bezugszeichen 60 und 61
npn-Transistoren. Der Transistor 60 ist zwischen den Transi
stor 55 und den Widerstand 51 geschaltet und ist über seinen
Kollektor und seine Basis mit einem zweiten Anschluß des Wider
stands 51 und über seinen Emitter mit einem Kollektor des
Transistors 55 verbunden. Der Transistor 61 ist zwischen den
Transistor 56 und den Widerstand 52 geschaltet und über seinen
Kollektor und seine Basis mit einem zweiten Anschluß des
Widerstands 52 und über seinen Emitter mit einem Kollektor
des Transistors 56 verbunden. Gleiche Bezugszeichen in Fig. 16
bezeichnen äquivalente oder entsprechende Teile wie die
jenigen in Fig. 15, wobei die übrigen Verschaltungen
ebenfalls gleichartig sind wie bei denjenigen in der Schaltung
gemäß Fig. 15.
Die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 60 und 61 sind
mit VBE4 bzw. VBE5 bezeichnet. Da die Basen der Transistoren
55 und 56 miteinander verbunden sind, gilt die Gleichung
(30).
Der Spannungsabfall des Widerstands 51, die Basis-Emitter-
Spannung VBE1 des Transistors 55 und die Basis-Emitter-Span
nung VBE4 des Transistors 60 führen zusammen zur nachstehen
den Gleichung:
Vref = VBE1 + VBE4 + I₁ · R₅₁ (41)
Weiterhin führen der Spannungsabfall am Widerstand 52, die
Basis-Emitter-Spannung VBE3 des Transistors 57 und die Ba
sis-Emitter-Spannung VBE5 des Transistors 61 zusammen zur
nachstehenden Gleichung:
Vref = VBE3 + VBE5 + I₂ · R₅₂ (42)
Durch Einstellung der Beziehungen zwischen den Basis-Emitter-
Spannungen VBE1, VBE3, VBE4 und VBE5 der Transistoren
55, 57, 60 und 61 derart, daß die nachstehende Gleichung er
füllt ist, ergeben die Beziehungen aus den Formeln (41) und
(42) zusammen die Beziehung gemäß nachstehender Gleichung:
VBE1 + VBE4 = VBE3 + VBE5 (43)
Da die Basis-Emitter-Spannung VBE des Transistors durch die
Gleichung (34) gegeben ist, lassen sich die Basis-Emitter-
Spannungen VBE1 und VBE2 der Transistoren 55 und 56 allgemein
durch die Gleichungen (35) und (36) beschreiben, wobei
angenommen ist, daß der Sättigungsstrom des Transistors 55
mit IS1 und der Sättigungsstrom des Transistors 56 mit IS2
bezeichnet sind. Die Gleichungen (35) und (36) und die Glei
chungen (30) führen zusammen zur Gleichung (37).
Der Sättigungsstrom IS des Transistors ist proportional zu
einer Emitterfläche des Transistors, so daß sich unter der
Annahme, daß das Verhältnis der Emitterfläche des Transistors
55 zu derjenigen des Transistors 56 1 : n ist, die Glei
chung IS1/IS2 = n ergibt. Diese Gleichung führt zusammen mit
der Gleichung (37) zur Gleichung (38). Weiterhin ergeben die
Gleichungen (33) und (38) die Gleichung (39). Ferner ergibt
sich bei Einsatz der Gleichung (39) in die Gleichung (42)
die nachstehende Gleichung:
Die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 57 und 61 werden
durch den ersten und zweiten Ausdruck in der Glei
chung (44) ausgedrückt, da die Referenzspannung Vref einen
negativen Temperaturkoeffizienten haben soll und ein Wert
des Temperaturkoeffizienten niemals kleiner als -4 mV/°C sein
kann. Bei Vergleich der Gleichung (40) mit der Gleichung
(44) läßt sich weiterhin finden, daß die Schaltung gemäß
Fig. 16 einen Absolutwert des negativen Temperaturkoeffizienten
erreichen läßt, der größer ist als derjenige der
Schaltung gemäß Fig. 15.
Eine weitere Referenzspannungsquelle des Bandabstands-Typs
ist in Fig. 17 gezeigt und bildet eine Referenzspannungs
quelle, die eine Spannung auf der Grundlage eines Potentials
an einer Spannungsquelle erzeugt. Gemäß Fig. 17 besitzt die
Referenzspannungsquelle Widerstände 70 bis 74, bipolare npn-
Transistoren 75 bis 77 und Ausgangsanschlüsse 78 und 79. Der
Widerstand 70 ist über seinen ersten Anschluß geerdet und
über seinen zweiten Anschluß mit ersten Anschlüssen von Wider
ständen 71 bis 73 verbunden. Eine Stromquelle besteht aus
dem Widerstand 70 und der Spannungsquelle 11. Ein zweiter
Anschluß des Widerstands 71 ist mit einem Kollektor und mit
einer Basis des Transistors 75 verbunden. Der Transistor 75
ist über seinen Emitter mit der Spannungsquelle 11 verbunden.
Der Widerstand 72 ist über seinen zweiten Anschluß mit
einem Kollektor des Transistors 76 verbunden. Der Transistor
76 ist über seine Basis mit einer Basis des Transistors 75
und über seinen Emitter mit einem ersten Anschluß des Wider
stands 74 verbunden. Ein zweiter Anschluß des Widerstands 74
ist mit der Spannungsquelle 11 verbunden. Der Transistor 77
ist über seinen Kollektor mit einem zweiten Anschluß des Wider
stands 73, über seine Basis mit einem Kollektor des Tran
sistors 76 und über seinen Emitter mit der Spannungsquelle
11 verbunden. Die Referenzspannung ist eine Potentialdifferenz
zwischen dem Ausgangsanschluß 79, der mit einem ersten
Anschluß des Widerstands 71 verbunden ist, und dem Ausgangs
anschluß 78, der mit der Spannungsquelle 11 verbunden ist.
Die Arbeitsweise der Referenzspannungsquelle ist gleichartig wie
die der in Fig. 15 gezeigten Referenzspannungsquelle. Die
Referenzspannungsquelle wird als Referenzspannungsquelle 18
eingesetzt, die in Fig. 11 gezeigt ist und eine Spannung auf
der Basis des Potentials beispielsweise an der Spannungs
quelle 11 erzeugt.
Claims (15)
1. Halbleitereinrichtung zum Erfassen eines von außen
einwirkenden Drucks, mit
einem Substrat (A) mit einem Druckaufnahmeabschnitt (ar5), der entsprechend dem von außen einwirkenden Druck verformt wird,
einer Brückenschaltung (1) mit Piezowiderständen (S1 bis S4; 2a bis 2d), die auf dem Druckaufnahmeabschnitt (ar5) ausgebildet sind,
einer Referenzspannungsquelle (18) zum Speisen der Brückenschaltung (1) und einer Temperaturkompensations schaltung, die einen Empfindlichkeitstemperaturkoeffi zienten der Brückenschaltung (1) kompensiert,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Referenzspannungsquelle (18) in dem Substrat (A) ausgebildet ist und eine Referenzspannung mit einem Temperaturkoeffizienten erzeugt, die einen Empfindlich keitstemperaturkoeffizienten der Brückenschaltung (1) kom pensiert,
daß die Referenzspannungsquelle (18) eine Stromquelle (9, 11, 43) und zumindest eine Konstantspannungsdiode (41) mit positivem Temperaturkoeffizienten, die in Reihe zwischen zwei Anschlüssen der Stromquelle (9, 11, 43) in Sperr richtung geschaltet ist oder eine bipolare Bandabstandsre ferenz umfaßt, und
daß ein Spannungswandler (100a bis 100l) zwischen die Referenzspannungsquelle (18) und einen Spannungseingangsan schluß (3c) der Brückenschaltung (1) geschaltet ist, der die Referenzspannung empfängt und umwandelt und die umge wandelte Spannung an die Brückenschaltung (1) als Versor gungsspannung anlegt.
einem Substrat (A) mit einem Druckaufnahmeabschnitt (ar5), der entsprechend dem von außen einwirkenden Druck verformt wird,
einer Brückenschaltung (1) mit Piezowiderständen (S1 bis S4; 2a bis 2d), die auf dem Druckaufnahmeabschnitt (ar5) ausgebildet sind,
einer Referenzspannungsquelle (18) zum Speisen der Brückenschaltung (1) und einer Temperaturkompensations schaltung, die einen Empfindlichkeitstemperaturkoeffi zienten der Brückenschaltung (1) kompensiert,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Referenzspannungsquelle (18) in dem Substrat (A) ausgebildet ist und eine Referenzspannung mit einem Temperaturkoeffizienten erzeugt, die einen Empfindlich keitstemperaturkoeffizienten der Brückenschaltung (1) kom pensiert,
daß die Referenzspannungsquelle (18) eine Stromquelle (9, 11, 43) und zumindest eine Konstantspannungsdiode (41) mit positivem Temperaturkoeffizienten, die in Reihe zwischen zwei Anschlüssen der Stromquelle (9, 11, 43) in Sperr richtung geschaltet ist oder eine bipolare Bandabstandsre ferenz umfaßt, und
daß ein Spannungswandler (100a bis 100l) zwischen die Referenzspannungsquelle (18) und einen Spannungseingangsan schluß (3c) der Brückenschaltung (1) geschaltet ist, der die Referenzspannung empfängt und umwandelt und die umge wandelte Spannung an die Brückenschaltung (1) als Versor gungsspannung anlegt.
2. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Referenzspannungsquelle (18) zu
mindest eine weitere Diode (42) mit negativem Temperatur
koeffizienten aufweist, die in Reihe zwischen erste und
zweite Anschlüsse der Stromquelle (9, 11, 43) in Durchlaß
richtung geschaltet ist.
3. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Piezowiderstände (S1 bis S4; 2a
bis 2d) Diffusionswiderstände sind.
4. Halbleitereinrichtung nach einem der Patentansprüche 1
bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die bipolare Bandab
standsreferenz aufweist:
einen ersten Verbindungspunkt (79), der mit dem ersten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
einen zweiten Verbindungspunkt (78), der mit dem zweiten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (71, 72, 74), die mit ihren jeweiligen ersten Anschlüssen mit dem ersten Verbindungspunkt (79) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (75), der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungsabfalleinrichtung (71), über seine zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) und über seine Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (76), der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (72) und über seine Steuer elektrode mit der Steuerelektrode des ersten bipolaren Transistors (76) verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (73), die über ihren ersten Anschluß mit einer zweiten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (76) und über ihren zweiten Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) verbunden ist, und
einen dritten bipolaren Transistor (77) aufweist, der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der dritten Spannungsabfalleinrichtung (74), und über seine zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) ver bunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (78, 79) die Referenzspannung (Vref) ist (Fig. 17).
einen ersten Verbindungspunkt (79), der mit dem ersten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
einen zweiten Verbindungspunkt (78), der mit dem zweiten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (71, 72, 74), die mit ihren jeweiligen ersten Anschlüssen mit dem ersten Verbindungspunkt (79) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (75), der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungsabfalleinrichtung (71), über seine zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) und über seine Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (76), der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (72) und über seine Steuer elektrode mit der Steuerelektrode des ersten bipolaren Transistors (76) verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (73), die über ihren ersten Anschluß mit einer zweiten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (76) und über ihren zweiten Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) verbunden ist, und
einen dritten bipolaren Transistor (77) aufweist, der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der dritten Spannungsabfalleinrichtung (74), und über seine zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) ver bunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (78, 79) die Referenzspannung (Vref) ist (Fig. 17).
5. Halbleitereinrichtung nach einem der Patentansprüche 1
bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückenschaltung
(1) einen zweiten Spannungseingangsanschluß (3d) zum Auf
nehmen einer ersten Spannung, die einen kleineren absoluten
Wert als die Versorgungsspannung besitzt, aufweist, daß
die Brückenschaltung (1) entsprechend der Differenzspannung
zwischen der ersten Spannung und der Versorgungsspannung
arbeitet und daß die Referenzspannung der Referenzspan
nungsquelle (18) einen positiven Temperaturkoeffizienten
besitzt.
6. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 4, dadurch
gekennzeichnet, daß die Brückenschaltung (1) einen zweiten
Spannungseingangsanschluß (3d) zum Aufnehmen einer zweiten
Spannung, deren Absolutwert größer als die Versorgungs
spannung ist, aufweist, daß die Brückenschaltung (1) ent
sprechend der Differenzspannung zwischen der zweiten Spannung
und der Versorgungsspannung arbeitet und daß die Re
ferenzspannung der Referenzspannungsquelle (18) einen negativen
Temperaturkoeffizienten besitzt.
7. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die bipolare Bandabstandsreferenz auf
weist:
einen mit dem ersten Anschluß der Stromquelle verbun denen ersten Verbindungspunkt (59),
einen mit dem zweiten Anschluß der Stromquelle ver bundenen zweiten Verbindungspunkt (58),
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (51, 52, 54), deren jeweilige erste Anschlüsse mit dem ersten Verbindungspunkt (59) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (55), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungs abfalleinrichtung (51), dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (56), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungs abfalleinrichtung (52) und dessen Steuerelektrode mit der Steuerelektrode des ersten bipolaren Transistors (55) verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (53), deren erster Anschluß mit einer zweiten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (56) und deren zweiter Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist, und
einen dritten bipolaren Transistor (57) aufweist, dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der dritten Spannungsabfalleinrichtung (54), dessen Steuerelektrode mit der ersten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (56) und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (58, 59) die Referenzspannung (Vref) ist (Fig. 15).
einen mit dem ersten Anschluß der Stromquelle verbun denen ersten Verbindungspunkt (59),
einen mit dem zweiten Anschluß der Stromquelle ver bundenen zweiten Verbindungspunkt (58),
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (51, 52, 54), deren jeweilige erste Anschlüsse mit dem ersten Verbindungspunkt (59) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (55), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungs abfalleinrichtung (51), dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (56), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungs abfalleinrichtung (52) und dessen Steuerelektrode mit der Steuerelektrode des ersten bipolaren Transistors (55) verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (53), deren erster Anschluß mit einer zweiten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (56) und deren zweiter Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist, und
einen dritten bipolaren Transistor (57) aufweist, dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der dritten Spannungsabfalleinrichtung (54), dessen Steuerelektrode mit der ersten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (56) und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (58, 59) die Referenzspannung (Vref) ist (Fig. 15).
8. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die bipolare Bandabstandsreferenz aufweist:
einen ersten Verbindungspunkt (59), der mit einem ersten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
einen zweiten Verbindungspunkt (58), der mit einem zweiten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (51, 52, 54), deren jeweilige erste Anschlüsse mit dem ersten Verbindungspunkt (59) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (60), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungs abfalleinrichtung (51) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (55), dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des ersten bipolaren Transistors (60), dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen dritten bipolaren Transistor (61), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungs abfalleinrichtung (52) und dessen zweite Elektrode mit der Steuerelektrode des dritten bipolaren Transistors ver bunden ist,
einen vierten bipolaren Transistor (56), dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des dritten bipolaren Transistors (61) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (53), deren erster Anschluß mit einer zweiten Elektrode des vierten bipolaren Transistors (56) und deren zweiter Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist, und
einen fünften bipolaren Transistor (57) aufweist, dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (54), dessen Steuerelektrode mit der ersten Elektrode des vierten bipolaren Transistors (56) und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (58, 59) eine Referenzspannung (Vref) ist (Fig. 16).
einen ersten Verbindungspunkt (59), der mit einem ersten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
einen zweiten Verbindungspunkt (58), der mit einem zweiten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (51, 52, 54), deren jeweilige erste Anschlüsse mit dem ersten Verbindungspunkt (59) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (60), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungs abfalleinrichtung (51) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (55), dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des ersten bipolaren Transistors (60), dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen dritten bipolaren Transistor (61), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungs abfalleinrichtung (52) und dessen zweite Elektrode mit der Steuerelektrode des dritten bipolaren Transistors ver bunden ist,
einen vierten bipolaren Transistor (56), dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des dritten bipolaren Transistors (61) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (53), deren erster Anschluß mit einer zweiten Elektrode des vierten bipolaren Transistors (56) und deren zweiter Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist, und
einen fünften bipolaren Transistor (57) aufweist, dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (54), dessen Steuerelektrode mit der ersten Elektrode des vierten bipolaren Transistors (56) und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (58, 59) eine Referenzspannung (Vref) ist (Fig. 16).
9. Halbleitereinrichtung nach einem der Patentansprüche 1
bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungswandler
(100a bis 100l) eine erste Spannungsabfalleinrichtung (20)
mit variablem Widerstandswert,
einen Operationsverstärker (19) mit einem nicht inver tierenden Eingangsanschluß zum Aufnehmen des Ausgangssignals der Referenzspannungsquelle (18), die die Referenzspannung erzeugt, und mit einem invertierenden Eingangsanschluß, der mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungsabfall einrichtung verbunden ist, wobei der Operationsverstärker (19) die Potentialdifferenz zwischen invertierendem und nicht invertierendem Eingangsanschluß verstärkt und die verstärkte Potentialdifferenz ausgibt, und
eine zweite Spannungsabfalleinrichtung (21) aufweist, deren erster Anschluß mit einem Ausgangsanschluß des Ope rationsverstärkers (19) und dessen zweiter Anschluß mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (19) verbunden ist,
wobei die Widerstandswerte der ersten und der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (20, 21) identische Temperatur koeffizienten besitzen und
wobei die Treiberspannung am Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers (19) abgegeben wird.
einen Operationsverstärker (19) mit einem nicht inver tierenden Eingangsanschluß zum Aufnehmen des Ausgangssignals der Referenzspannungsquelle (18), die die Referenzspannung erzeugt, und mit einem invertierenden Eingangsanschluß, der mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungsabfall einrichtung verbunden ist, wobei der Operationsverstärker (19) die Potentialdifferenz zwischen invertierendem und nicht invertierendem Eingangsanschluß verstärkt und die verstärkte Potentialdifferenz ausgibt, und
eine zweite Spannungsabfalleinrichtung (21) aufweist, deren erster Anschluß mit einem Ausgangsanschluß des Ope rationsverstärkers (19) und dessen zweiter Anschluß mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (19) verbunden ist,
wobei die Widerstandswerte der ersten und der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (20, 21) identische Temperatur koeffizienten besitzen und
wobei die Treiberspannung am Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers (19) abgegeben wird.
10. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 9, dadurch
gekennzeichnet, daß die erste Spannungsabfalleinrichtung (20)
mehrere Widerstände (20 -1 bis 20 -n) und mehrere in
Reihe mit dem Widerstand geschaltete Verbindungen (22 -1 bis
22 -n) aufweist, wobei die Verbindungen selektiv unterbrechbar
sind, um den Widerstandswert der ersten Spannungsabfalleinrichtung
(20) variieren zu können (Fig. 2, Fig. 7).
11. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 10, dadurch
gekennzeichnet, daß die Verbindungen (22 -1 bis 22 -n) durch
einen Laser unterbrochen werden.
12. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die erste Spannungsabfalleinrichtung (20)
mehrere Widerstände (20 -1 bis 20 -n) und mehrere Dioden
(23 -1 bis 23 -n) aufweist, die parallel zu den Widerständen
derart geschaltet sind, daß sie eine Umkehrspannung erhalten
oder in Gegenrichtung vorgespannt sind, und daß die
Dioden selektiv kurzgeschlossen werden, um einen Wider
standswert der ersten Spannungsabfalleinrichtung (20) verändern
zu können (Fig. 3, Fig. 8).
13. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 12, dadurch
gekennzeichnet, daß die umgekehrte Spannung an die Dioden
derart angelegt wird, daß in ihnen ein Stromfluß hervorgerufen
und sie zerstört werden, so daß ein Kurzschlußbereich
in einem pn-Übergang der Dioden zum Kurzschließen
der Dioden (23 -1 bis 23 -n) ausgebildet wird.
14. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 12, dadurch
gekennzeichnet, daß die erste Spannungsabfalleinrichtung
(20) einen nichtflüchtigen Speicher (33),
mehrere Widerstände (20 -1 bis 20 -n) und
Schaltelemente (32 -1 bis 32 -n) aufweist, die in Reihe mit den Widerständen geschaltet und in Übereinstimmung mit in dem nichtflüchtigen Speicher (33) gespeicherter Information in leitenden oder nichtleitenden Zustand gebracht sind,
wobei im nichtflüchtigen Speicher (33) Information ge speichert ist, durch die das Schaltelement selektiv in leitenden oder nichtleitenden Zustand gebracht wird, so daß der Widerstandswert der ersten Spannungsabfalleinrichtung (20) variiert werden kann (Fig. 4, Fig. 9).
mehrere Widerstände (20 -1 bis 20 -n) und
Schaltelemente (32 -1 bis 32 -n) aufweist, die in Reihe mit den Widerständen geschaltet und in Übereinstimmung mit in dem nichtflüchtigen Speicher (33) gespeicherter Information in leitenden oder nichtleitenden Zustand gebracht sind,
wobei im nichtflüchtigen Speicher (33) Information ge speichert ist, durch die das Schaltelement selektiv in leitenden oder nichtleitenden Zustand gebracht wird, so daß der Widerstandswert der ersten Spannungsabfalleinrichtung (20) variiert werden kann (Fig. 4, Fig. 9).
15. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 8, dadurch
gekennzeichnet, daß der Spannungswandler (100j) einen
nichtflüchtigen Speicher (33) zum Speichern von bei der Um
wandlung der Referenzspannung verwendeten Informationen,
einen Digital/Analog-Wandler (34), der das Ausgangssignal der Referenzspannungsquelle (18) an seinem Eingangsanschluß empfängt und die Referenzspannung in Übereinstimmung mit in dem nichtflüchtigen Speicher (33) gespeicherter Information umwandelt und diese umgewandelte Spannung abgibt, und
eine Spannungsfolgerschaltung (101) aufweist, deren Eingangsanschluß mit einem Ausgangsanschluß des Digital/ Analog-Wandlers (34) zum Anlegen der Treiberspannung an die Brückenschaltung (1) verbunden ist (Fig. 5, Fig. 10).
einen Digital/Analog-Wandler (34), der das Ausgangssignal der Referenzspannungsquelle (18) an seinem Eingangsanschluß empfängt und die Referenzspannung in Übereinstimmung mit in dem nichtflüchtigen Speicher (33) gespeicherter Information umwandelt und diese umgewandelte Spannung abgibt, und
eine Spannungsfolgerschaltung (101) aufweist, deren Eingangsanschluß mit einem Ausgangsanschluß des Digital/ Analog-Wandlers (34) zum Anlegen der Treiberspannung an die Brückenschaltung (1) verbunden ist (Fig. 5, Fig. 10).
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- 1993-02-24 US US08/022,010 patent/US5419199A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-03-11 DE DE4307753A patent/DE4307753C3/de not_active Expired - Fee Related
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