DE3003123C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Überstromschutzschaltung für einen Transistor gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 (DE-OS 25 38 453).

Normalerweise wird ein Überstromschutz gewöhnlich durch eine oder zwei grundsätzliche Schutzprinzipien vorgesehen, die beide einen Stromfühlwiderstand in Reihe mit der Hauptstromstrecke des geschützten Transistors enthalten. Bei einer nichtlinearen gegengekoppelten Schaltung wird der Spannungsabfall an einem Stromfühlwiderstand, der in Reihe mit der Kollektor-Emitter-Strecke des geschützten Transistors liegt, einem Schwellwertdetektor zugeführt, der dann reagiert, wenn der Spannungsabfall einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet, und den dem geschützten Transistor zur Verfügung stehenden Basistreiberstrom herabsetzt. Bei einer nichtlinearen Begrenzerschaltung, wie sie in der US-PS 39 67 202 beschrieben ist, werden die kombinierten Spannungen über der Basis-Emitter-Strecke des geschützten Transistors und einem in Reihe damit liegenden Stromfühlwiderstand auf einen durch einen Begrenzer bestimmten Maximalwert beschränkt.

Für die Anwendung bei einem Leistungsverstärker ist ein in Reihe mit der Kollektor-Emitter-Strecke des geschützten Transistors liegender Stromfühlwiderstand jedoch unerwünscht. Der Spannungsabfall am Fühlwiderstand verringert unerwünschterweise den Spannungsänderungsbereich, der über der Kollektor-Emitter-Strecke des geschützten Transistors verfügbar ist, und damit die von einem Verstärker, in welchem der geschützte Transistor verwendet wird, verfügbare Leitung. In dem Fühlwiderstand wird auch einige Leistung verbraucht, wenn durch den geschützten Transistor höherer normaler Strom fließt. Diese Leistung ist als Verlustleistung zu betrachten, welche den Wirkungsgrad des Verstärkers unerwünscht herabsetzt. Ein anderes Problem tritt bei monolithischen integrierten Schaltungen auf, da sich die Stromfühlwiderstände nicht in einem angemessenen kleinen Teil der integrierten Schaltung ausbilden lassen, weil sie niedrige Widerstände (typischerweise einen Bruchteil von einem Ohm) haben und erheblichen Strom aushalten müssen (typischerweise einige Ampere). Es besteht daher ein großes Bedürfnis nach einer Überstromschutzschaltung, welche ohne Stromfühlwiderstände in Reihe mit den Kollektor-Emitter-Strecken der geschützten Transistoren auskommt.

In der DE-OS 25 38 453 ist eine Überstromschutzschaltung für einen Feldeffekt-Treibertransistor beschrieben, bei der der Source-Drain-Strom dieses Transistors über einen Serienwiderstand oder über ein UND-Tor abgefühlt wird, welche auf die Gate-Source- und die Drain-Source-Spannungen des Transistors ansprechen, in Abhängigkeit dieses so abgefühlten Stromes wird ein Integrations-Kondensator aufgeladen, und, wenn der Kondensator eine Grenzwertpegel überschreitet, wird eine Kippschaltung angesteuert, die ihrerseits den Treibertransistor außer Betrieb setzt. Hierzu werden zur Abfühlung des Stromes wiederum ein oder mehrere zusätzliche Elemente, d. h. der Abfühlwiderstand oder die das UND-Tor bildenden Transistoren, eingeführt, worauf zu verzichten vorteilhaft wäre.

Der Erfinder der hier zu beschreibenden Erfindung hat herausgefunden, daß der innere Emitterwiderstand des Transistors selbst als Stromfühlwiderstand für einen Überstromschutz herangezogen werden kann, so daß ein separater Stromfühlwiderstand oder andere separate Bauteile nicht mehr nötig sind. Ein Problem hierbei besteht darin, daß der innere Emitterwiderstand nur eine relativ kleine lineare Komponente hat, also derjenige Term, für den Spannungsabfall in festem Verhältnis zum Emitterstrom des geschützten Transistors steht. Die vorherrschende Komponente des inneren Emitterwiderstandes ist ein logarithmischer Ausdruck, also ein Term, wo der Spannungsabfall in festem Verhältnis zum Logarithmus des Emitterstroms des geschützten Transistors steht. Hierdurch wird es sehr schwierig - und im praktischen Sinne in der Tat unmöglich - Potentialänderungen an diesem inneren Emitterwiderstand durch übliche Schwellwertdetektoren oder Begrenzerschaltungen festzustellen, da derartige Schaltungen im allgemeinen Elemente mit Halbleiterübergängen verwenden, deren Leitwert-Eingangsspannungs-Kennlinie antilogarithmisch verläuft, so daß sie nicht genügend empfindlich oder genau sind, um einen vorherbestimmbaren Überstromschutz zu bieten. Eine Vorherbestimmbarkeit und Reproduzierbarkeit des Ergebnisses ist besonders wichtig bei Überstromschutzschaltungen in monolithischer integrierter Ausbildung, da die Verwendung von Komponenten, die für einen exakten Wert ausgewählt oder justiert sind, zu vermeiden ist, wo immer möglich.

Ein weiteres Problem besteht darin, daß der innere Emitterwiderstand des geschützten Transistors eine besonders starke Abhängigkeit von der Betriebstemperatur des geschützten Transistors hat. Diese Erscheinung muß man berücksichtigen, wenn man den Schwellwert bestimmt, bei welchem der Transistorüberstromschutz geboten werden soll.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Überstromschutzschaltung zu schaffen, die ohne zusätzliche Bauteile zum Abfühlen des Stromes und ohne Bauteile, die für einen exakten Wert ausgewählt oder justiert werden müssen, auskommt.

Diese Aufgabe wird durch eine Überstromschutzschaltung mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung ist in den Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Schaltbild eines quasilinearen Verstärkers mit einem paar Ausgangstransistoren, die eine Last im AB-Gegentaktbetrieb ansteuern, wobei für die Ausgangstransistoren ein Überstromschutz durch je eine Überstromschutzschaltung gemäß der Erfindung geboten wird;

Fig. 2, 3, 4 und 5 Schaltbilder weiterer Überstromschutzschaltungen gemäß der Erfindung, welche die eine oder andere der Schutzschaltungen gemäß Fig. 1 ersetzen können;

Fig. 6, 7 und 8 Schaltbilder von Abwandlungen, die bei den in den Fig. 1 bis 5 gezeigten Ausführungen der Erfindung getroffen werden können;

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Stromversorgungsschaltung, die vorteilhafterweise bei den erfindungsgemäßen Schaltungen verwendet werden kann; und

Fig. 10 ein Schaltbild einer anderen Stromversorgungsschaltung, die vorteilhafterweise bei den dargestellten Ausführungsformen der Erfindung verwendbar ist.

Dem in Fig. 1 dargestellten quasilinearen Verstärker werden zu verstärkende Eingangssignale am Anschluß SIG IN zugeführt und gelangen auf eine Treiberstufe DS. Die Treiberstufe DS liefert Ströme I₁ und I₂ für AB-Betrieb, welche gleiche positive Ruhekomponenten haben. Bei Amplituden des Eingangssignals in einer Richtung hat I₁ positiv gerichtete Amplituden, die seiner positiven Ruhekomponente überlagert sind, und bei Eingangssignalamplituden in der anderen Richtung hat I₂ positiv gerichtete Amplituden, die ebenfalls seiner positiven Ruhekomponente überlagert sind. Die Treiberstufe DS kann beispielsweise von der Art sein, wie sie in der US-PS 35 73 645 (Erfindung C. F. Wheatley, Jr., mit dem Titel "Phase-Splitting Amplifier", Ausgabetag 6. April 1971) beschrieben ist.

Die Treiberstufe DS liefert den Strom I₁ mit einer relativ großen Quellenimpedanz an die Basiselektrode eines in Kollektorgrundschaltung betriebenen npn-Verstärkertransistors Q 1, der dadurch stromgesteuert wird, und an den npn-Leistungstransistor Q 2, der an seiner Basis durch den vom Transistors Q 1 gelieferten Emitterstrom angesteuert wird, der ja aufgrund von dessen Basisstrom I₁ fließt. Die Treiberstufe DS liefert den Strom I₂ aus einer relativ hohen Quellenimpedanz an die Basis des in Kollektorgrundschaltung betriebenen npn-Verstärkerstransistors Q 3, der dadurch stromgesteuert wird, und an den npn-Leistungstransistor Q 4, der an seiner Basis vom Emitterstrom des Transistors Q 2 angesteuert wird, wobei dieser Emitterstrom aufgrund des Basisstroms I₂ fließt.

Die Kollektor-Emitter-Kreise der Transistoren Q 2 und Q 4 sind in Reihe geschaltet für die zwischen den Anschlüssen Masse und B+ zugeführte Betriebsspannung, und sie sind ferner so geschaltet, daß sie am Anschluß SIG OUT ein Gegentakttreibersignal liefern, an den über einen Gleichspannungsblockkondensator C 1 eine Last LM angeschlossen ist. Eine B+-Boosterschaltung mit einem Boosterkondensator C 2 zwischen den Anschlüssen SIG OUT und B+ BOOST und ein Widerstand R 1′ zwischen den Anschlüssen B+ und B+ BOOST liefern eine Spannung an den Kollektor Q 1 und die Treiberstufe DS, die bei positiven Signalamplituden am Anschluß SIG OUT über B+ ansteigt, so daß der Transistor Q 2 in den Sättigungszustand gesteuert werden kann. Durch die Verbindung des Kollektors von Q 3 mit dem Emitter von Q 1 kann Q 4 in die Sättigung gelangen. Die soweit beschriebene Verstärkerschaltung ist im Prinzip bekannt. Der npn-Transistor Q 5 ist der Bezugstransistor, welcher die Emitter-Basis-Offsetspannung V _{BEQ 5} liefert, gegenüber welcher die Emitter-Basis-Offsetspannung V _{BEQ 4} des Transistors Q 4, welcher dieselbe Emitterspannung wie Q 5 hat, verglichen wird. Der Transistor Q 5 ist mit einer direkten Kollektor-Basis-Rückführung versehen, durch welche seine Emitter-Basis-Spannung so eingestellt wird, daß sein Kollektorstrom praktisch gleich dem Gleichstrom I₃ ist, der von einer Stromquelle IS 1 an einen Knoten 10 geliefert wird, an welchen der Kollektor des Transistors Q 5 über die Anschlüsse T 1 und T 2 angeschlossen ist. Der npn-Transistor Q 7 ist der Bezugstransistor, welcher das Emitter-Basis-Offsetpotential V _{BEQ 7} liefert, mit welchem die Emitter-Basis-Spannung V _{BEQ 2} des Transistors Q 2 verglichen wird, welcher dasselbe Basispotential wie Q 7 hat. Q 7 ist ein Verstärkertransistor in Kollektorgrundschaltung, dessen Emitterstrom zu großem Teil fließt, um den Kollektorstrombedarf des npn-Transistors Q 8 zu liefern, der dem Emitter des Transistors Q 7 über Anschlüsse T 3 und T 4 zugeführt wird. Q 8 und der npn-Transistor Q 9 sind Hilfsspiegeltransistoren in einem Doppelausgangsstromspiegelverstärker mit dem Transistor Q 5 als Hauptspiegeltransistor und einem Eingangsanschluß bei 11 sowie Ausgangsanschlüssen bei 12 und 13 und einem Bezugsanschluß bei 14. Unter der Annahme, daß die effektiven Flächen ihrer jeweiligen Emitter-Basis-Übergänge gleich gemacht sind, wie dies durch die eingekreisten Einsen bei ihren jeweiligen Emitterelektroden angedeutet ist, haben die Transistoren Q 7 und Q 5 gleiche Emitter-Basis-Offsetpotentiale V _{BEQ 7} bzw. V _{BEQ 5}. (Dies gilt wegen der Stromspiegelverstärkerwirkung zwischen Q 5 und Q 7 und der Emittergrundschaltung des Transistors Q 8, der auf den Emitter des für ihn als Kollektorlast wirkenden Transistors Q 7 arbeitet). Jeder der Leistungstransistoren Q 2 und Q 4 wird in der Praxis durch eine entsprechende Mehrzahl parallelgeschalteter Transistoren in monolithischer integrierter Schaltungsweise ausgebildet, wobei die äquivalente effektive Fläche des Emitter-Basis-Übergangs des Leistungstransistors gleich der Summe der effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge der parallelgeschalteten Einzeltransistoren ist. In jedem Falle sind die äquivalenten effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge der Transistoren Q 2 und Q 4 als m-mal so groß dargestellt wie die effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge der Transistoren Q 7 bzw. Q 5, wobei m eine positive Zahl ist. Damit ergibt sich, daß die Offsetspannungen über den Emitter-Basis-Übergängen der Transistoren Q 2 und Q 4 um den Faktor (KT/q) ln m bei gleichen Stromwerten kleiner als die Offsetspannungen an den Emitter-Basis-Übergängen der Transistoren Q 7 bzw. Q 5 sind. Dieses Ergebnis erhält man durch eine Betrachtung der bekannten Gleichung für die Transistorwirkungsweise V _BE = (KT/q) ln (I/AJ _S )

wobei
V _BE die Emitter-Basis-Spannung des Transistors ist, Kdie Boltzmann-Konstante, Tdie absolute Temperatur des Emitter-Basis-Übergangs, qdie Ladung eines Elektrons, Ider Ausgangsstrom des Transistors, Adie effektive Fläche des Transistor-Emitter-Basis-Übergangs, und J _S die mittlere Stromdichte durch den Emitter-Basis-Übergang des Transistors, wenn V _BE den Nullwert hat.

Die Transistoren Q 5 und Q 7 sind in enger thermischer Kopplung mit den Transistoren Q 4 bzw. Q 2 angeordnet, so daß die Betriebstemperaturen der Transistoren Q 5 und Q 7 mit denjenigen der Transistoren Q 4 bzw. Q 2 gleichlaufen. Die jeweiligen Emitter-Basis-Potentiale V _{BEQ 2} und V _{BEQ 7} der Transistoren Q 2 und Q 7 werden differenzmäßig durch ein Paar npn-Transistoren Q 10 und Q 11 in sogenannter Long-Tail-Schaltung verglichen, wobei der Kollektor des Transistors Q 9 dem Verbindungspunkt der beiden Emitter den Tail-Strom entzieht. Bei der dargestellten Schaltung ist dieser Tail-Strom im wesentlichen gleich I₃, jedoch können auch andere Schaltungen zur Erzeugung des Tail-Stromes verwendet werden. Bei normalen Ausgangsstrombedingungen ist V _{BEQ 2} wesentlich kleiner als V _{BEQ 7}. So spannt das der Basis des Transistors Q 11 zugeführte Emitterpotential des Transistors Q 2, das positiver als das der Basis des Transistors Q 10 (über die Anschlüsse T 4 und T 3) zugeführte Emitterpotential des Transistors Q 7 ist, den Transistor Q 11 so vor, daß er den als Kollektorstrom von Q 9 fließenden Tail-Strom führt und Q 10 in den Sperrzustand vorgespannt wird. Wenn jedoch beim Transistor Q 2 ein Überstromzustand vorliegt, dann steigt V _{BEQ 2} an und spannt Q 11 so vor, daß er weniger leitet und Q 10 in den Leitungszustand vorgespannt wird. Der Leitungszustand von Q 10 läßt somit den Überstromzustand des Transistors Q 2 erkennen. Der Kollektor von Q 10 ist an die Basis von Q 1 angeschlossen und begrenzt dessen Basistreiberstrom in Abhängigkeit von der Anzeige des Überstromzustandes für den Transistor Q 2, wobei der Kollektorstrombedarf des Transistors Q 10, wenn dieser leitet, befriedigt wird durch die Abzweigung eines Teils des Stromes I₁ vom Basistreiberstrom zu Q 1 und damit zu Q 2. Ein Gleichlauf der Betriebstemperaturen der Transistoren Q 2, Q 7, Q 10 und Q 11 läßt das Überstromabfühlen unempfindlich von diesen Betriebstemperaturen werden. Dies ist der Fall, weil gerade ein bestimmter Unterschied zwischen den Emitter-Basis-Spannungen der Transistoren Q 2 und Q 7, der proportional zu (KT/q) und damit zu T ist, einem bestimmten festen Verhältnis zwischen ihren Ausgangsströmen über einen großen Änderungsbereich von T zugeordnet ist, und dieser gleiche Unterschied, der proportional (KT/q) zwischen den Emitter-Basis-Spannungen von Q 10 und Q 11 ist, ist einem festen Verhältnis zwischen ihren Ausgangsströmen zugeordnet. Durch Verwendung von npn-Transistoren Q 10 und Q 11 in einer Long-Tail-Schaltung zum Differenzvergleich von V _{BEQ 2} und V _{BEQ 7} wird eine direkte Zuführung des Kollektorstrombedarfs des Transistors Q 10 zum I₁-Ausgang der Treiberstufe DS erleichtert, ohne daß dazu eine Pegelverschiebungsschaltung nötig wäre.

Die jeweiligen Emitter-Basis-Potentiale V _{BEQ 4} und V _{BEQ 5} der Transistoren Q 4 und Q 5 werden differenzmäßig durch ein Paar pnp-Transistoren Q 12 und Q 13 in Long-Tail-Schaltung verglichen. Die Stromquelle IS 2 liefert einen Gleichstrom I₄ als Tail-Strom an den Verbindungspunkt zwischen den Emittern der Transistoren Q 12 und Q 13. I₃ und I₄ können gleich groß gemacht werden, so daß eine Anpassung der Überstromschutzeigenschaften der die Transistoren Q 2 und Q 4 schützenden Schaltungen erleichtert wird. Bei normalen Ausgangsstrombedingungen ist V _{BEQ 4} wesentlich kleiner als V _{BEQ 5}. Im Vergleich zum Basispotential von Q 5, das (über die Anschlüsse T 1 und T 2) der Basis von Q 12 zugeführt wird, ist das der Basis von Q 13 zugeführte Basispotential von Q 4 weniger positiv und spannt so den Transistor Q 12 in den Sperrzustand vor. Bei Überstrombedingungen für den Transistor Q 4 steigt jedoch V _{BEQ 4} an und spannt Q 13 so vor, daß dieser weniger leitet und Q 12 in den Leitungszustand gerät. Der dann fließende Kollektorstrom von Q 12 läßt den Überstromzustand in Q 4 erkennen. Diese Anzeige gelangt zum Eingangsanschluß 21 eines Stromspiegelverstärkers mit den npn-Transistoren Q 14 und Q 15, der einen Ausgangsanschluß 22 zur Basis des Transistors Q 3 und einen Bezugsanschluß 23 zum Masseanschluß hat. Unter Steuerung durch den Kollektorstrom von Q 12 wird durch den Transistor Q 15 am Punkt 22 ein Kollektorstrom gleicher Größe verlangt. Diese Amplitudengleichheit der Kollektorströme von Q 12 und Q 15 ergibt sich infolge der Wirkung des Stromspiegels mit den Transistoren Q 14 und Q 15, deren Stromverstärkung im wesentlichen gleich -1 ist, weil die effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge von Q 14 und Q 15 im Verhältnis 1 : 1 stehen, wie die eingekreisten Einsen bei ihren jeweiligen Emitterelektroden andeuten. Der Kollektorstrombedarf des Transistors Q 15 wird befriedigt durch einen Teil von I₂, so daß ein weiterer Anstieg des Basistreiberstroms für Q 3 und damit für Q 4 begrenzt wird. Fig. 2 zeigt eine alternative Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor, etwa den Transistor Q 2 des Gegentaktverstärkers gemäß Fig. 1, unter Verwendung von pnp-Transistoren Q 16 und Q 17 statt der npn-Transistoren Q 10 oder Q 11 in der Long-Tail-Schaltung, zum Vergleich der Spannungen V _{BEQ 2} und V _{BEQ 7} durch Differenzbildung. Positiver Tail-Strom wird den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren Q 16 und Q 17 zugeführt, beispielsweise unter Verwendung einer Stromspiegelverstärkerschaltung der Transistoren Q 18 und Q 19 zur Invertierung des Kollektorstroms von Q 9, wie dies gezeigt ist. Bei normalen Ausgangsstrombedingungen spannt die kleinere Spannung V _{BEQ 2} die Basis des Transistors Q 17 auf einen beträchtlichen positiveren Wert vor, als die größere Spannung V _{BEQ 7} die Basis des Transistors Q 16 vorspannt. Somit führt Q 16 den gesamten Tail-Strom vom Kollektor des Transistors Q 19, und Q 17 wird gesperrt. Liegen bei Q 2 jedoch Überstrombedingungen vor, dann wächst V _{BEQ 2} an und spannt Q 16 so vor, daß dieser weniger leitet und Q 17 in den Leitungszustand kommt. Der Kollektorstrom des Transistors Q 17 wird dem Eingangsanschluß 31 eines Stromspiegelverstärkers mit npn-Transistoren Q 20 und Q 21 zugeführt, dessen Ausgangsanschluß 32 mit der Basis des Transistors Q 1 und dessen Bezugsanschluß 33 mit Masse verbunden ist. In Abhängigkeit vom Kollektorstrom des Transistors Q 17 steht der Kollektorstrombedarf des Transistors Q 21, der durch I₁ befriedigt wird und ein weiteres Ansteigen des Basistreiberstroms für Q 1 und damit für Q 2 begrenzt. Eine weitere alternative Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor wie den Transistor Q 2 des Gegentaktverstärkers gemäß Fig. 1 ist in Fig. 3 dargestellt. Ebenso wie die Transistoren Q 10 und Q 11 in Fig. 1 werden npn-Transistoren Q 22 und Q 23 zum Vergleich der Emitter-Basis-Spannung V _{BEQ 2} des geschützten Transistors Q 2 mit der Emitter-Basis-Spannung des als Diode geschalteteten npn-Bezugstransistors 24 verwendet. Jedoch vergleichen die Transistoren Q 22 und Q 23 die Basisspannungen der Transistoren Q 2 und Q 24 anstatt deren Emitterspannungen, welche auf dem gleichen Potential liegen, weil sie ohne zwischengeschaltete Elemente zusammengeschaltet sind. Eine Stromspiegelverstärkerschaltung mit npn-Transistoren 25 und 26 hat einen Eingangsanschluß 41, dem der Kollektorstrombedarf des Transistors Q 8 zugeführt wird, und einen Ausgangsanschluß 42, der einen Durchlaßvorspannungsstrom (proportional zum Kollektorstrombedarf des Transistors Q 8) an den als Diode geschalteten Bezugstransistor 24 liefert, und der Bezugsanschluß der Schaltung ist an B+ angeschlossen. Bei normalen Stromwerten im Transistor Q 2 ist Q 22 so vorgespannt, daß er den gesamten Tail-Strombedarf am Kollektor des Transistors Q 9 führt und diesen mit B+ verbindet. Liegt beim Transistor Q 2 ein Überstromzustand vor, dann spannt die vergrößerte Spannung V _{BEQ 2} den Transistor Q 23 in den Leitungszustand vor, den Transistor Q 22 dagegen so, daß er weniger leitet. Der Kollektor von Q 23 ist an die Basis von Q 1 angeschlossen, und sein Kollektorstrombedarf wird geliefert durch Abzweigung eines Teils des Stromes I₁ von der Basis des Transistors Q 1, um einen weiteren Anstieg des Basistreiberstroms für Q 1 und damit für Q 2 zu begrenzen. Eine Modifikation der Schaltung gemäß Fig. 3 ist in Fig. 4 gezeigt. Hier ersetzt ein pnp-Emitterfolgertransistor Q 28 den als Diode geschalteten npn-Transistor Q 24 als Bezugstransistor. Dadurch verringert sich der Anteil des Kollektorstroms des Transistors Q 26, der durch den Anschluß SIG OUT führt. Wegen der Kollektorgrundschaltung kann der Transistor Q 28 ein sogenannter Vertikaltransistor sein, dessen Kollektor im Substrat einer üblichen monolithischen integrierten Schaltung liegt und der eine Isolierung gegenüber anderen Schaltungselementen mittels gesperrter Halbleiterübergänge benutzt, anstatt daß man einen Transistor mit lateralem Aufbau benutzt, wenn dies gewünscht ist. Fig. 5 zeigt eine weitere Abwandlung unter Verwendung von pnp-Differenzvergleichstransistoren -Q 29 und Q 30 anstatt von npn-Transistoren Q 22 und Q 23. Die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren Q 29 und Q 30 erhalten Strom in gleicher Weise wie die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren Q 16 und Q 17 in Fig. 2 und ein Stromspiegelverstärker mit den Transistoren Q 21 und Q 22 wird verwendet, um den Kollektorstrom des Transistors Q 29 bei Überstrombedingungen der Basis des Transistors Q 1 zuzuführen. Die als Differenzvergleichschaltungen benutzten Long-Tail-Schaltungen sind mit symmetrischen Transistoren Q 10 und Q 11, Q 12 und Q 13, Q 16 und Q 17 sowie Q 22 und Q 23 dargestellt, bei denen es sich in jedem Paar um angepaßte Transistoren handelt. Jedoch kann die effektive Fläche des Emitter-Basis-Übergangs des Transistors Q 11 n-mal so groß wie die Emitter-Basis-Fläche des Transistors Q 10 gemacht werden, wobei n eine Zahl größer als Eins ist, und damit erhält man eine unsymmetrische Long-Tail-Schaltung, welche den Wert, bei dem der Überstromschutz für den geschützten Transistor Q 2 gegeben ist, gegenüber dem Pegel des Kollektor-Emitter-Stroms im Vergleichstransistor Q 7 anhebt. Andere Long-Tail-Paare können zum gleichen Zweck ähnlich unsymmetrisch gemacht werden. Ein anderes Verfahren zum Anheben des Pegels, bei welchem der Überstromschutz für den geschützten Transistor eintritt gegenüber dem Pegel des durch den Bezugstransistor fließenden Stromes, besteht in der Nachahmung der Verringerung der Fläche des Bezugstransistors, und dies kann man erreichen durch Addieren des Spannungsabfalls über einen Widerstand zur Basis-Emitter-Spannung des Transistors. Fig. 6 zeigt die Einfügung eines Widerstandes R 1 zwischen die Anschlüsse T 1 und T 2 zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung V _{BEQ 5} des Bezugstransistors Q 5 bei der Schaltung gemäß Fig. 1. Fig. 7 zeigt die Einfügung eines Widerstandes R 2 zwischen die Anschlüsse T 3 und T 4 zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung V _{BEQ 7} des Bezugstransistors Q 7 in den Schaltungen gemäß Fig. 1 oder Fig. 2. Fig. 8 zeigt die Einfügung eines Widerstandes R 3 zwischen die Anschlüsse T 5 und T 6 zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung V _{BEQ 24} des Bezugstransistors 24 in der Schaltung gemäß Fig. 3 oder zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung V _{BEQ 28} des Bezugstransistors Q 28 in den Schaltungen gemäß Fig. 4 oder 5. Die Unabhängigkeit des Überstromschutzes von der Betriebstemperatur kann aufrechterhalten werden, wenn man den Strom I₃ mit einem solchen Temperaturkoeffizient versieht, daß der Spannungsabfall an einem Widerstand wie R 1, R 2 oder R 3 proportional mit der absoluten Temperatur sich ändert, bei welcher der geschützte und der Bezugstransistor betrieben werden. Eine gute Möglichkeit hierfür besteht in der Verwendung einer Stromquelle IS 1, bei welcher der gelieferte Strom I₃ proportional dem Strom in einem Widerstand ist, an dem eine Spannung proportional KT/q gehalten wird, indem sie gleich der Differenz zwischen den Emitter-Basis-Spannungen zweier bei gleicher Temperatur betriebener Transistoren gehalten wird, und bei welcher der Widerstand bei gleicher Temperatur betrieben wird und den gleichen Temperaturkoeffizienten wie die Widerstände R 1, R 2 oder R 3 hat. Zweipolstromregler dieser grundsätzlichen Art sind unter anderem beschrieben a) im US-Patent 36 29 691 vom 21. Dezember 1971 mit dem Titel "Current Source" von Wheatley,b) im US-Patent 39 11 353 vom 7. Oktober 1975 mit dem Titel "Current Stabilizing Arrangement" von van de Plassche,c) im US-Patent 39 30 172 vom 30. Dezember 1975 mit dem Titel "Input Supply Independent Circuit" von Dobkin, undd) im US-Patent 40 63 149 vom 13. Dezember 1977 mit dem Titel "Current Regulating Circuits" von Crowle.Fig. 9 zeigt irgendeinen dieser Zweipolstromregler IREG, der mit einem Anschluß an den Anschluß T 2 des quasilinearen Verstärkers gemäß Fig. 1 angeschlossen ist und mit seinem anderen Anschluß an den Eingang 51 eines Stromspiegelverstärkers CMA und dann über dessen Eingangskreis an seinen Bezugsanschluß 53 und damit an die Betriebsspannung B+. Der Ausgang 52 des Stromspiegelverstärkers CMA liefert einen Tailstrom 4 proportional zu I₃ an die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren Q 12 und Q 13. Man kann auch eine proportional zu KT/q verlaufende Spannung an einem der Widerstände R 1, R 2 und R 3 erzeugen, wenn man an diesen einen Spannungsabfall gleich der Differenz der Emitter-Basis-Spannungen zweier Transistoren entstehen läßt. Fig. 10 zeigt eine Schaltung ähnlich der im US-Patent 36 29 691 beschriebenen Schaltung zur Erzeugung einer Spannung gleich der Differenz zwischen den Emitter-Basis-Potentialen V _{BEQ 5} und V _{BEQ 6} der npn-Transistoren Q 5 und Q 6 über R 1.

Claims (1)

1. Überstromschutzschaltung für einen Transistor mit einer mit dem Transistor gekoppelten Überstromfühlschaltung und einer von dieser gesteuerten Strombegrenzungsschaltung für den Transistor, dadurch gekennzeichnet,
daß die Überstromfühlschaltung einen Bezugstransistor (Q 5), der mit dem zu schützenden Transistor (Q 4) thermisch gekoppelt ist, so daß er dessen Betriebstemperatur nachfolgt, und der mit einer Schaltung (IS 1) verbunden ist, die einen Strom vorbestimmten Wertes durch seine Kollektor-Emitter-Strecke fließen läßt, und eine Vergleichsschaltung (Q 12, Q 13, IS 2) enthält, welche die Basis-Emitter-Spannungen des zu schützenden und des Bezugstransistors (Q 4 bzw. Q 5) durch Differenzbildung vergleicht und ein Überstromsignal liefert, wenn die Basis-Emitter-Spannung des zu schützenden Transistors (Q 4) um ein vorbestimmtes Maß größer wird als diejenige des Bezugstransistors (Q 5), und daß die Strombegrenzungsschaltung eine auf das Überstromsignal ansprechende Schaltung (Q 14, Q 15, Q 3) zur Begrenzung des Basistreiberstroms des zu schützenden Transistors (Q 4) enthält. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung ein Paar weiterer Transistoren (Q 12, Q 13) gleichen Leitungstyps in Differenzschaltung und eine Stromquelle (IS 2) zur Zuführung eines konstanten Stroms (I 4) an die zusammengeschalteten Bezugselektroden der weiteren Transistoren enthält, daß die Eingangselektrode eines der weiteren Transistoren mit Basis oder Emitter des Bezugstransistors (Q 5) und die Eingangselektrode des anderen der weiteren Transistoren mit Basis oder Emitter des zu schützenden Transistors (Q 4) verbunden ist und daß das Überstromsignal beim Vergleich der Basis-Emitter-Spannungen des zu schützenden und des Bezugstransistors von der Ausgangselektrode desjenigen weiteren Transistors abgeleitet wird, der ohne Überstromzustand am wenigstens leitet. 3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung enthält einen mit der Kollektor-Emitter-Strecke des Bezugstransistors (Q 5) in Reihe geschalteten Widerstand (R 1), an dem der Strom vorbestimmten Wertes einen Spannungsabfall entstehen läßt, der sich zur Basis-Emitter-Spannung des Bezugstransistors (Q 5) addiert, so daß die Summenspannung zwischen dem ersten Ende (T 2) des Widerstandes und der nicht mit diesen zweitem Ende (T 1) verbundenen Basis- oder Emitterelektrode des Bezugstransistors auftritt, ferner ein Paar Transistoren (Q 12, Q 13) gleichen Leitungstyps in Differenzschaltung, deren zusammengeschalteten Bezugselektroden von einer Stromquelle (IS 2) ein konstanter Strom zugeführt wird und von denen einer (Q 12) mit seiner Eingangselektrode an das erste Ende (T 2) des Widerstandes und der andere (Q 13) mit seiner Eingangselektrode an Basis oder Emitter des zu schützenden Transistors (Q 4) angeschlossen ist, derart, daß das weitere Transistorpaar die Summenspannung mit der Basis-Emitter-Spannung des zu schützenden Transistors vergleicht, und daß die Strombegrenzungsschaltung (Q 14, Q 13, Q 3) auf ein von der Ausgangselektrode desjenigen der weiteren Transistoren abgeleitetes Überstromsignal anspricht, der ohne Überstromzustand am wenigsten leitet.4. Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die den Bezugstransistor (Q 5) den Strom vorbestimmten Wertes führen lassende Schaltung einen weiteren Widerstand und eine diesem eine Spannung aufprägende Schaltung, die gleich der Differenz zwischen den Basis-Emitter-Spannungen eines anderen Transistorpaares ist, und eine weitere Schaltung enthält, die den Strom vorbestimmten Wertes proportional zu dem durch den weiteren Widerstand fließenden Strom erzeugt (Fig. 9). 5. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die den Bezugstransistor (Q 5) den Strom vorbestimmten Wertes führen lassende Schaltung eine Einrichtung (Q 6, Q 5 in Fig. 10) enthält, die dem Widerstand (R 1) eine Spannung zwischen seinen beiden Enden aufprägt, die gleich der Differenz zwischen den Basis-Emitter-Spannungen eines Transistorpaares ist.