DE4307753C2 - Halbleitereinrichtung zur Druckerfassung - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Halb­ leitereinrichtung zum Erfassen eines von außen einwirkenden Drucks gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine derartige Halbleitereinrichtung ist beispielsweise aus der EP 0 407 587 A1 bekannt. Die Halbleitereinrichtung besitzt hierbei ein Substrat mit einem Druckaufnahmeab­ schnitt, der entsprechend dem von außen einwirkenden Druck verformt wird. Eine Brückenschaltung mit Piezowiderständen ist auf dem Druckaufnahmeabschnitt ausgebildet. Zum Speisen der Brückenschaltung dient eine Referenzspannungsquelle, während eine Temperaturkompensationsschaltung dem Empfind­ lichkeitstemperaturkoeffizienten der Brückenschaltung kom­ pensiert.

Ferner ist aus der JP 61-144 884 A in: Patents Abstracts of Japan, Sect. E., Vol. 10 (1986), Nr. 340 (E-455) bekannt, bei einer Brückenschaltung eine Referenzeingangsspannung über eine Temperaturkompensationsschaltung an die Eingangsanschlüsse der Brückenschaltung anzulegen, wobei die Temperaturkompen­ sationsschaltung einen Verstärker und einen durch dessen Ausgangssignal gesteuerten Sourcefolger-Feldeffekttransi­ stor aufweist. Um der Erregerspannung einen positiven Tem­ peraturkoeffizienten zu verleihen, ist der Verstärker mit­ tels eines PTC-Widerstands rückgekoppelt. Der Feldeffekt­ transistor führt somit lediglich einen dem Laststrom ent­ sprechenden Strom.

Der vorstehend beschriebene herkömmliche Halbleiter- Drucksensor und die herkömmliche Temperaturkompensations­ schaltung sind jedoch jeweils in Dünnschicht-Technologie ausgebildet, weshalb sie für eine Massenherstellung nicht geeignet sind.

Eine weitere herkömmliche Halbleitereinrichtung wird unter Bezug­ nahme auf die Fig. 18 und 19 erläutert. Fig. 18 (a) und (b) zeigen eine Draufsicht und eine Seitenansicht eines Druck­ sensors als Beispiel für eine derartige herkömmliche Halbleitereinrichtung. Es ist ersichtlich, daß der Drucksensor ein Substrat A für den Drucksensor, auf dem Substrat A ausgebildete Flächen ar1 bis ar4 für periphere Schaltungen, eine Membran ar5, die durch einen äußeren Druck zur Hervorrufung einer Beanspruchung verformt wird, und Dehnungsmeßeinrichtungs- Widerstände S1 bis S4 aufweist, die in der Membran ar5 gebildet sind und einen Piezowiderstandseffekt zur Umwand­ lung einer Veränderung der Beanspruchung der Membran ar5 in eine Veränderung des Widerstandswerts ausnutzen. Der Druck­ sensor besitzt eine Brückenschaltung, die aus den Dehnungsmeßeinrichtungs-Widerständen S1 bis S4 besteht, um hierdurch als Druckdetektor zu wirken. Das Bezugszeichen P bezeichnet den auf den Drucksensor einwirkenden Druck.

Fig. 19 zeigt ein Schaltbild einer herkömmlichen Halbleiter­ einrichtung, die einen Belastungsdetektor 1 (beispielsweise einen Druckdetektor für einen Drucksensor), der den Piezo­ widerstandseffekt des Halbleitermaterials ausnutzt, und Dehnungs­ meßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d aufweist, durch die der Belastungsdetektor 1 gebildet ist. Beispielsweise sind die in Fig. 18 gezeigten Dehnungsmeßwiderstände S1 bis S4 Beispiele für die Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d. Derartige Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d werden normalerweise durch Dotierungsdiffusion hergestellt. Das Bezugszeichen 3a bezeichnet einen Verbindungspunkt zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2c und 2d, während das Bezugszeichen 3b einen Verbindungspunkt zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2b bezeichnet. Die zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b auftretende Spannung steht in Beziehung mit einer zu erfassenden Belastung (beispielsweise einer Bela­ stung, die aufgrund einer Verformung der Membran in Überein­ stimmung mit dem Druck im Drucksensor usw. gebildet wird). Die Halbleitereinrichtung weist weiterhin einen Operations­ verstärker 4 zum Verstärken einer Ausgangsspannung V_span (Differenzspannung zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b) des Belastungsdetektors 1, Widerstände 5, 6, 7 und 8 zum Bestimmen eines Verstärkungsfaktors des Operationsverstärkers 4, Masseanschlüsse 9, mit denen einer der Anschlüsse der Widerstände 8 usw. auf Masse gelegt ist, einen Ausgangs­ anschluß 10 des Operationsverstärkers 4, eine Spannungs­ quelle 11 zum Bereitstellen einer für die Aktivierung des Belastungsdetektors 1 eingesetzten Spannung V_CC, einen zwischen die Spannungsquelle 11 und einen Verbindungspunkt 3c geschalteten Widerstand 12, einen Operationsverstärker 13, dessen Ausgangsanschluß mit einem Verbindungspunkt 3d des Belastungsdetektors 1 verbunden ist, einen nicht invertierenden Eingangsanschluß 15 des Operationsverstärkers 13, einen invertierenden Eingangsanschluß 15 des Operations­ verstärkers 13, einen zwischen die Spannungsquelle 11 und den nicht invertierenden Eingangsanschluß 15 geschalteten Widerstand 16 und einen Widerstand 17 auf, dessen einer An­ schluß auf Massepotential liegt und dessen anderer Anschluß mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß 14 verbunden ist.

Nachfolgend wird die Arbeitsweise der Haltleitereinrichtung be­ schrieben. Es sei angenommen, daß die Widerstandswerte der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d mit R_Ga, R_Gb, R_Gc und R_Gd, die Potentiale an den Verbindungspunkten 3a und 3b mit E_3a bzw. E_3b und die Potentiale an den Verbindungspunkten 3c und 3d mit E_3c bzw. E_3d bezeichnet sind, wobei sich E_3a und E_3b durch die Potentiale E_3c und E_3d an den Verbin­ dungspunkten 3c und 3d wie folgt ausdrücken lassen:

Bezüglich der Ausgangsspannung V_span des Belastungsdetektors 1 führen die Gleichungen (1) und (2) zur nachstehenden Glei­ chung:

Unter der Bedingung, daß keine Belastung auf die Dehnungs­ meßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d des Belastungsdetektors 1 ausgeübt wird (im allgemeinen ist die zu erfassende Bela­ stung gleich 0. Beispielsweise ist die auf einen Drucksensor ausgeübte Belastung P Null (Vakuum)), sind die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d hinsichtlich der Widerstandswerte der Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d so ausgelegt, daß die Beziehung R_Ga = R_Gb = R_Gc = R_Gd = R_GO erfüllt ist, wobei die Ausgangsspannung V_span sich wie folgt ergibt:

Bei Ausübung einer Belastung auf den Belastungsdetektor 1 (beispielsweise wird ein Druck auf den Drucksensor ausgeübt oder dergleichen), verändern sich die jeweiligen Wider­ standswerte der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d aufgrund des Piezowiderstandseffekts. Es wird angenommen, daß das Veränderungsausmaß ΔR_G ist, wobei durch geeignete Anordnung der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d die Charakteristik bzw. "Polarität" (positiv oder negativ) von ΔR_G beliebig gewählt werden kann. Wenn beispielsweise die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d geeignet derart angeordnet sind, daß die Dehnungsmeßwiderstände 2a und 2d positive Polarität und die Dehnungsmeßwiderstände 2b und 2c negative Polarität besit­ zen, nehmen die Dehnungsmeßwiderstände bei Ausübung eines gewissen Drucks auf sie jeweilige Widerstandswerte R_Ga bis R_Gd gemäß nachstehenden Gleichungen an:

R_Ga = R_GO + ΔR_G
R_Gb = R_GO + ΔR_G
R_Gc = R_GO + ΔR_G
R_Gd = R_GO + ΔR_G (5)

Unter Verwendung der Formeln (5) in Formel (3) ergibt sich die nachstehende Gleichung:

Wie aus der Gleichung (6) ersichtlich ist, ist die Ausgangs­ spannung V_span des Belastungsdetektors 1 proportional zu ΔR_G, wenn (E_3c - E_3d) konstant ist, da R_GO konstant ist. Anders ausgedrückt, wird eine Ausgangsspannung erzeugt, die proportional zu der auf die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d ausgeübten Belastung ist.

Falls ΔR_G konstant ist, ist die Ausgangsspannung V_span gleichfalls proportional zu (E_3c - E_3d). Folglich kann eine beliebige Empfindlichkeit des Belastungsdetektors 1 durch Veränderung von (E_3c - E_3d) gewählt werden.

Es ist allgemein bekannt, daß eine Widerstandswert-Verände­ rungsrate (δR_GO/δF, wobei δ ein partielles Differential aus­ drückt), die in Übereinstimmung mit der auf die Dehnungs­ meßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d ausgeübten Belastung F steht, dann, wenn die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d durch Verunreinigungsdiffusion in das Halbleitermaterial hergestellt sind, proportional zu einem Piezowider­ standskoeffizienten ist. Der Piezowiderstandskoeffizient zeigt eine große Temperaturabhängigkeit und hängt auch von der Art des Halbleiters, in den die Verunreinigungen eindif­ fundiert sind, einer Kristallorientierung des resultierenden Dehnungsmeßwiderstands und der Konzentration der diffundierten Verunreinigungen ab. Folglich wird bei Festlegung eines Herstellungsverfahrens und eines Aufbaus von Elementen im Gegensatz zum Vorstehenden eine stabile Temperaturcharakte­ ristik des Piezowiderstandskoeffizienten bei einem Temperatur­ koeffizienten mit festem Wert erhalten. Durch Umwandlung der Gleichung (6) mit Hilfe des Piezowiderstandskoeffizienten ergibt sich die folgende Gleichung:

V_span(T) = a · F · π(T) × (E_3c - E_3d) (7)

In der Gleichung (7) bezeichnet a eine Proportionalitätskon­ stante, F eine Belastung bzw. Beanspruchung, π(T) einen Piezo­ widerstandskoeffizienten und T eine Temperatur des Bela­ stungsdetektors 1.

Unter Einsatz des Temperaturkoeffizienten α des Piezowider­ standskoeffizienten ergibt sich die folgende Gleichung:

Genauer gesagt besitzt der Piezowiderstandskoeffizient einen negativen Temperaturkoeffizienten, so daß der Piezowider­ standskoeffizient π bei ansteigender Temperatur kleiner wird. Die Gleichung (7) läßt sich unter Heranziehung der Gleichung (8) wie folgt umstellen:

Wie vorstehend beschrieben wurde, ist die Ausgangsspannung V_span des Belastungsdetektors 1 proportional zur Belastung F, die auf die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d ausgeübt wird, und zur Spannung (E_3c - E_3d), die an den Belastungsdetektor 1 angelegt ist, und ist umgekehrt proportional zur Tempera­ tur T des Belastungsdetektors 1.

Die Ausgangsspannung V_span des Belastungsdetektors 1 ist eine differentielle Spannung und wird gegen Erde zur bequemen Auswertung differentiell mit Hilfe des Operationsverstärkers 4 erfaßt und verstärkt. Unter der Annahme, daß die Widerstandswerte der Wider­ stände 5, 6, 7 und 8 jeweils R₅, R₆, R₇ und R₈ sind, läßt sich die am Ausgangsschluß 10 des Operationsverstärkers 4 auftretende Ausgangsspannung V_out wie folgt ausdrücken:

Falls R₅ = R₇ und R₆ = R₈ gilt, ergibt sich die folgende Gleichung:

In Übereinstimmung mit der Gleichung (11) wird die differen­ zielle Spannung V_span durch den Operationsverstärker 4 usw. einseitig geerdet und die Ausgangsspannung V_span wird weiterhin um das (R₆/R₅)-fache verstärkt.

Da die Ausgangsspannung V_span des Belastungsdetektors 1 um­ gekehrt proportional zur Temperatur T des Belastungsdetektors 1 ist, wie durch die Gleichung (9) ausgedrückt ist, ist es notwendig, periphere Schaltungen des Belastungsdetektors 1 einzusetzen, um die inverse Proportionalitätscharakteristik bezüglich der Temperatur T zu korrigieren, so daß die Genauigkeit des Belastungsdetektors 1 verbessert werden kann. Dies wird durch Einsatz des Widerstands 12 und des Operationsverstärkers 13 realisiert.

Unter der Annahme, daß die Widerstände 12, 16 und 17 je­ weilige Widerstandswerte R₁₂, R₁₆ und R₁₇ besitzen, läßt sich ein Potential E₁₄ am nicht invertierenden Eingangsan­ schluß 14 des Operationsverstärkers 13 durch die folgende Gleichung beschreiben:

In dieser Gleichung bezeichnet V_cc eine Spannung zwischen einem Potential der Spannungsquelle 11 und Masse bzw. Erde. Das Potential E_3c läßt sich dann durch die folgende Glei­ chung beschreiben:

Folglich ist der im Widerstand 12 fließennde Strom I_G durch die folgende Gleichung gegeben:

Der Strom I_G fließt in einer Brückenschaltung, so daß sich eine Beziehung durch folgende Gleichung ausdrücken läßt:

E_3c - E_3d = R_GO · I_G (15)

Bei Einsatz der Gleichung (9), (14) und (15) in Gleichung (11) ergibt sich die folgende Gleichung:

Der Belastungsdetektor 1 besitzt eine spezifische Proportio­ nalitätskonstante a, und es kann zur Koordinierung seiner Variationen der Konstanten bei verschiedenen Belastungsde­ tektoren in unterschiedlichen Halbleitereinrichtungen jeder beliebige der Widerstandswerte R₅, R₆, R₁₂, R₁₆ und R₁₇ einge­ stellt werden. Herkömmlicherweise wird jedoch der Widerstand R₁₇ allgemein einjustiert.

Die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d besitzen einen positiven Temperaturkoeffizienten β, da sie durch Verunrei­ nigungsdiffusion im Halbleiter hergestellt sind. Folg­ lich läßt sich der Widerstandswert R_GO der Dehnungsmeßwider­ stände 2a bis 2d wie folgt ausdrücken:

R_GO = R_GOO × (1 + β · T) (17)

wobei R_GOO dem Widerstandswert R_GO bei einer Referenztemperatur entspricht, während T die Differenz zwischen einer Umgebungstemperatur und der Referenztemperatur darstellt. Bei Einsatz der Gleichung (17) in die Gleichung (16) ergibt sich die folgende Gleichung:

Wie aus der Gleichung (18) ersichtlich ist, hängt die Aus­ gangsspannung V_out nicht länger von der Temperatur ab, falls der Widerstand R₁₂ keine Temperaturabhängigkeit besitzt und die Verunreinigungskonzentrationen der Dehnungsmeßwider­ stände 2a, 2b, 2c und 2d so eingestellt werden, daß die Be­ ziehung α = β erfüllt ist. Selbst wenn die Widerstände 5, 6, 7 und 8 gleichfalls durch Verunreinigungsdiffusion in den Halbleiter herabgestellt werden und entsprechende Temperaturabhängigkeiten besitzen, löschen sich diese gegen­ seitig aus, falls ihr Temperaturkoeffizient identisch ist. In gleicher Weise können sich die Widerstände 16 und 17 ge­ genseitig kompensieren, falls sie identische Temperaturkoeffizienten besitzen.

Folglich kann durch Wahl geeigneter Verunreinigungskonzentrationen der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d der Temperaturkoeffizient β des Wider­ standswerts R_GO der Dehnungsmeßwiderstände 2a-2d gleich dem Temperaturkoeffizienten α des Piezowiderstandskoeffizienten π gemacht werden, und es werden - unter Heranziehung des Widerstands 12 mit kleinem Temperaturkoeffizienten und der geeigneten Einstellung der Widerstände 16 und 17 - eine Temperaturcharakteristik des Belastungsdetektors 1 und Em­ pfindlichkeitsveränderungen bei mehreren Belastungsdetektoren in unterschiedlichen Halbleitereinrichtungen korrigiert, so daß man eine Halbleitereinrichtung mit hoher Genauigkeit erhalten kann.

Da die herkömmliche Halbleitereinrichtung wie vorstehend er­ wähnt aufgebaut ist, muß der Temperaturkoeffizient β der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d so eingestellt werden, daß er gleich groß ist wie der Temperaturkoeffizient α des Piezowiderstandskoeffizienten π, was sehr schwierig ist. Da weiterhin der Widerstand 12 mit kleinem Temperaturkoef­ fizienten erforderlich ist, um einen konstanten, nicht durch die Temperatur beeinflußten Strom I_G zu erzeugen, wird der Widerstand 12 beispielsweise als Dünnfilmwiderstand ausge­ bildet. Dies bringt große Behinderungen bei der Erzeugung einer Halbleitereinrichtung einschließlich der Dehnungs­ meßwiderstände 2a-2d in Form von Diffusionswiderständen und des Dünnfilm-Widerstands 12 auf einem einzigen Halbleiter­ chip mit sich, so daß beispielsweise ein Herstellungsprozeß für die Halbleitereinrichtung kompliziert wird.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Halbleitervorrichtung zur Erfassung eines von außen einwir­ kenden Drucks der eingangs genannten Art derart weiterzu­ bilden, daß man eine sehr gute Temperaturkompensation erhält und eine Fertigung in hohen Stückzahlen möglich ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im kenn­ zeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

In den Unteransprüchen 2 bis 15 sind vorteilhafte Aus­ gestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungs­ beispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher be­ schrieben.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer Halbleitereinrichtung,

Fig. 2 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbei­ spiels einer Halbleitereinrichtung,

Fig. 3 ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels einer Halbleitereinrichtung,

Fig. 4 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsbei­ spiels einer Halbleitereinrichtung,

Fig. 5 ein Schaltbild eines fünften Ausführungsbei­ spiels einer Halbleitereinrichtung,

Fig. 6 ein Schaltbild eines sechsten Ausführungsbei­ spiels einer Halbleitereinrichtung,

Fig. 7 ein Schaltbild einer weiteren Halbleitereinrichtung, die sich aus einer Kombination aus dem zweiten und dem sechsten Ausfüh­ rungsbeispiel ergibt,

Fig. 8 ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung, die sich aus einer Kombination aus dem dritten und dem sechsten Ausfüh­ rungsbeispiel ergibt,

Fig. 9 ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung, die sich aus einer Kombination aus dem vierten und sechsten Ausfüh­ rungsbeispiel ergibt,

Fig. 10 ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung ge­ mäß einem siebten Ausführungsbeispiel,

Fig. 11 ein Schaltbild eines achten Ausführungsbei­ spiels einer Halbleitereinrichtung,

Fig. 12 ein Schaltbild eines neunten Ausführungsbei­ spiels einer Halbleitereinrichtung,

Fig. 13 ein Schaltbild einer Referenzspannungsquelle, bei der eine Lawinendiode eingesetzt wird, und die bei der Erfindung einsetzbar ist,

Fig. 14 ein Schaltbild einer anderen möglichen Referenzspannungsquelle, bei der eine Zener-Diode oder eine Diode eingesetzt wird,

Fig. 15 ein Schaltbild einer einen Bandabstand aufwei­ senden Referenzspannungsquelle,

Fig. 16 ein Schaltbild einer einen Bandabstand aufwei­ senden Referenzspannungsquelle,

Fig. 17 ein Schaltbild einer einen Bandabstand aufwei­ senden Referenzspannungsquelle,

Fig. 18 eine Draufsicht und eine Seitenansicht eines Drucksensors als ein Beispiel einer herkömmlichen Halbleiter­ einrichtung, und

Fig. 19 ein Schaltbild einer herkömmlichen Halbleiter­ einrichtung zur Druckerfassung.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird nun ein erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel. Gemäß Fig. 1 weist die Halbleiter­ einrichtung einen Belastungsdetektor (Beanspruchungsdetektor oder Streßdetektor) 1 auf, der eine Brückenschaltung be­ sitzt, die aus Dehnungs­ widerständen oder Dehnungsmeßwiderständen 2a, 2b, 2c und 2d, einem Verbindungspunkt 3c zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2c, einem Verbindungspunkt 3d zwischen den Dehnungs­ meßwiderständen 2b und 2d, einem Verbindungspunkt 3a zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2c und 2d und einem Verbindungspunkt 3b zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2b besteht, wobei eine zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b erzeugte Spannung proportional zu der zu erfassenden Belastung ist. Die Halbleitereinrichtung weist weiterhin einen Operationsverstärker 4 zum Verstärken einer Ausgangs­ spannung V_span (Differenzspannung zwischen den Verbindungs­ punkten 3a und 3b) des Belastungsdetektors 1, Widerstände 5, 6, 7 und 8 zum Bestimmen eines Verstärkungsfaktors des Ope­ rationsverstärkers 4, Masseanschlüsse 9, über die ein erster Anschluß des Widerstands 8, der Knoten 3d usw. auf Massepo­ tential gelegt sind, und einen Ausgangsanschluß 10 des Ope­ rationsverstärkers 4 auf. Die Differenzspannung zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b wird durch den Operationsver­ stärker 4 usw. einseitig geerdet (single-ended), die Spannung V_span um das (R₆/R₅)-fache verstärkt und eine Ausgangsspannung V_out abgegeben. Eine Referenzspan­ nungsquelle 18 erzeugt eine Referenzspannung mit einem posi­ tiven Temperaturkoeffizienten, was einfach beispielsweise mit Hilfe einer Referenzspannungsquelle mit Bandabstand oder einer Lawinendiode realisiert werden kann. Die Halbleiterein­ richtung weist weiterhin einen Operationsstärker 19 zum Verstärken der Referenzspannung der Referenzspannungsquelle 18 sowie Widerstände 20 und 21 zum Bestimmen eines Verstär­ kungsfaktors des Operationsverstärkers 19 auf. Die negative Elektrode der Referenzspannungsquelle 18 ist geerdet, wäh­ rend ihre positive Elektrode mit einem nicht invertierenden Verstärkungsanschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden ist. Der erste Anschluß des Widerstands 20 ist geerdet und sein zweiter Anschluß ist mit einem invertierenden Eingangs­ anschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden. Der erste Anschluß des Widerstands 21 ist mit einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 19 verschaltet. Der erste Anschluß des Widerstands 21 ist mit einem Ausgangsanschluß des Opera­ tionsverstärkers 19 verbunden, während sein zweiter Anschluß mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsver­ stärkers 19 verschaltet ist, um die Spannung am Ausgangsan­ schluß negativ zurückzukoppeln. Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 19 ist mit dem Verbindungspunkt 3c zum Anlegen der Treiberspannung an eine Brückenschaltung verbunden, die aus den Dehnungswiderständen 2a, 2b, 2c und 2d besteht.

Im folgenden wird der Betrieb der Halbleitereinrichtung be­ schrieben. Es sei angenommen, daß die Spannung der Referenz­ spannungsquelle 18 V_ref (T) und durch die folgende Glei­ chung beschrieben ist:

V_ref(T) = V_ref0 × (1 + γ · T) (19)

Auch wenn V_ref (T) durch den Operationsverstärker 19 ver­ stärkt wird, kann die Ausgangsspannung V₁₉ des Operations­ verstärkers 19 durch folgende Gleichung ausgedrückt werden, wobei Widerstandswerte der Widerstände 20 und 21 mit R₂₀ und R₂₁ bezeichnet sind:

Das Potential E_3c am Verbindungspunkt 3c beträgt (V₁₉ + 0) und die Ausgangsspannung V_span der Brückenschaltung des Be­ lastungsdetektors 1 kann durch die Gleichung (9) beschrieben werden. Da der Verbindungspunkt 3d gemäß Fig. 1 geerdet ist, ist E_3d = 0. Wenn die Gleichungen (19) und (20) in die Glei­ chung (9) eingesetzt werden, ergibt sich die folgende Gleichung:

Ersichtlich kann die Temperaturabhängigkeit der Empfindlich­ keit des Belastungsdetektors 1 gemäß Gleichung (21) kompen­ siert werden, wenn ein Temperaturkoeffizient der Referenz­ spannungsquelle 18 derart eingestellt wird, daß die Glei­ chung α = γ erfüllt ist. Weiterhin können Veränderungen der Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 in unter­ schiedlichen Halbleitereinrichtungen (Veränderungen a · π₀) dadurch korrigiert werden, daß der Widerstandswert des Widerstands 20 eingestellt wird. Somit ist es im Unterschied zum Stand der Technik nicht länger erforderlich, den Tempe­ raturkoeffizienten β der Widerstandswerte der Dehnungsmeßwider­ stände 2a bis 2d gleich groß zu machen wie einen Temperatur­ koeffizienten α des Piezowiderstandskoeffizienten, so daß folglich die Herstellung der Halbleitereinrichtung vereinfacht ist.

Im allgemeinen besitzen die jeweiligen Widerstandswerte der Widerstände 20 und 21 Temperaturkoeffizienten. Da sie sich gegenseitig kompensieren, wenn sie identischen Temperaturkoeffizienten besitzen, können die Widerstände 21 und 22, falls sie aus Dünnfilmwiderständen bei­ spielsweise aus NiCr mit identischem Temperaturkoeffizienten hergestellt werden, auf einem einzelnen Halbleiterchip zu­ sammen mit dem Belastungsdetektor 1, den Operationsverstär­ kern 4 und 19, der Referenzspannungsquelle 18 und den Wider­ ständen 5, 6, 7 und 8 (in diesem Fall durch Verunreinigungs­ diffusion ausgebildet) hergestellt werden. Die Einstellung des Widerstands 20 kann durch Trimmen bzw. Abstimmen mit Hilfe eines Lasers oder dergleichen durchgeführt werden.

Unter Bezugnahme auf Fig. 2 wird nun ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Gemäß Fig. 2 weist eine Halbleitereinrichtung einen Diffusions­ widerstand 21, der durch Verunreinigungsdiffusion gebil­ det ist, Diffusionswiderstände 20 _-1 bis 20 _-n, deren jeweilige erste Anschlüsse geerdet sind und die an jeweilige zweite Anschlüsse mit einem invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 19 in Leiterstruktur verbunden sind und dieselbe Verunreinigungskonzentration wie der Widerstand 21 besitzen, sowie Schmelz-Verbindungen 22 _-1 bis 22 _-n auf, die in Reihe zwischen den Widerständen 20 _-1 bis 20 _-n und Masse vorgesehen sind. Diese Schmelzverbindungen sind beispielsweise aus Aluminium, Polysilizium oder dergleichen gebildet. Die Widerstände 20 _-1 bis 20 _-n und die Schmelzverbindungen 22 _-1 bis 22 _-n wirken zusammen, um den Widerstandswert des in Fig. 1 ge­ zeigten Widerstands 20 einzustellen. Bezugszeichen, die gleichartig wie diejenigen in Fig. 1 sind, bezeichnen äqui­ valente oder entsprechende Komponenten wie in Fig. 1, wobei die jeweiligen Verbindungen gleichfalls gleich wie in Fig. 1 sind. Auch wenn bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel die Widerstände 20 und 21 aus Dünnfilm eingesetzt werden, um Veränderungen der Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 zu korrigieren, werden die Schmelz-Verbindungen der in Fig. 2 gezeigten Halbleitereinrichtung selektiv mit Hilfe eines Lasers oder dergleichen in Abhängigkeit von Veränderungen der Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 bei diesem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel durchtrennt. Dies ermöglicht eine Veränderung von Widerstands­ werten zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß des Ope­ rationsverstärkers 19 und Masse bei einem die Widerstände 20 _-1 und 20 _-n enthaltenden Widerstandsnetzwerk, so daß folg­ lich die Veränderungen der Empfindlichkeit der Belastungsde­ tektoren 1 in unterschiedlichen Halbleitereinrichtungen kor­ rigiert werden können. Anders ausgedrückt sind jeder der Widerstände 20 _-1 bis 20 _-n und jede der Schmelz-Verbindungen 22 _-1 bis 22 _-n zu einem Paar zusammengefaßt, um als einzelnes Element zum Einstellen eines Widerstandswerts zu wirken. Im folgenden wird ein solches Element als ein Widerstandswert-Ein­ stellelement bezeichnet.

Nachstehend wird unter Bezugnahme auf Fig. 3 ein drittes be­ vorzugtes Ausführungsbeispiel be­ schrieben. Fig. 3(a) zeigt ein Schaltbild, in dem eine Halbleitereinrichtung gemäß dem dritten bevorzugten Ausfüh­ rungsbeispiel teilweise veranschaulicht ist. Gemäß dieser Figur sind Widerstände 20 _-1 bis 20 _-n jeweils in Reihe zwischen einen nicht invertierenden Eingangsanschluß eines Operations­ verstärkers 19 und Masse geschaltet. Jeder der Wider­ stände 20 _-1 bis 20 _-n ist parallel mit jeweils einer Zener- Diode 23 _-1 bis 23 _-n in umgekehrter Richtung verschaltet. Die Anode und die Kathode jeder Zener-Diode 23 _-1 bis 23 _-n sind jeweils mit den Anschlußflächen 24_-1 bis 24 _-n auf einem iso­ lierenden Film 38 versehen, um einen Stromfluß in den Zener- Dioden 23 _-1 bis 23 _-n hervorzurufen. Die Widerstände 20 _-1 bis 20 _-1 und ein Widerstand 21 können beispielsweise, wie beim zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel, durch Verunreinigungs­ diffusion hergestellt werden. In Fig. 3 nicht gezeigte Teile bezeichnen äquivalente oder entsprechende Teile wie diejenigen, die in Fig. 1 gezeigt sind, wobei auch die Verbin­ dungen zwischen diesen gleichartig wie bei denjenigen gemäß Fig. 1 ist. Ein Sondenpaar 26 aus Wolfram oder dergleichen, das mit einer Stromquelle 25 verbunden ist, wird selektiv mit einem Paar von Anschlußflächen 24 _-1 bis 24 _-n, einem Paar aus Anschlußflächen 24 _-2 bis 24 _-3 oder dergleichen in Überein­ stimmung mit Veränderungen der Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 in Berührung gebracht. In dieser Weise wird die Anode und Kathode jeder Zener-Diode 23 _-2, 23 _-3 oder dergleichen mit der Stromquelle 25 verbunden, so daß ein Strom Iz in jeder Zener-Diode 23 _-2, 23 _-3 oder der­ gleichen hervorgerufen wird und diese kurzgeschlossen wird. Somit können Veränderungen der Empfindlichkeit der Belastungs­ detektoren 1 durch Veränderungen eines Widerstands­ werts eines Widerstandsnetzes korrigiert werden, das zwischen den nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operations­ verstärkers 19 und Masse geschaltet ist. Im einzelnen wirken bei der in Fig. 3 gezeigten Schaltung einer der Wider­ stände 20 _-1 bis 20 _-n und eine der Zener-Dioden 23 _-1 bis 23 _-n, die parallel zu ihm geschaltet ist, als einzelnes Wider­ standswert-Einstellelement zusammen. Fig. 3 (b) zeigt einen Zustand bei einer solchen Funktion. Anoden der Zener- Dioden 23 _-1 bis 23 _-n können durch Verunreinigungsdiffusion des p-Typs gebildet werden, während ihre Kathoden durch Ver­ unreinigungsdiffusion des n-Typs hergestellt werden können. Üblicherweise wird eine Diffusionsregion 27 aus Verunreini­ gungen des p-Typs in derselben Stufe bzw. beim selben Schritt mit Basisregionen anderer Transistoren ausgebildet, während eine Diffusionsregion 28 aus Verunreinigungen des n- Typs in derselben Stufe bzw. während desselben Schritts wie Emitterbereiche dieser Transistoren ausgebildet werden, und ein Kurzschlußbereich 29 kann durch Steuerung des Fließens des Stroms Iz der Stromquelle 25 hergestellt werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist es wünschenswert, daß die Durchbruchsspannung der Zener-Dioden 23 _-1 bis 23 _-n höher als die Spannung einer Referenzspannungsquelle 18 ist. Wenn dies der Fall ist, ist der Betrieb selbst dann sicher, wenn lediglich eine Zener-Diode übrigt bleibt, ohne kurzgeschlossen zu werden, so daß kein fehlerhafter Be­ trieb auftritt. Das Bezugszeichen 30 bezeichnet eine Epita­ xialschicht des n-Typs und das Bezugszeichen 31 bezeichnet eine Trennschicht des p-Typs zum Trennen der Zener-Dioden 23 _-1 bis 23 _-n von anderen Schaltungselementen.

Unter Bezugnahme auf Fig. 4 wird nun ein viertes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 4 zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem vierten bevorzugten Ausführungsbeipiel. Gemäß Fig. 4 sind digitale Schalter 32 _-1 bis 32 _-n in Reihe zwischen Wider­ stände 20 _-1 bis 20 _-n und Masse geschaltet. Die digitalen Schalter 32 _-1 bis 32 _-n sind beispielsweise durch Transistoren oder dergleichen gebildet. Das Bezugszeichen 33 bezeich­ net einen nicht flüchtigen Speicher, der digitale Daten zur Einschaltung oder Ausschaltung der digitalen Schalter 32 _-1 bis 32 _-n speichert. Andere gleichartige Bezugszeichen be­ zeichnen äquivalente oder entsprechende Teile wie diejenigen in Fig. 2 und auch die Verbindungen zwischen diesen sind gleichartig wie bei Fig. 2. Während bei dem zweiten und dem dritten Ausführungsbeispiel der Ausgang des Operationsver­ stärkers 19 unter Einsatz der Schmelz-Verbindungen 22 _-1 bis 22 _-n unter ihrer Zerstörung mit Hilfe eines Lasers oder dergleichen oder aber unter Einsatz der Zener-Dioden 23 _-1 bis 23 _-n unter Kurzschließung derselben durch Strom eingestellt wird, wird die Empfindlichkeit der in Fig. 4 gezeigten Halbleiterein­ richtung mittels digitaler Schalter 32 _-1 bis 32 _-n für deren selektive Einschaltung oder Abschaltung in Überein­ stimmung mit Veränderungen der Empfindlichkeit der Belastungs­ detektoren 1 und somit durch Veränderung eines Wider­ standswerts eines Widerstandsnetzwerks zwischen einem Operations­ verstärker 19 und Masse zur Veränderung der Ausgangs­ spannung des Operationsverstärkers 19 eingestellt. Hierbei wirkt jeder der Widerstände 20 _-1 bis 20 _-n und jeder der hiermit in Reihe geschalteten Schalter 32 _-1 bis 32 _-n zusammen als ein Widerstandswert-Einstellelement.

Unter Bezugnahme auf Fig. 5 wird nun ein fünftes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 5 zeigt ein Schaltbild einerr Halbleitereinrichtung gemäß dem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel. In Fig. 5 bezeichnet das Bezugszeichen 33 einen nicht flüchtigen Speicher, der Daten bezüglich einer an einen Ver­ bindungspunkt 3c anzulegenden Spannung speichert, während das Bezugszeichen 34 einen Digital/Analog-Wandler bezeich­ net, der eine an seinem Referenzspannungseingang erhaltene Spannung unter Einsatz eines Multiplikationsfaktors umwandelt, der in Übereinstimmung mit im nicht flüchtigen Speicher 33 gespeicherten Daten steht, um die Spannung abzugeben. Gemäß Fig. 5 wird der Digital/Analog-Wandler 34 einge­ setzt, dessen Referenzspannungseingang mit einer Referenz­ spannungsquelle 18 verbunden ist. Im nicht flüchtigen Speicher 33 sind digitale Daten in Übereinstimmung mit Verände­ rungen der Empfindlichkeit der Belastungsdetektoren 1 ge­ speichert und es wird an einem Ausgangsanschluß des Digi­ tal/Analog-Wandlers 34 eine Spannung, die in Übereinstimmung mit einer Bezugsspannung (d. h. einer Spannung mit demselben Temperaturkoeffizienten wie diejenige der Referenzspannung) entsprechend den Daten im nicht flüchtigen Speicher 33 er­ zeugt. Beispielsweise arbeitet ein Operationsverstärker 35 als Spannungsfolger zur Bewirkung einer Stromverstärkung der resultierenden Spannung und zum Anlegen der resultierenden Spannung an den Belastungswandler 1, so daß eine Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Belastungswandlers 1 und eine Korrektur von Veränderungen der Empfindlichkeit von mehreren Belastungswandlern 1 realisiert werden kann.

Unter Bezugnahme auf Fig. 6 wird nun ein sechstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 6 zeigt ein Schaltbild, in dem eine Halbleitereinrichtung gemäß dem sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel veranschaulicht ist. Gemäß Fig. 6 weist die Halbleitereinrichtung einen Belastungsdetektor 1 auf, der eine Brückenschaltung besitzt, die aus Dehnungsmeßwider­ ständen 2a, 2b, 2c und 2d besteht, wobei 3c ein Verbin­ dungspunkt zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2c, 3d einen Verbindungspunkt zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2b und 2d, 3a einen Verbindungspunkt zwischen den Deh­ nungsmeßwiderständen 2c und 2d und 3b einen Verbindungspunkt zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2b bezeichnet. Eine zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b auftretende Spannung ist proportional zu der zu erfassenden Belastung. Die Halbleitereinrichtung umfaßt weiterhin einen Operations­ verstärker 4 zum Verstärken der Ausgangsspannung V_span (dif­ ferentielle Spannung bzw. Differenzspannung zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b) des Belastungsdetektors 1, Wider­ stände 5, 6, 7 und 8 zum Bestimmen eines Verstärkungsfaktors des Operationsverstärkers 4 sowie Masseanschlüsse 9 auf, über die ein Ende des Widerstands 8 und dergleichen geerdet ist.

Das Bezugszeichen 10 bezeichnet einen Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 4, während das Bezugszeichen 11 eine Spannungsquelle zum Anlegen einer Spannung V_cc an den Ver­ bindungspunkt 3c des Belastungsdetektors 1 bezeichnet. Die Differenzspannung zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b wird durch den Operationsverstärker 4 oder dergleichen ein­ seitig geerdet. Weiterhin wird die Spannung V_span um das (R₆/R₅)-fache verstärkt, um die Ausgangsspannung V_out abzu­ geben. Die Halbleitereinrichtung umfaßt weiterhin eine Refe­ renzspannungsquelle 18, die eine Referenzspannung mit einem positiven oder negativen Temperaturkoeffizient erzeugt und die beispielsweise in einfacher Weise durch eine Referenz­ spannungsquelle des Bandabstands-Typs einer Zener-Diode oder dergleichen realisiert werden kann. Ein Operationsverstärker 19 verstärkt die Referenzspannung der Referenzspannungs­ quelle 18, wobei Widerstände 20 und 21 einen Verstärkungs­ faktor des Operationsverstärkers 19 bestimmen. Der negative Anschluß der Referenzspannungsquelle 18 ist geerdet, während ihr positiver Anschluß mit einem nicht invertierenden Ver­ stärkungsanschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden ist. Der erste Anschluß des Widerstands 20 ist mit der Span­ nungsquelle 11 verschaltet, während sein zweiter Anschluß mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsver­ stärkers 19 verbunden ist.

Der erste Anschluß des Widerstands 21 ist mit einem Aus­ gangsanschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden, während sein zweiter Anschluß mit dem invertierenden Eingangs­ anschluß des Operationsverstärkers 19 verschaltet ist, um die Spannung am Ausgangsanschluß negativ zurückzukoppeln. Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 19 ist mit einem Verbindungspunkt 3d verbunden, um die Treiberspannung V₁₉ an die aus den Dehnungsmeßwiderständen 2a, 2b, 2c und 2d bestehende Brückenschaltung anzulegen. Die Brückenschaltung wird durch die differentielle Spannung bzw. Differenzspannung zwischen der Versorgungsspannung V_cc und der Treiber­ spannung V₁₉ aktiviert bzw. angesteuert. Wenn bei der Schaltung gemäß Fig. 6 die durch die Spannungsquelle 11 an den Verbindungspunkt 3c angelegte Spannung größer ist als die vom Operationsverstärker 19 abgegebene Spannung oder wenn das Potential E_3c am Verbindungspunkt 3c höher ist als das Potential E_3d am Verbindungspunkt 3d, ist es erforderlich, daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten erzeugt. Wenn umge­ kehrt das Potential E_3c am Verbindungspunkt 3c niedriger als das Potential E_3d am Verbindungspunkt 3d ist, ist es erforder­ lich, daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenz­ spannung mit positivem Temperaturkoeffizienten erzeugt.

Im folgenden wird der Betrieb der Halbleitereinrichtung ge­ mäß dem sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel erläutert. Wenn die Referenzspannung einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt, gilt die folgende Gleichung:

V_ref (T) = V_ref0 × (1 - γ · T), (22)

wobei V_ref (T) die Spannung der Referenzspannungsquelle 18 bezeichnet.

V_ref (T) wird durch den Operationsverstärker 19 verstärkt und die Ausgangsspannung V₁₉ des Operationsverstärkers 19 kann folgendermaßen ausgedrückt werden:

wobei R₂₀ und R₂₁ die Widerstandswerte der Widerstände 20 und 21, und V_cc die durch die Spannungsquelle 11 an den Ver­ bindungspunkt 3c angelegte Spannung bezeichnen.

Das Potential E_d am Verbindungspunkt 3d beträgt (V₁₉ + 0). Die Ausgangsspannung V_span der Brückenschaltung des Belastungs­ detektors 1 läßt sich durch die Gleichung (9) be­ schreiben. Da gemäß Fig. 6 der Verbindungspunkt 3c mit der Spannungsquelle 11 verbunden ist, ist das Potential E_3c am Verbindungspunkt 3c gleich (V_cc + 0). Der Aufbau der Brücken­ schaltung 2a bis 2d ist gleichartig wie beim Stand der Technik. Folglich ergibt sich beim Einsatz der Gleichung (23) in die Gleichung (9) die folgende Gleichung:

Zusätzlich führen die Gleichungen (22) und (24) zu der folgenden Gleichung:

Aus der Gleichung (25) ergibt sich somit, daß die Beziehung zwischen einem Temperaturkoefffizienten α eines Piezowider­ standskoeffizienten und einem Temperaturkoeffizienten γ der Referenzspannung durch die folgende Gleichung beschreibbar ist:

Somit ergibt sich weiterhin, daß durch Einstellung des Tem­ peraturkoeffizienten γ der Referenzspannung der Referenz­ spannungsquelle 18 derart, daß die Beziehung gemäß Gleichung (26) erfüllt ist, die Temperaturabhängigkeit der Empfind­ lichkeit des Belastungsdetektors 1 in der Gleichung (25) kompensiert werden kann. Weiterhin können Veränderungen der Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 (Verän­ derungen von a · π₀) durch Einstellung eines Widerstands­ werts des Widerstands 20 korrigiert werden.

Die Widerstände 20 und 21 besitzen üblicherweise Widerstands­ werte mit Temperaturkoeffizienten, wobei sie sich, wenn die Temperaturkoeffizienten gleich sind, gegenseitig kompensie­ ren und keinen Einfluß ausüben. Beispielsweise können die Widerstände 20 und 21 aus Dünnfilm-Widerständen aus NiCr oder dergleichen mit identischem Temperaturkoeffizienten hergestellt und auf einem einzelnen Halbleiterchip zusammen mit dem Belastungsdetektor 1, den Operationsverstärkern 4 und 19, der Referenzspannungsquelle 18 und den Widerständen 5, 6, 7 und 8 (die in diesem Fall durch Verunreinigungsdif­ fusion hergestellt sind) ausgebildet werden. Die Einstellung des Widerstands 20 kann durch Trimmen bzw. Abstimmen mittels eines Lasers oder dergleichen durchgeführt werden.

Im vorstehenden wurde der Fall erläutert, daß beim sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel die Referenzspannung einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt. Aber selbst dann, wenn die Referenzspannung einen positiven Temperaturkoeffizienten besitzt, kann der Temperaturkoeffizient α des Piezo­ widerstandskoeffizienten kompensiert werden.

Das Widerstandswert-Einstellelement bei dem zweiten, dritten und vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel kann zur Reali­ sierung des Widerstands 20 beim sechsten bevorzugten Ausfüh­ rungsbeispiels eingesetzt werden und die Fig. 7 bis 9 zeigen verschiedene Kombinationen. Verschiedene Effekte der in den Fig. 7 bis 9 gezeigten Halbleitereinrichtungen gemäß vorliegender Erfindung sind gleichartig wie bei den vorher­ gehenden Ausführungsbeispielen.

Unter Bezugnahme auf Fig. 10 wird nun ein siebtes bevorzug­ tes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 10 zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem siebten bevorzugten Ausführungsbeispiel. Gemäß Fig. 10 weist die Halbleitereinrichtung eine Spannungsquelle 11 zum Anlegen einer Spannung V_cc an einen Verbindungspunkt 3c, einen nicht flüchtigen Speicher 33, der Daten über eine an den Verbindungspunkt 3d anzulegende Spannung speichert, und einen Digital/Analog-Wandler 34 auf, der zum Umwandeln der an seinem Referenzspannungseingang erhaltenen Spannung mit Hilfe eines Multiplikationsfaktors entsprechend den im nicht flüchtigen Speicher 33 gespeicherten Daten dient. Gemäß Fig. 10 wird der Digital/Analog-Wandler 34 eingesetzt, dessen Referenzspannungsanschluß mit einer Referenzspan­ nungsquelle 18 verbunden ist. Im nicht flüchtigen Speicher 33 sind digitale Daten in Übereinstimmung mit Veränderungen der Empfindlichkeit des Belastungsdetektors 1 gespeichert, so daß der Digital/Analog-Wandler 34 eine Spannung an seinem Ausgangsanschluß in Übereinstimmung mit der Bezugsspannung auf der Grundlage der Daten im nicht flüchtigen Speicher 33 erzeugt (d. h. eine Spannung mit demselben Temperaturkoeffi­ zienten wie derjenige der Referenzspannung). Der Operations­ verstärker 35 arbeitet dabei beispielsweise als Spannungs­ folger zur Stromverstärkung der resultierenden Spannung und legt die Spannung an den Belastungswandler an, so daß eine Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Belastungsdetektors 1 und eine Korrektur von Veränderungen der Empfindlich­ keit von mehreren Belastungsdetektoren 1 erreicht werden kann. Wenn bei der in Fig. 10 gezeigten Schaltung die durch die Spannungsquelle 11 an den Verbindungspunkt 3c angelegte Spannung höher als die vom Operationsverstärker 35 abgege­ bene Spannung ist oder wenn das Potential E_3c am Verbin­ dungspunkt 3c höher ist als das Potential E_3d am Verbin­ dungspunkt 3d, erzeugt die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit einem negativen Temperaturkoeffizien­ ten. Wenn umgekehrt das Potential E_3c am Verbindungspunkt 3c niedriger als das Potential E_3d am Verbindungspunkt 3d ist, erzeugt die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit einem positiven Temperaturkoeffizienten.

Unter Bezugnahme auf Fig. 11 wird nun ein achtes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 11 zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem achten bevorzugten Ausführungsbeispiel. In Fig. 11 bezeichnen gleiche Bezugszeichen identische oder entsprechende Teile wie in Fig. 6. Fig. 11 unter­ scheidet sich von Fig. 6 dahingehend, daß die Referenzspannungsquelle 18 über ihren positiven Anschluß mit einer Spannungs­ quelle 11 und über ihren negativen Anschluß mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsver­ stärkers 19 verbunden ist. Bei der in Fig. 11 gezeigten Schaltung ist es notwendig, daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit einem positiven Temperaturkoef­ fizienten erzeugt.

Im folgenden wird der Betrieb der Halbleitereinrichtung ge­ mäß dem achten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben. Es sei angenommen, daß die Spannung der Referenzspannungs­ quelle 18 V_ref (T) ist, so daß die Gleichung (19) gilt.

V_ref (T) wird durch den Operationsverstärker 19 verstärkt. Unter der Annahme, daß die Widerstände 20 und 21 Wider­ standswerte R₂₀ und R₂₁ besitzen und die Spannung V_cc durch die Spannungsquelle 11 an den Verbindungspunkt 3c angelegt wird, läßt sich die Ausgangsspannung V₁₉ des Operationsver­ stärkers 19 durch die folgende Gleichung ausdrücken:

Hierbei ist das Potential E_3d am Verbindungspunkt 3d (V₁₉ + 0).

Die Ausgangsspannung V_span der Brückenschaltung des Bela­ stungsdetektors 1 läßt sich durch die Gleichung (9) be­ schreiben. Weiterhin ist, da der Verbindungspunkt 3c mit der Spannungsquelle 11 in Fig. 11 verbunden ist, das Potential E_3c am Verbindungspunkt E_3c (V_cc + 0). Die Gestaltung der Brückenschaltung 2a bis 2d ist gleichartig wie beim Stand der Technik. Somit ergibt sich beim Einsatz der Gleichung (27) in die Gleichung (9) die folgende Gleichung:

Weiterhin führen die Gleichungen (19) und (28) zu der nach­ stehenden Gleichung:

Somit ergibt sich, daß die Temperaturabhängigkeit der Emp­ findlichkeit des Belastungsdetektors 1 kompensiert werden kann, wenn ein Temperaturkoeffizient der Referenzspannungs­ quelle 18 in Übereinstimmunt mit der Gleichung (29) so ein­ gestellt wird, daß die Beziehung zwischen einem Temperatur­ koeffizienten α des Piezowiderstandskoeffizienten und einem Temperaturkoeffizienten γ der Referenzspannung der Gleichung α = γ genügen. Weiterhin können Veränderungen der Empfindlichkeit mehrerer Belastungsdetektoren 1 (Veränderungen von a · π₀) durch Einstellung eines Widerstandswerts eines Widerstands 20 korrigiert werden. Die Widerstände 20 und 21 besitzen üblicherweise Widerstandswerte mit Temperaturkoeffizienten. Da sich diese aber gegenseitig kom­ pensieren, wenn der Temperaturkoeffizient identisch ist, üben sie keinen Einfluß auf den Temperaturkoeffizienten aus. Beispielsweise können die Widerstände 21 und 20 aus Dünn­ film-Widerständen aus NiCr oder dergleichen mit identischen Temperaturkoeffizienten hergestellt und aus einem einzelnen Halbleiterchip zusammen mit dem Belastungsdetektor 1, den Operationsverstärkern 4 und 19, der Referenzspannungsquelle 18 und Widerständen 5, 6, 7 und 8 (die in diesem Fall durch Verunreinigungsdiffusion hergestellt sind) ausgebildet werden. Die Einstellung des Widerstands 20 kann durch Trimmen mit Hilfe eines Lasers oder dergleichen durchgeführt werden.

Das Widerstandswert-Einstellelement beim zweiten, dritten oder vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel kann zur Reali­ sierung des Widerstands 20 beim achten bevorzugten Ausfüh­ rungsbeispiel eingesetzt werden. Verschiedene Effekte der Halbleitereinrichtungen, die durch die Kombinationen des zweiten bis vierten bevorzugten Ausführungsbeispiels mit dem achten bevorzugten Ausführungsbeispiel hervorgerufen werden, sind gleichartig wie bei den vorstehend beschriebenen Aus­ führungsbeispielen.

Unter Bezugnahme auf Fig. 12 wird nun ein neuntes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 12 zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem neunten bevorzugten Ausführungsbeispiel. In Fig. 12 bezeichnen gleichartige Bezugszeichen identische oder entsprechende Teile wie diejenigen in Fig. 6. Fig. 12 unterscheidet sich von Fig. 6 dahingehend, daß der erste Anschluß des Widerstands 20 geerdet und dessen zweiter Anschluß mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden ist. Wenn bei der Schaltung gemäß Fig. 12 die durch die Spannungsquelle 11 an den Verbindungspunkt 3c angelegte Spannung größer ist als die vom Operationsverstärker 19 abgegebene Spannung, oder wenn das Potential E_3c am Verbindungspunkt 3c höher ist als das Potential E_3d am Verbindungspunkt 3d, ist es notwendig, daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten erzeugt. Wenn umge­ kehrt das Potential E_3c am Verbindungspunkt 3c niedriger ist als das Potential E_3d am Verbindungspunkt 3d, ist es notwendig, daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit einem positiven Temperaturkoeffizienten erzeugt.

Nachfolgend wird nun ein spezieller Schaltungsaufbau der bei den vorstehend beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispielen eingesetzten Referenzspannungsquellen beschrieben. Diese Referenzspannungsquellen besitzen einen positiven oder einen negativen Temperaturkoeffizienten auf­ grund der Schaltungskonfigurationen der jeweiligen Halbleiter­ einrichtungen, so daß sowohl eine Referenzspannungsquelle mit positivem Temperaturkoeffizienten als auch eine Refe­ renzspannungsquelle mit negativem Temperaturkoeffizienten erforderlich sind. Fig. 13 zeigt ein Schaltbild einer Refe­ renzspannungsquelle mit positivem Temperaturkoeffizienten, bei der eine Lawinendiode eingesetzt wird. Gemäß Fig. 13 um­ faßt die Referenzspannungsquelle eine Spannungsquelle 11, Masseanschlüsse 9, Lawinendioden 41, Dioden 42, einen Wider­ stand 43 und Ausgangsanschlüsse 44 und 45. Fig. 13(a) zeigt eine Referenzspannungsquelle, die aus einer Mehrzahl von Lawinen­ dioden 41, die in Sperrichtung in Reihe ge­ schaltet sind und bei denen eine Anode einer der Lawinendioden geerdet ist, einer Mehrzahl von Dioden 42, die in Durchlaßrichtung in Reihe geschaltet sind und bei denen eine Kathode einer der Dioden mit einer Kathode einer der Lawinen­ dioden 41 verbunden ist, und einem Widerstand 43 besteht, dessen erster Anschluß mit der Spannungsquelle 11 und dessen zweiter Anschluß mit einer Anode einer der Dioden 42 verbun­ den ist. Die Lawinendioden 41 erzeugen eine konstante Span­ nung mit positivem Temperaturkoeffizienten. Auch wenn die Referenzspannungsquelle durch eine einzige Lawinendiode 41 alleine gebildet werden kann, ist eine einzige Lawinendiode 41 nicht ausreichend, um einen ausreichend großen positiven Temperaturkoeffizienten hervorzurufen, der von einer Verunreinigungskonzentration und dergleichen bestimmt ist. Jedoch ist die Summe der Temperaturkoeffizienten der in Reihe geschalteten Lawinendioden 41 der Temperaturkoeffizient der Referenzspannung. Somit können viele Lawinendioden 41 eingesetzt werden, um einen großen positiven Temperatur­ koeffizienten zu erzielen. Die Vielzahl von Lawinendioden 41 ist nützlich, da der Temperaturkoeffizient durch Variation der Anzahl der miteinander verbundenen Lawinendioden eingestellt werden kann. Weiterhin zeigt der Vorwärtsspannungsabfall einer Diode einen negativen Temperaturkoeffizienten, weshalb die Dioden 42 einen negativen Temperaturkoeffizienten, die sich im absoluten Wert von den positiven Temperaturkoeffi­ zienten der Lawinendioden 41 unterscheiden, in Reihe mit den Lawinendioden 41 in Vorwärtsrichtung geschaltet sind, so daß ein feiner bzw. kleiner Temperaturkoeffizient einge­ stellt werden kann. Dabei wird als Referenzspannung eine Po­ tentialdifferenz zwischen dem Masseanschluß 9 und dem Aus­ gangsanschluß 44, der mit einem zweiten Anschluß des Wider­ stands 43 verbunden ist, eingesetzt. Eine Referenzspannungs­ quelle ist beispielsweise als die in den Fig. 1 bis 5 bei den dortigen bevorzugten Ausführungsbeispielen gezeigte Re­ ferenzspannungsquelle 18 nützlich bzw. einsetzbar. Die Summe der Temperaturkoeffizienten der Lawinendioden 41 ist in diesem Fall größer als die Summe der Temperaturkoeffizienten der Dioden 42.

Fig. 13 (b) zeigt eine Referenzspannungsquelle, die aus dem mit einem Anschluß geerdeten Widerstands 43, der Mehrzahl der in Reihe in Sperrichtung geschalteten Lawinendioden 41, von denen eine über ihre Anorde mit einem zweiten An­ schluß des Widerstands 43 verbunden ist, und der Mehrzahl von in Reihe in Durchlaßrichtung geschalteten Dioden 42 be­ steht, von denen eine über ihre Kathode mit einer Kathode einer der Lawinendiode 41 verbunden ist und von denen eine andere über ihren einen Anschluß mit der Spannungsquelle 11 verbunden ist. Diese Referenzspannungsquelle unterscheidet sich von derjenigen gemäß Fig. 13 (a) dahingehend, daß ein Potentialunterschied zwischen der Spannungsquelle 11 und einem mit dem zweiten Anschluß des Widerstands 43 verbundenen Ausgangsanschluß 45 eingesetzt wird. Die Referenzspannungs­ quelle wird beispielsweise als die in Fig. 11 beim vorstehenden Ausführungsbeispiel gezeigte Referenzspannung 18 ein­ gesetzt.

Fig. 14 zeigt ein Schaltbild einer Referenzspannungsqeulle mit negativem Temperaturkoeffizienten, bei der der Spannungsabfall einer Zener-Diode oder einer Diode in Durchlaßrichtung einge­ setzt wird. Gemäß Fig. 14 weist die Referenzspannungsquelle eine Spannungsquelle 11, Masseanschlüsse 9, Dioden 42, einen Widerstand 43, Zener-Dioden 46 und Ausgangsanschlüsse 48 und 49 auf. Fig. 14 (a) zeigt eine Referenzspannungsquelle, die auf der Mehrzahl der in Reihe in Sperrichtung ge­ schalteten Zener-Dioden 46, von denen eine über ihre Anode geerdet ist, und dem Widerstand 43 besteht, dessen erster Anschluß mit der Spannungsquelle 11 und dessen zweiter An­ schluß mit einer Kathode einer der Zener-Dioden 46 verbunden ist. Die Zener-Dioden 46 erzeugten Konstantspannungen mit ne­ gativem Temperaturkoeffizienten. Die Referenzspannungsquelle kann aus lediglich einer einzigen Zener-Diode 46 bestehen, jedoch kann eine solche einzelne Zener-Diode keinen sehr großen negativen Temperaturraumkoeffizienten hervorrufen, da der Temperaturkoeffizient einer Zener-Diode in Abhängigkeit von einer Verunreinigungskonzentration und dergleichen bestimmt ist. Jedoch bildet die Summe der Temperaturkoeffizienten der in Reihe geschalteten Zener-Dioden 46 den Tempe­ raturkoeffizienten der Referenzspannung. Folglich wird die Mehrzahl von Zehner-Dioden 46 zur Erzielung eines großen negativen Temperaturkoeffizienten eingesetzt. Zusätzlich ist die Mehrzahl von Zener-Dioden 46 nützlich, da ihre Tempera­ turkoeffizienten durch Veränderung der Anzahl der miteinander verbundenen Zener-Dioden eingestellt werden können. Eine Potentialdifferenz zwischen dem Masseanschluß 9 und dem Aus­ gangsanschluß 48, der mit einem zweiten Anschluß des Wider­ stands 43 verbunden ist, dient als Referenzspannung.

Fig. 14(b) zeigt ein Schaltbild einer Referenzspannungs­ quelle, die aus der Mehrzahl der Dioden 42, die in Reihe zwischen die Spannungsquelle 11 und den Massenanschluß 9 ge­ schaltet sind und von denen eine über ihre Kathode geerdet ist, und dem Widerstand 43 besteht, dessen erster Anschluß mit der Spannungsquelle 11 und dessen zweiter Anschluß mit einer Anode einer der Dioden 42 verbunden ist. Die Dioden 42 sind in Durchlaßrichtung geschaltet, um einen Spannungs­ abfall in Durchlaßrichtung hervorzurufen. Da dieser Spannungsabfall einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt, kann die Referenzspannungsquelle durch lediglich eine einzige Diode 42 gebildet werden, jedoch kann eine solche einzelne Diode keinen sehr großen negativen Temperaturkoeffizienten hervor­ rufen. Jedoch bildet die Summe der Temperaturkoeffizienten der in Reihe geschalteten Dioden 42 den Temperaturkoeffizienten der Referenzspannung. Somit kann die Mehrzahl der in Reihe geschalteten Dioden 42 eingesetzt werden, um einen großen negativen Temperaturkoeffizienten hervorzurufen. Weiter­ hin ist die Mehrzahl von Dioden 42 nützlich, um den Tem­ peraturkoeffizienten durch Veränderung der Anzahl der mit­ einander verbundenen Dioden einzustellen. Als Refe­ renzspannung wird die Potentialdifferenz zwischen dem Masse­ anschluß 9 und dem mit dem zweiten Anschluß des Widerstands 43 verbundenen Ausgangsanschluß 49 eingesetzt. Die Referenz­ spannungsquellen, die in den Fig. 14 (a) und 14 (b) ge­ zeigt sind, werden bei den vorstehend erwähnten Ausführungs­ beispielen dann eingesetzt, wenn ein negativer Temperaturko­ effizient gewünscht ist. Beispielsweise werden sie als die Referenzspannungsquellen 18 in den in den Fig. 6 bis 10 gezeigten Schaltungen eingesetzt.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 15 bis 17 wird nun eine Re­ ferenzspannungsquelle des Bandabstands-Typs beschrieben. Die in Fig. 15 gezeigte Referenzspannungsquelle des Bandab­ stands-Typs ist eine Referenzspannung, die eine Spannung auf der Basis eines Potentials an Masse erzeugt. Gemäß Fig. 15 weist eine Schaltung Widerstände 50 bis 54, bipolare npn- Transistoren 55 bis 57 und Ausgangsanschlüsse 58 und 59 auf. Der Widerstand 50 ist über seinen ersten Anschluß mit einer Spannungsquelle 11 und über seinen zweiten Anschluß mit ersten Anschlüssen der Widerstände 51, 52 und 54 verbunden.

Eine Stromquelle besteht aus der Spannungsquelle 11 und dem Widerstand 50. Der Widerstand 51 ist über seinen zweiten An­ schluß mit einem Kollektor und einer Basis des Transistors 55 verbunden, dessen Emitter geerdet ist. Der Widerstand 52 ist über seinen zweiten Anschluß mit einem Kollektor des Transistors 56 verbunden, dessen Basis mit einer Basis des Transistors 55 verbunden und dessen Emitter mit einem ersten Anschluß des Widerstands 53 verschaltet ist. Ein zweiter An­ schluß des Widerstands 53 ist geerdet. Der Kollektor des Transistor 57 ist mit einem zweiten Anschluß des Wider­ stands 54 verbunden, während die Basis des Transistors 57 mit einem Kollektor des Transistors 56 verbunden ist und sein Emitter geerdet ist. Die Referenzspannung ist der Po­ tentialunterschied zwischen dem mit einem ersten Anschluß des Widerstands 54 verbundenen Ausgangsanschluß 59 und dem geerdeten Ausgangsanschluß 58.

Nachfolgend wird der Betrieb dieser Referenzspannungsquelle beschrieben. Die Basis-Emitter-Spannungen an den Transisto­ ren 56 bis 58 sind mit V_BE1 bis V_BE3 bezeichnet, während die Widerstandswerte der Widerstände 51 bis 54 mit R₅₁ bis R₅₄ bezeichnet sind. Die jeweiligen Basisanschlüsse der Transistoren 55 und 46 sind miteinander verbunden, so daß sich folgende Gleichung ergibt:

V_BE1 = V_BE2 + I₂R₅₃, (30)

wobei I₂ den durch den Widerstand 53 fließenden Strom darstellt.

Wenn angenommen ist, daß die Spannung zwischen den Ausgangs­ anschlüssen 58 und 59 mit V_ref und der im Widerstand 51 fließende Strom mit I₁ und der im Widerstand 52 fließende Strom mit I₂ bezeichnet ist, ergeben sich die beiden fol­ genden Gleichungen aus dem Spannungsabfall am Widerstand 51 und der Basis-Emitter-Spannung V_BE1 des Transistors 55 und aus dem Spannungsabfall am Widerrstand 52 und der Basis-Emitter- Spannung V_BE3 des Transistors 57:

V_ref = V_BE1 + I₁ · R₅₁ (31)

V_ref = V_BE2 + I₂ · R₅₂ (32)

Wenn nun die Beziehung zwischen den Basis-Emitter-Spannungen V_BE1 und V_BE3 bei den Transistoren 55 und 57 als V_BE1 = V_BE3 eingestellt wird, werden die Beziehungen gemäß den Gleichungen (31) und (32) zur Bildung der nachstehenden Gleichung herangezogen:

Allgemein ist die Basis-Emitter-Spannung eines Transistors durch die folgende Gleichung gegeben:

wobei k eine Boltzmann-Konstante, T eine absolute Temperatur, q eine elektrische Ladung von Elektronen, I_S einen Sättigungs­ strom des Transistors und I_E einen Emitterstrom des Transistors bezeichnet.

Wenn angenommen ist, daß der Sättigungsstrom des Transistors 55 I_S1 ist, während der Sättigungsstrom des Transis­ tors 56 I_S2 ist, lassen sich die Basis-Emitter-Spannungen V_BE1 und V_BE2 an den Transistoren 55 und 56 durch die fol­ genden Gleichungen beschreiben:

Die Gleichungen (35) und (36) und die Gleichung (30) führen zur nachstehenden Gleichung:

Da der Sättigungsstrom I_S des Transistors proportional zu einer Fläche des Emitters des Transisotrs ist und unter der Annahme, daß das Verhältnis der Emitterfläche des Transistors 55 zu der des Transistors 56 1 : n ist, ergibt sich die Bezie­ hung I_S1/I_S2 = n, was zusammen mit der Gleichung (37) zur nachstehenden Gleichung führt:

Weiterhin ergibt sich aus den Gleichungen (33) und (38) die nachstehende Gleichung:

Die Gleichung (39) wird in die Gleichtung (32) eingesetzt:

Allgemein besitzt V_BE einen Temperaturkoeffizienten von -2 mV/°C. Weiterhin ist der zweite Ausdruck in der Gleichung (40) proportional zur absoluten Temperatur T. Demgemäß kann durch Spezifizierung des Verhältnisses der Emitterfläche des Transistors 55 zu derjenigen des Transistors 56 und der Wider­ standswerte R₅₁ bis R₅₃ der Widerstände 51 bis 53 frei­ spezifiziert bzw. gewählt werden, welchen (positiven oder negativen) Temperaturkoeffizienten die Referenzspannung V_ref zeigt und welchen Wert er annimmt.

Bei der in Fig. 15 gezeigten Schaltung kann allerdings der Wert des Temperaturkoeffizienten der Referenzspannung nicht kleiner gemacht werden als -2 mV/°C. Durch Hinzuschaltung von Transistoren 60 und 61, wie beispielsweise in Fig. 16 ge­ zeigt, kann der negative Temperaturkoeffizient vergrößert werden. In Fig. 16 bezeichnen die Bezugszeichen 60 und 61 npn-Transistoren. Der Transistor 60 ist zwischen den Transi­ stor 55 und den Widerstand 51 geschaltet und ist über seinen Kollektor und seine Basis mit einem zweiten Anschluß des Wider­ stands 51 und über seinen Emitter mit einem Kollektor des Transistors 55 verbunden. Der Transistor 61 ist zwischen den Transistor 56 und den Widerstand 52 geschaltet und über seinen Kollektor und seine Basis mit einem zweiten Anschluß des Widerstands 52 und über seinen Emitter mit einem Kollektor des Transistors 56 verbunden. Gleiche Bezugszeichen in Fig. 16 bezeichnen äquivalente oder entsprechende Teile wie die­ jenigen in Fig. 15, wobei die übrigen Verschaltungen ebenfalls gleichartig sind wie bei denjenigen in der Schaltung gemäß Fig. 15.

Die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 60 und 61 sind mit V_BE4 bzw. V_BE5 bezeichnet. Da die Basen der Transistoren 55 und 56 miteinander verbunden sind, gilt die Gleichung (30).

Der Spannungsabfall des Widerstands 51, die Basis-Emitter- Spannung V_BE1 des Transistors 55 und die Basis-Emitter-Span­ nung V_BE4 des Transistors 60 führen zusammen zur nachstehen­ den Gleichung:

V_ref = V_BE1 + V_BE4 + I₁ · R₅₁ (41)

Weiterhin führen der Spannungsabfall am Widerstand 52, die Basis-Emitter-Spannung V_BE3 des Transistors 57 und die Ba­ sis-Emitter-Spannung V_BE5 des Transistors 61 zusammen zur nachstehenden Gleichung:

V_ref = V_BE3 + V_BE5 + I₂ · R₅₂ (42)

Durch Einstellung der Beziehungen zwischen den Basis-Emitter- Spannungen V_BE1, V_BE3, V_BE4 und V_BE5 der Transistoren 55, 57, 60 und 61 derart, daß die nachstehende Gleichung er­ füllt ist, ergeben die Beziehungen aus den Formeln (41) und (42) zusammen die Beziehung gemäß nachstehender Gleichung:

V_BE1 + V_BE4 = V_BE3 + V_BE5 (43)

Da die Basis-Emitter-Spannung V_BE des Transistors durch die Gleichung (34) gegeben ist, lassen sich die Basis-Emitter- Spannungen V_BE1 und V_BE2 der Transistoren 55 und 56 allgemein durch die Gleichungen (35) und (36) beschreiben, wobei angenommen ist, daß der Sättigungsstrom des Transistors 55 mit I_S1 und der Sättigungsstrom des Transistors 56 mit I_S2 bezeichnet sind. Die Gleichungen (35) und (36) und die Glei­ chungen (30) führen zusammen zur Gleichung (37).

Der Sättigungsstrom I_S des Transistors ist proportional zu einer Emitterfläche des Transistors, so daß sich unter der Annahme, daß das Verhältnis der Emitterfläche des Transistors 55 zu derjenigen des Transistors 56 1 : n ist, die Glei­ chung I_S1/I_S2 = n ergibt. Diese Gleichung führt zusammen mit der Gleichung (37) zur Gleichung (38). Weiterhin ergeben die Gleichungen (33) und (38) die Gleichung (39). Ferner ergibt sich bei Einsatz der Gleichung (39) in die Gleichung (42) die nachstehende Gleichung:

Die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 57 und 61 werden durch den ersten und zweiten Ausdruck in der Glei­ chung (44) ausgedrückt, da die Referenzspannung V_ref einen negativen Temperaturkoeffizienten haben soll und ein Wert des Temperaturkoeffizienten niemals kleiner als -4 mV/°C sein kann. Bei Vergleich der Gleichung (40) mit der Gleichung (44) läßt sich weiterhin finden, daß die Schaltung gemäß Fig. 16 einen Absolutwert des negativen Temperaturkoeffizienten erreichen läßt, der größer ist als derjenige der Schaltung gemäß Fig. 15.

Eine weitere Referenzspannungsquelle des Bandabstands-Typs ist in Fig. 17 gezeigt und bildet eine Referenzspannungs­ quelle, die eine Spannung auf der Grundlage eines Potentials an einer Spannungsquelle erzeugt. Gemäß Fig. 17 besitzt die Referenzspannungsquelle Widerstände 70 bis 74, bipolare npn- Transistoren 75 bis 77 und Ausgangsanschlüsse 78 und 79. Der Widerstand 70 ist über seinen ersten Anschluß geerdet und über seinen zweiten Anschluß mit ersten Anschlüssen von Wider­ ständen 71 bis 73 verbunden. Eine Stromquelle besteht aus dem Widerstand 70 und der Spannungsquelle 11. Ein zweiter Anschluß des Widerstands 71 ist mit einem Kollektor und mit einer Basis des Transistors 75 verbunden. Der Transistor 75 ist über seinen Emitter mit der Spannungsquelle 11 verbunden. Der Widerstand 72 ist über seinen zweiten Anschluß mit einem Kollektor des Transistors 76 verbunden. Der Transistor 76 ist über seine Basis mit einer Basis des Transistors 75 und über seinen Emitter mit einem ersten Anschluß des Wider­ stands 74 verbunden. Ein zweiter Anschluß des Widerstands 74 ist mit der Spannungsquelle 11 verbunden. Der Transistor 77 ist über seinen Kollektor mit einem zweiten Anschluß des Wider­ stands 73, über seine Basis mit einem Kollektor des Tran­ sistors 76 und über seinen Emitter mit der Spannungsquelle 11 verbunden. Die Referenzspannung ist eine Potentialdifferenz zwischen dem Ausgangsanschluß 79, der mit einem ersten Anschluß des Widerstands 71 verbunden ist, und dem Ausgangs­ anschluß 78, der mit der Spannungsquelle 11 verbunden ist.

Die Arbeitsweise der Referenzspannungsquelle ist gleichartig wie die der in Fig. 15 gezeigten Referenzspannungsquelle. Die Referenzspannungsquelle wird als Referenzspannungsquelle 18 eingesetzt, die in Fig. 11 gezeigt ist und eine Spannung auf der Basis des Potentials beispielsweise an der Spannungs­ quelle 11 erzeugt.

Claims (15)

1. Halbleitereinrichtung zum Erfassen eines von außen einwirkenden Drucks, mit
einem Substrat (A) mit einem Druckaufnahmeabschnitt (ar5), der entsprechend dem von außen einwirkenden Druck verformt wird,
einer Brückenschaltung (1) mit Piezowiderständen (S1 bis S4; 2a bis 2d), die auf dem Druckaufnahmeabschnitt (ar5) ausgebildet sind,
einer Referenzspannungsquelle (18) zum Speisen der Brückenschaltung (1) und einer Temperaturkompensations­ schaltung, die einen Empfindlichkeitstemperaturkoeffi­ zienten der Brückenschaltung (1) kompensiert,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Referenzspannungsquelle (18) in dem Substrat (A) ausgebildet ist und eine Referenzspannung mit einem Temperaturkoeffizienten erzeugt, die einen Empfindlich­ keitstemperaturkoeffizienten der Brückenschaltung (1) kom­ pensiert,
daß die Referenzspannungsquelle (18) eine Stromquelle (9, 11, 43) und zumindest eine Konstantspannungsdiode (41) mit positivem Temperaturkoeffizienten, die in Reihe zwischen zwei Anschlüssen der Stromquelle (9, 11, 43) in Sperr­ richtung geschaltet ist oder eine bipolare Bandabstandsre­ ferenz umfaßt, und
daß ein Spannungswandler (100a bis 100l) zwischen die Referenzspannungsquelle (18) und einen Spannungseingangsan­ schluß (3c) der Brückenschaltung (1) geschaltet ist, der die Referenzspannung empfängt und umwandelt und die umge­ wandelte Spannung an die Brückenschaltung (1) als Versor­ gungsspannung anlegt.

2. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannungsquelle (18) zu­ mindest eine weitere Diode (42) mit negativem Temperatur­ koeffizienten aufweist, die in Reihe zwischen erste und zweite Anschlüsse der Stromquelle (9, 11, 43) in Durchlaß­ richtung geschaltet ist.

3. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Piezowiderstände (S1 bis S4; 2a bis 2d) Diffusionswiderstände sind.

4. Halbleitereinrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die bipolare Bandab­ standsreferenz aufweist:
einen ersten Verbindungspunkt (79), der mit dem ersten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
einen zweiten Verbindungspunkt (78), der mit dem zweiten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (71, 72, 74), die mit ihren jeweiligen ersten Anschlüssen mit dem ersten Verbindungspunkt (79) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (75), der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungsabfalleinrichtung (71), über seine zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) und über seine Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (76), der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (72) und über seine Steuer­ elektrode mit der Steuerelektrode des ersten bipolaren Transistors (76) verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (73), die über ihren ersten Anschluß mit einer zweiten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (76) und über ihren zweiten Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) verbunden ist, und
einen dritten bipolaren Transistor (77) aufweist, der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der dritten Spannungsabfalleinrichtung (74), und über seine zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) ver­ bunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (78, 79) die Referenzspannung (V_ref) ist (Fig. 17).

5. Halbleitereinrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückenschaltung (1) einen zweiten Spannungseingangsanschluß (3d) zum Auf­ nehmen einer ersten Spannung, die einen kleineren absoluten Wert als die Versorgungsspannung besitzt, aufweist, daß die Brückenschaltung (1) entsprechend der Differenzspannung zwischen der ersten Spannung und der Versorgungsspannung arbeitet und daß die Referenzspannung der Referenzspan­ nungsquelle (18) einen positiven Temperaturkoeffizienten besitzt.

6. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückenschaltung (1) einen zweiten Spannungseingangsanschluß (3d) zum Aufnehmen einer zweiten Spannung, deren Absolutwert größer als die Versorgungs­ spannung ist, aufweist, daß die Brückenschaltung (1) ent­ sprechend der Differenzspannung zwischen der zweiten Spannung und der Versorgungsspannung arbeitet und daß die Re­ ferenzspannung der Referenzspannungsquelle (18) einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt.

7. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die bipolare Bandabstandsreferenz auf­ weist:
einen mit dem ersten Anschluß der Stromquelle verbun­ denen ersten Verbindungspunkt (59),
einen mit dem zweiten Anschluß der Stromquelle ver­ bundenen zweiten Verbindungspunkt (58),
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (51, 52, 54), deren jeweilige erste Anschlüsse mit dem ersten Verbindungspunkt (59) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (55), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungs­ abfalleinrichtung (51), dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (56), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungs­ abfalleinrichtung (52) und dessen Steuerelektrode mit der Steuerelektrode des ersten bipolaren Transistors (55) verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (53), deren erster Anschluß mit einer zweiten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (56) und deren zweiter Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist, und
einen dritten bipolaren Transistor (57) aufweist, dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der dritten Spannungsabfalleinrichtung (54), dessen Steuerelektrode mit der ersten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (56) und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (58, 59) die Referenzspannung (V_ref) ist (Fig. 15).

8. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die bipolare Bandabstandsreferenz aufweist:
einen ersten Verbindungspunkt (59), der mit einem ersten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
einen zweiten Verbindungspunkt (58), der mit einem zweiten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (51, 52, 54), deren jeweilige erste Anschlüsse mit dem ersten Verbindungspunkt (59) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (60), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungs­ abfalleinrichtung (51) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (55), dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des ersten bipolaren Transistors (60), dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen dritten bipolaren Transistor (61), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungs­ abfalleinrichtung (52) und dessen zweite Elektrode mit der Steuerelektrode des dritten bipolaren Transistors ver­ bunden ist,
einen vierten bipolaren Transistor (56), dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des dritten bipolaren Transistors (61) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (53), deren erster Anschluß mit einer zweiten Elektrode des vierten bipolaren Transistors (56) und deren zweiter Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist, und
einen fünften bipolaren Transistor (57) aufweist, dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (54), dessen Steuerelektrode mit der ersten Elektrode des vierten bipolaren Transistors (56) und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (58, 59) eine Referenzspannung (V_ref) ist (Fig. 16).

9. Halbleitereinrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungswandler (100a bis 100l) eine erste Spannungsabfalleinrichtung (20) mit variablem Widerstandswert,
einen Operationsverstärker (19) mit einem nicht inver­ tierenden Eingangsanschluß zum Aufnehmen des Ausgangssignals der Referenzspannungsquelle (18), die die Referenzspannung erzeugt, und mit einem invertierenden Eingangsanschluß, der mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungsabfall­ einrichtung verbunden ist, wobei der Operationsverstärker (19) die Potentialdifferenz zwischen invertierendem und nicht invertierendem Eingangsanschluß verstärkt und die verstärkte Potentialdifferenz ausgibt, und
eine zweite Spannungsabfalleinrichtung (21) aufweist, deren erster Anschluß mit einem Ausgangsanschluß des Ope­ rationsverstärkers (19) und dessen zweiter Anschluß mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (19) verbunden ist,
wobei die Widerstandswerte der ersten und der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (20, 21) identische Temperatur­ koeffizienten besitzen und
wobei die Treiberspannung am Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers (19) abgegeben wird.

10. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Spannungsabfalleinrichtung (20) mehrere Widerstände (20 _-1 bis 20 _-n) und mehrere in Reihe mit dem Widerstand geschaltete Verbindungen (22 _-1 bis 22 _-n) aufweist, wobei die Verbindungen selektiv unterbrechbar sind, um den Widerstandswert der ersten Spannungsabfalleinrichtung (20) variieren zu können (Fig. 2, Fig. 7).

11. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindungen (22 _-1 bis 22 _-n) durch einen Laser unterbrochen werden.

12. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Spannungsabfalleinrichtung (20) mehrere Widerstände (20 _-1 bis 20 _-n) und mehrere Dioden (23 _-1 bis 23 _-n) aufweist, die parallel zu den Widerständen derart geschaltet sind, daß sie eine Umkehrspannung erhalten oder in Gegenrichtung vorgespannt sind, und daß die Dioden selektiv kurzgeschlossen werden, um einen Wider­ standswert der ersten Spannungsabfalleinrichtung (20) verändern zu können (Fig. 3, Fig. 8).

13. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die umgekehrte Spannung an die Dioden derart angelegt wird, daß in ihnen ein Stromfluß hervorgerufen und sie zerstört werden, so daß ein Kurzschlußbereich in einem pn-Übergang der Dioden zum Kurzschließen der Dioden (23 _-1 bis 23 _-n) ausgebildet wird.

14. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Spannungsabfalleinrichtung (20) einen nichtflüchtigen Speicher (33),
mehrere Widerstände (20 _-1 bis 20 _-n) und
Schaltelemente (32 _-1 bis 32 _-n) aufweist, die in Reihe mit den Widerständen geschaltet und in Übereinstimmung mit in dem nichtflüchtigen Speicher (33) gespeicherter Information in leitenden oder nichtleitenden Zustand gebracht sind,
wobei im nichtflüchtigen Speicher (33) Information ge­ speichert ist, durch die das Schaltelement selektiv in leitenden oder nichtleitenden Zustand gebracht wird, so daß der Widerstandswert der ersten Spannungsabfalleinrichtung (20) variiert werden kann (Fig. 4, Fig. 9).

15. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungswandler (100j) einen nichtflüchtigen Speicher (33) zum Speichern von bei der Um­ wandlung der Referenzspannung verwendeten Informationen,
einen Digital/Analog-Wandler (34), der das Ausgangssignal der Referenzspannungsquelle (18) an seinem Eingangsanschluß empfängt und die Referenzspannung in Übereinstimmung mit in dem nichtflüchtigen Speicher (33) gespeicherter Information umwandelt und diese umgewandelte Spannung abgibt, und
eine Spannungsfolgerschaltung (101) aufweist, deren Eingangsanschluß mit einem Ausgangsanschluß des Digital/ Analog-Wandlers (34) zum Anlegen der Treiberspannung an die Brückenschaltung (1) verbunden ist (Fig. 5, Fig. 10).