DE2462423C3 - Operationsverstärker - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Operationsverstärker, wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.

Es besteht ein besonderes Bedürfnis nach einem Verstärker hoher Verstärkung, der in der Lage ist, mit komplementären Metalloxidhalbleitern aufgebaute Transistorschaltungen anzusteuern und der sich aus der gleichen erdunsymmetrischen Spannungsquelle wie eine Logikschaltung speisen läßt. Ein solcher Verstärker eignet sich für Spannungskomparatoren, wie sie bei der Analog-Digital-Umwandlung verwendet werden.

Es sind zwar in integrierter Schaltung ausgebildete Operationsverstärker bekannt (beispielsweise aus der Zeitschrift »radio fernsehen elektronik«. 1973. Heft 18, Seite 585), welche in der Eingangsstufe einen Differenzverstärker haben, der aus einer Konstantstromquelle gespeist wird und einen Treibertransistor ansteuert, der seinerseits eine aus komplementären Transistoren aufgebaute Gegentaktendstufe steuert. Dieser bekannte, vollständig mit bipolaren Transistoren aufgebaute Operationsverstärkir liefert zwar bereits eine relativ hohe Verstärkung und hat auch einen großen ausnutzbaren Ausgangsspannungsbereich, jedoch ist er noch nicht in der Lage, ein Ausgangssignal zu liefern, dessen Spitzenamplituden die beiden Betriebsspannungspotentiale von plus bzw. minus 15 Volt an den Spannungsklemmen erreichen, weil die beiden Ausgangstransistoren bei leitendem Basis-Emitter-Übergang jeweils eine Offset-Spannung von 0,7 Volt haben, so daß sich insgesamt von den 30 Volt der Betriebsspannung 1,4 Volt subtrahieren, die maximale Ausgangssignalspitzenamplitude also höchstens 28,6 Volt betragen kann, was einer Minderung der maximalen Ausgängsleistung von 9.3% entspricht. Bei niedrigerer Betriebsspannung als 30 Volt wird diese Leistungsminderung noch gravierender. Wegen der bei bipolaren Transistoren miteinander verkoppelten PN-Übergänge zwischen Basis und Emitter bzw. Kollektor und Emitter wird der Kollektor-Emitter-Ausgangskreis potentialmäßig an den Basis-

Emiiter-Eingangskreis geklemmt. Verbindet man die Basen eines PNP-Transistors, dessen Emitter ohne nennenswerien Reihenwiderstand an der B + Batteriespannung liegt, und eines NPN-Transistors, dessen Emitter ebenfalls ohne nennenswerten Reihenwiderstand an der B - Batteriespannung liegt, unmittelbar miteinander, so ergibt sich ein großer Stromfluß, welcher die Transistoren thermisch zerstört. Fügt man, um dies zu vermeiden, in die Basiskreise dieser Transistoren Strombegrenzungswiderstände ein, so wird es unmöglich, die Emitter-Kollektor-Spannungen der Ausgangstransistoren sehr klein (nahe 0) zu machen, weil die Durchlaßvorspannung der Kollektor-Basis-Übergänge der Transistoren einen StromfluQ zur Folge hat, der die Transistorwirkung überdeckt.

Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Operationsverstärker zu schaffen, dessen Ausgangsspannung den gesamten Betrieb'^pannungsbereich durchlaufen kann, so daß sie auch bei Speisung aus einer einzigen Betriebsspannungsquelle deren Masse-Bezugspotential erreichen kann. Außerdem soll der Operationsverstärker einen ungewöhnlich hohen Verstärkungsfaktor und sehr kleine Abmessungen haben.

Im Gegensatz zu dem aus der angeführten Literatur- 2> stelle bekannten Operationsverstärker sind bei dem. erfindungsgemäßen Verstärker die beiden Ausgangstransistoren nicht als Spannungsfolger geschaltet, sondern sie liegen mit ihren Sourceelektroden an den beiden Betriebsspannungsanschlüssen. Auf diese Weise lassen sich diese Feldeffekttransistoren so stark in den Leitungszustand steuern, daß ihre Source-Drain-Restspannung praktisch zu Null wird und das Ausganessignal also bis an die Betriebsspannungspotentiale heranreichen kann. Ein entsprechendes Verhalten läßt a sich jedoch aus den erwähnten Gründen mit bipolaren Transistoren nicht erreichen. Außerdem wird durch die als Last des Treibertransistors verwendete Konstantstromquelle und die außerordentlich hohe Eingangsimpedanz der mit ihren Gateelektroden zusammenge- -»n schalteten Feldeffekttransistoren des Ausgangsverstärkers eine andere Aufteilung der Stromverstärkung auf die einzelnen Stufen des Gesamtverstärkers erreicht, als dies bei üblichen Operationsverstärkern der Fall ist, so daß allein der Verstärkungsanteil der Treiberstufe ·τ> mit etwa 5000 ungewöhnlich hoch ist. Trotz dieser außerordentlich hohen Treiberve; Stärkung kann die Miller-Kompensationskapazität, welche maßgeblich für die die Anstiegszeit des Verstärkers bestimmende Zeitkonstante ist, erheblich herabgesetzt werden, vi Bekanntlich ist aber rfiese Kompensationskapazität eines der räumlich größten Bauelemente einer solchen integrierten Schaltung, so daß die Baugröße infolge dieser Eigenschaft der erfindungsgemäßen Schaltung wesentlich verringert werden kann: Das Schaltungs- ■>"> plättchen läßt sich also kleiner halten und die Zuverlässigkeit bei der Ausbeute und der Fabrikation vergrößern sich.

Die Erfindung ist nachfolgend anhand der Figur näher erläutert. wi

Diese Figur zeigt einen Differenzeingangsverstärker 500 mit MOS-FETs und Bipolartransistoren. Der Verstärker 500 eignet sich zur Einbeziehung in eine einzige monolithische integrierte Schaltung, an deren Anschlüsse B + und B— eine Betriebsspannung angelegt werden kann.

Der Differenzverstärker 501 arbeitet mit source-gekoDDelten FETs 502 iind 503. deren Drainelektroden an ein aktives Symmetrierglied mit einem Stromverstärker 504 unter Verwendung von NPN-Bipolartransistoren 5fli5 und 506 angeschlossen sind Der Differenzverstärker 501 ist von der in der USA-Patentschrift 38 52 697 der gleichen Anmclderin im einzelnen beschriebenen Art.

Die Differenz der zwischen die Anschlüsse 507 und 508 gelegten Eingangssignale wird vom Differenzverstärker 501 zu einem Signal verstärkt, das an den Basis-Emitterübergang eines in Emitterschaltung arbeitenden NPN-Bipolartransistors 509 gelegt wird. Das zweifach verstärkte Signal, das am Kollektor des Transistors 509 erscheint, wird einer Ausgangsstufe 510 in Form eines Komplementär-MOS-Umkehrverstärkers (CMOS-Umkehrstufe) mit einem P-Kanal-MOS-FET 511 und einem N-Kanal-MOS-FET 512 zugeleitet, und diese Ausgangsstufe 510 liefert am Anschluß 513 ein dem zweifach verstärkten Signal entsprechendes Ausgangssignal.

Der Anschluß 514 bildet den Zugang zum Kollektor des Treibarstufen-Transistors 509. Bei Verwendung des Verstärkers 500 in Rückkopolu-gsschleifen können zwischen die Anschlüsse 514 und 516 i:icht dargestellte kapazitive und ohmsche Elemente geschaltet werden, um zur Stabilisierung der Schleife den Verstörkung.-.-grad und die Phasenverschiebung der Ausgangsstufe 510 zi; beeinflussen. Die Anschlüsse 515 und 516 sind an die beiden Enden eines Potentiometers anschlieöbar, dessen Schleifer mit dem B —Anschluß verbunden ist und das zur Einstellung des Strompegels im Treiberstufen-Transistor 509 dient. Die Dioden 517-521 dienen ah; Schutzdioden zur Verhinderung bestimmter Überspannungszustände und sind im normalen Betrieb der Schaltung gesperrt (nichtleitend).

Der Widerstand 522 spannt eine Lawinendiode 523 auf den Lawinendurchbruch zur Gewinnung einer gegenüber der B+ Spannung stabilisierten Spannung, die über einen Widerstand 524 auf den Eingang 525 eines Stromverstärkers 530 gekoppelt wird, der zwei parallele Kaskaden-Ausgangsstufen aufweist, deren eine die vereinigten Source-Ströme der Transistoren 502 und 503 liefert und deren andere eine Konstantstrom-Kollektorlast für den Transistor 509 bildet. Die beiden Kaskaden-Ausgangsstufen des Stromverstärkers 530 teilen sich in die gleiche gemeinsame Eirgangsstufe. so daß an Schaltungselementen gesp?rt wird. Da ihre FETs 531—534 spannungsgesteuerte Bauelemente mit im wesentlichen keinem Eingangsstrombedarf sind, gibt es keine nachteiligen Wechselwirkungen zwischen den beiden Kaskaden-Ausgangsstufen.

Der Eingangsstrom zum Schaltungspunkt 525 ist mit 100 μΑ bemessen; bei diesem Strompegel ändert sich die Source-Gale-Spannung des FET 535 in der Eingangsstufe des Stromverstärkers 530 bei Temperaturanstiegen praktisch nicht. Bei einem Temperaturanstieg um 100° K steigt die Lawinenc'urchbruchspannung der Diode 523 um 0.3 Volt ,in. Bei aem gleichen Temperaturanstieg erniedrigt sich der Spannungsabfall an den drei Halbleiter-Flächendioden 536, 537, 538 in der Eingangsstufe des Stromverstärkers 530 um 0,5 Volt. Die Summe dieser Spannungsänderungen, d. h. eine Spannungserhöhung um 0.8 VoU bei dem Temperaturanstieg um IfK)⁰K, erscheint nm Widerstand 524 und ergibt eine im wesentlichen vollkommene Kompensation seines erhöhten Widerstandswertes. (Der Widerstand 5"4 wird im gleichen Diffusionsverfahrensschritt wie die Basisgebiete der NPN-Bipolartransistoren hergestellt, wenn die Schaltungsanordnung nach

Γ i g. 5 als integrierte Schaltung mit PMOS-NPN-Bipolartransistoren realisiert wird.)

Die Wahl der Anzahl der Dioden im Spannungsstabilisator 536, 537, 538 des Stromverstärkers 531, 532, 535 kann dann im Hinblick auf die Temperaturkompensation von /οίτ getroffen werden. Da die Spannung Vas eines FET mit typischer Geometrie bei Drainstromwertcn über 100 μΑ mit ansteigender Temperatur anzusteigen beginnt, ermöglicht die verfügbare Erniedrigung des Spannungsabfalls der Dioden 536—538 mit ansteigender Temperatur eine Temperaturkompensation son I,ti ι in manchen Anwendungsfällcn, wo bei bekannten Schallungsanordnungen eine solche Kompensation unmöglich wäre. Dieser Vorteil dieser Schaltung kann sich selbst dann bemerkbar machen, wenn nVnn den den Wert von V_f,_swübersteigt.

Aufgrund der bei der hier beschriebenen Schaltung ermöglichten niedrigeren Spannung an den in Kaskode geschalteten FETs 531 und 532 des Stromverstärkers 530 kann den Eingängen 507 und 508 des Differenzverstärkers 501 ein größeres Cilcichtaktsignal zugeleitet werden. Aufgrund der erniedrigten Spannung an den in Kaskode geschalteten FF. Fs 533 und 534 des Stromverstärkers 530 kann die Kollektorspannung des Treiberstufen-Transitors 509 über einen größeren Teil des .Spannungsbereiches zwischen B — und B + verlaufen. Dieser Umstand, in Verbindung mit der Verwendung ; einer CMOS-Umkehr-Ausgangsstufe. die eine Signalspannungsvcrstärkung aufweist, statt einer Emitterfolger-Ausgangsstufe, die keine solche Verstärkung aufweist, ermöglicht Schwingamplituden der Ausgangssignalspannung am Ausgang 513 übei im wesentlichen den gesamten Spanntingsbereich von B— bis B+. Ferner kann aufgrund der hohen Lastimpedanz, die an der Drainelektrodc ilcs IFT 534 dem Kollektor des Transistors 509 dargeboten wird, und aufgrund der hohen Steilheit des NPN-Hipolartransislors die I reiber-

ü stufe eine sehr hohe .Spannungsverstärkung, nämlich in der Gegend von 8000. aufweisen. Der P KanalMOS Transistor 534 ergibt eine bessere aktive Last als ein lateraler PNP-Bipolartransislor. da er weder die Frequen/besehränkuneen noch die nichtlineare Strom verstärkung, die für einen lateralen NPNBipolartransistor npisch sind, aufweist. Somit stellt der Verstärker 500 eine verbesserte Kombination aus Operationsver starkertreiber- und Endstufe dar.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche;

1. Operationsverstärker mit Differenzeingang, bei dem eine Eingangs-, eine Treiber- und eine Ausgangsstufe zu einer galvanisch gekoppelten Kaskadenschaltung zusammengeschaltet sind und die Eitigangsstufe zwei Stromerhöhungs-Feldeffekttransistoren eines ersten Leitungstyps in sourcegekoppelter Differenzverstärkerschaltung enthält, deren Gateelektroden mit dem umkehrenden bzw. dem nichtumkehrenden Eingangsanschluß der Eingangsstufe verbunden sind, die ferner einen Stromspiegelverstärker enthält, mit dessen Eingangs- bzw. Ausgangsanschluß die Drainelektroden des ersten bzw. zweiten Transistors verbunden sind und der !5 einen beiden Anschlüssen gemeinsamen, an ein öezugspotential gelegten Anschluß aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberstufe

in an sich bekannter Weise einen dritten, bipolaren Transistor (509) eines zweiten, zum ersten Leitnngstyp komplementären Leitungstyps aufweist, an dessen Basis der Ausgangsanschluß des Stromspiegelverstärkers (104) galvanisch angeschlossen ist und dessen Emitter mit dem Bezugspotential (B-) verbunden ist und dessen Kollektor an eine Last in :·> Form einer Konstamstromquelle (533, 534) angeschlossen ist. und daß der Treiberstufe eine CMOS-Ir.verter-Ausgangsstufi; (510) mit einem vierten und fünften Transistor (512 bzw. 511) in Form von Stromerhöhungs-Feldeffekttransistoren » nachgeschaltet ist, deren Gateelektroden zusammengeschaltet und mit dem Kollektor des dritten Transistors ^09) galvanisch verbunden sind und deren Draicelektrodei. mit d· ,n Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers (500) verbunden sind, und daß zur Lieferung eines Versta <erausgangssignals mit bis an die Bezugspotentiale (B+, B-) reichenden Spitzenamplituden der vierte Transistor (512) vom zweiten Leitungstyp ist und mit seiner Sourceelektrode an das Bezugspotential (B-) ⁴" angeschlossen ist. während der fünfte Transistor (511) vom ersten Leitungstyp ist und mit seiner Sourceelektrode an die Betriebsspannung (B+) angeschlossen ist.

2. Verstärker nach Anspruch I, dadurch gekenn- ⁴^ zeichnet, daß die als Konstantstromquclle ausgebildete Last für den dritten Transistor (509) einen sechsten und einen siebten Transistor (533 bzw. 534) in Form von Stromerhöhungs-Feldeffekttransistoren des ersten Leitungstyps in Kaskadenschaltung enthält, daß Source- und Gatcelektrode des sechsten Transistors an die Betriebsspannung bzw. eine erste Vorspannung zur Bestimmung des Treiberstroms des sechsten Transistors und damit des erzeugten Konstantstroms, angeschlossen sind, während die Drainclektroden des sechsten Transistors (533) an die Sourceelektrode des siebten Transistors (534) und die Drainelektrodc des siebten Transistors an den Verbindiingspunkt der Gateelektroden des vierten und fünften Transistors (512 bzw. 511) w> angeschlossen sind und Gateclektrode des siebten Transistors (534) an eine /weite Vorspannung angeschlossen ist, welche bezogen auf die Betriebsspannung die erste Vorspannung um einen Betrag, der um soviel kleiner als diese ist. überschreitet, daß ft5 der sechste Transistor (533) mit einer Sourcc-Drain-Spannung arbeitet, die wesentlich kleiner als seine Source-Gate-Spanniing ist.

3. Verstärker nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine Kaskodeschaltung mit einem achten und einem neunten Transistor (531 bzw. 532) gleicher Art wie der sechste bzw. siebte Transistor (533 bzw. 534), in welcher die Source- und Gateelektrode des achten Transistors (531) mit der Betriebsspannung bzw. der ersten Vorspannung verbunden sind und Source- und Gateelektrode des neunten Transistors (532) mit der Drainelektrode des achten Transistors bzw. der zweiten Vorspannung verbunden ;ind und die Drainelektrode des neunten Transistors an den Verbindungspunkt der Sourceelektroden des ersten und zweiten Transistors (502,503) zur Lieferung von deren Sourceströmen angeschlossen ist.

4. Verstärker nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein zehnter, sich über eine Drain-Gate-Verbindung selbst vorspannender Stromerhöhungs-Feldeffekttransistor (535) mit seiner Sourceelektrode an die Betriebsspannung (B+) angeschlossen ist, und das der Draineelektrode dieses Transistors ein Strom über eine Reihenschaltung von in Durchlaßrichtung vorgespannten Dioden (536, 537, 538) zugeführt wird und die erste Vorspannung am drainseitigen Ende und die zweite Vorspannung am anderen Ende dieser Reihenschaltung abgenommen wird.