EP0080567B1 - Integrierte Stromquellen -Halbleiterschaltungsanordnung - Google Patents

Integrierte Stromquellen -Halbleiterschaltungsanordnung Download PDF

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EP0080567B1
EP0080567B1 EP82108273A EP82108273A EP0080567B1 EP 0080567 B1 EP0080567 B1 EP 0080567B1 EP 82108273 A EP82108273 A EP 82108273A EP 82108273 A EP82108273 A EP 82108273A EP 0080567 B1 EP0080567 B1 EP 0080567B1
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EP
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current
circuit
current source
transistor
transistors
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EP82108273A
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EP0080567A2 (de
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Hans Ing. Grad. Kriedt
Andreas Dipl.-Ing. Dietze
Josef Dipl.-Ing. Fenk
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Siemens AG
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Siemens AG
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
    • G05F3/222—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage

Definitions

  • the invention relates to an integrated current source semiconductor circuit arrangement according to the preamble of patent claim 1.
  • Such a current source semiconductor circuit arrangement is known from FR-A-2117455.
  • the desired signal is generated via a circuit which is coupled to the transistor stage of the current mirror, which is used for the control current supply of the current mirror.
  • the setpoint signal thus becomes dependent on the operating voltage and the control loop acts on the load circuit.
  • Power sources such as z. B. in "Philips Technische Rundschau 32 (1971/72) No. 1, pp. 4-8, provide a current that is as independent as possible of the voltage applied to the power source. You also want to control the amount of electricity delivered, which z. B. can be done by supplying a reference current.
  • a current mirror composed of npn transistors is combined with a current mirror composed of pnp transistors. A circuit example for such a current mirror is shown in FIG. 2, while the simple current mirror is shown in FIG. 1.
  • transistors of the same line type can each be provided as an output of the current source, which are then connected together to a transistor of the same type connected as a diode via their control electrodes and in turn are provided for the power supply of one load element L.
  • current mirror constant current sources can be implemented both in bipolar technology and in MOS technology.
  • the emitters of the two npn transistors T1 and T2 are either directly or via a resistor R1 and R2 at the reference potential ⁇ U B.
  • a current 1 1 is fed into the node K1
  • a proportional current 1 2 flows into the collector of the transistor T2, depending on the size of the emitter area of the transistor T2 and the resistor R2.
  • the constant current source is now designed in accordance with FIG. 2, the combination of transistors T1 and T2 shown in FIG. 1 is supplemented by a complementary arrangement of the other conduction type such that the collector of transistor T ', as the current source of current I 1 , for the transistor T1 is connected to the node K1.
  • the base connections of the pnp transistors T ' 1 and T' 2 are connected to the collector of the transistor T ' 2 and are connected to the collector of the npn transistor T2.
  • the loads L 3 , ..., L n or L ' 3 , ..., L' n indicated in FIG. 2 are supplied by the current source transistors T3, ..., T n , whose base potential is identical to the base potential of the npn -Transistors T1 and T2 or the pnp transistors T ' 1 and T' 2 .
  • circuits according to FIG. 2 for supplying power to an integrated circuit, which is combined monolithically with the current source, are that the circuit is still functional even at operating voltages U B ⁇ 1.5 V, which is the case with normal current levels derived from constant voltage sources. Power sources is not guaranteed.
  • this circuit has a positive temperature coefficient that is favorable for many applications.
  • the object of the invention is now to compensate for the effect of such deviations on the currents emitted by the current source and to ensure an improvement in the independence of the supplied currents from the load on the current source.
  • the reference circuit Since the reference circuit is decoupled from the current mirror in the semiconductor circuit arrangement according to the invention, the reference circuit is not loaded by the load circuit.
  • the only load on the reference circuit is given by an operational amplifier located in the control circuit.
  • FIGS. 5 to 5 of the drawing each showing a circuit diagram of the exemplary embodiments.
  • the configuration according to FIG. 3 shows that in this case a node K lies between the reference current source J OR and a diode lying in the direction of flow and provided by the npn transistor T 1R to act upon the direct input + of the control amplifier OP which also serves as a comparator is provided.
  • the inverting input of the control amplifier is located at the node K1 between the transistor T1 and the current source J o acting on it .
  • This application is set by the actuator SG.
  • the reference current source is also supplemented to form a current mirror.
  • the node K in the circuit according to FIG. 4 is not connected directly to the + input of the control amplifier OP as in the circuit according to FIG. 3, but via an npn transistor T 2R .
  • the node K is connected to the base of the transistor T 2R , the collector of which lies on the one hand via a resistor r at the supply potential + U B and on the other hand at the input of the control amplifier OP.
  • the emitter of the current mirror output transistor T 2R is connected either directly or via a resistor r o to the reference potential ⁇ U B.
  • the embodiment according to FIG. 5 is based on the structure of the complementary constant current source T1, T2, t1 shown in FIG. t2 back.
  • a reference circuit part composed of two mutually complementary current mirrors in the form of a so-called “PTC” system is now also provided as the setpoint generator. This consists of the two npn transistors T 1R , T 2R combined to form an npn current mirror and the two pnp transistors t 1R and t 2R combined to form a pnp current mirror, which are connected to one another in the manner already shown in FIG and are connected to the two supply connections + U B and - U B.
  • a switching point U R between the npn transistor T 1R connected as a diode and the pnp transistor T 2R not connected as a diode serves to apply the reference input of the control amplifier OP.
  • a resistor R r can be provided between said circuit point U R and the npn transistor T 2R connected as a diode, which will be discussed in more detail below.
  • the other signal input - of the control amplifier OP is located at a switching point P between the npn transistor T1 connected as a diode and the pnp transistor T ' 2' not connected as a diode whose emitter-collector path is connected in series with that of the npn transistor T1.
  • a resistor R r corresponding resistance R s may be provided between the connection point P of the leading to the control amplifier OP and the junction diode-connected npn transistor.
  • T1 the combination of the two current mirrors T1 is used.
  • T2 and T ' 1 , T' 2 as an actual value transmitter and also as a controller, the point of application of the controller being given by the base connections of the transistors T 'and T' 2 forming the pnp current mirror.
  • the threshold voltage of the npn transistor T 1R connected as a diode in the reference current mirror is compared with the threshold of the npn transistor T connected as a diode by means of the control amplifier OP. It turns out that the threshold of the transistor T 1 is lower than that of the npn due to the base current load in the current source, that is to say in the transistors T3, ..., T n or T ' 3 , ..., T' m -Transistor T 1R , an additional current is fed into the pnp transistor T ' 1 of the current source via the control amplifier OP designed as a differential current amplifier and is mirrored via the pnp transistor T' 2 .
  • This control process is carried out automatically until the threshold voltage of the npn transistor T1 connected as a diode has again become as large as that of the npn transistor T 1R connected as a diode in the unloaded reference current source.
  • the starting circuit AS is a circuit part which is designed in a customary manner and which ensures that the required currents can build up in the setpoint generator after the supply voltage U B has been applied.
  • the starting circuit AS can consist of a resistor which forms a direct connection between the base of the npn transistor T 1R and the supply potential + U B.
  • the setpoint current is determined by the ratio of the emitter areas of the two transistors T 1R and T 2R , which is indicated by the labeling.
  • the control amplifier consists of the operational amplifier OP (which, inter alia, has the function of the comparator for determining the control deviation) and the actuator which it applies. It is designed in a known manner so that a difference between the actual value currents and the setpoint currents (if necessary after converting the difference between the current values into a voltage difference) is sampled at the input of the control amplifier and implemented in such a way that the actual value current source with the control amplifier output is at the summation point the actual value current coincides with the setpoint current.
  • the design of the control amplifier is a conventional measure, so that further explanations in this regard are unnecessary.
  • pnp transistors instead of the npn transistors and npn transistors instead of the pnp transistors, with a corresponding change in the polarity of the reference potential and the other supply potential.
  • MOS field-effect transistors of the normally-off type can also be used, for example by B.
  • the npn transistors are replaced by n-channel MOS-FETs and the pnp transistors by p-channel MOS-FETs.

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Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf 'eine integrierte Stromquellen-Halbleiterschaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
  • Eine derartige Stromquellen-Halbleiterschaltungsanordnung ist aus der FR-A-2117455 bekannt. Dabei wird jedoch das Sollsignal über einen Kreis erzeugt, welcher mit der Transistorstufe des Stromspiegels gekoppelt ist, die der Steuerstromversorgung des Stromspiegels dient. Damit wird das Sollsignal betriebsspannungsabhängig und der Regelkreis wirkt auf den Lastkreis.
  • Stromquellen, wie sie z. B. in « Philips Technische Rundschau 32 (1971/72) Nr. 1, S.4-8, beschrieben sind, liefern einen Strom, der von der an der Stromquelle anliegenden Spannung möglichst unabhängig ist. Außerdem möchte man die Höhe des abgegebenen Stromes steuern, was z. B. durch die Zuführung eines Referenzstromes geschehen kann. Neben den einfachen Stromquellenschaltungen gibt es auch solche Stromquellen, bei denen ein aus npn-Transistoren zusammengesetzter Stromspiegel mit einem aus pnp-Transistoren zusammengesetzten Stromspiegel kombiniert ist. Ein Schaltbeispiel für einen solchen Stromspiegel ist in Fig. 2 dargestellt, während in Fig. 1 der einfache Stromspiegel gezeigt ist. Ersichtlich kann man mehrere Transistoren desselben Leitungstyps als je einen Ausgang der Stromquelle vorsehen, die dann gemeinsam an einen als Diode geschalteten Transistor vom gleichen Typ über ihre Steuerelektroden angeschlossen sind und ihrerseits zur Stromversorgung je eines Lastelements L vorgesehen sind. Zu bemerken ist schließlich, daß solche Stromspiegelkonstantstromquellen sowohl in Bipolartechnik als auch in MOS-Technik ausgeführt werden können.
  • Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung für eine solche Konstantstromquelle hat man zwei Versorgungsanschlüsse + UB und ―UB, von denen der eine, im Beispielsfall der Anschluß - UB geerdet, d. h. also als Bezugspotentialanschluß verwendet ist. Zwei npn-Transistoren T1 und T2 sind mit ihren Basisanschlüssen verbunden, wobei der Kollektor des Transistors T1 ebenfalls an der Basis dieser beiden Transistoren T1 und T2 liegt. Aufgrund dieser Anschaltung wirkt der Transistor T1 als Diode und kann deshalb gegebenenfalls auch durch eine solche ersetzt sein. Die Emitter der beiden npn-Transistoren T1 und T2 liegen entweder unmittelbar oder über einen Widerstand R1 und R2 an dem Bezugspotential ‾ UB.
  • Unter Bezug auf Figur 1 ist nun folgendes festzustellen : Wird in dem Knotenpunkt K1 ein Strom 11 eingespeist, so fließt je nach Größe der Emitterfläche des Transistors T2 und des Widerstandes R2 ein proportionaler Strom 12 in den Kollektor des Transistors T2. Wird nun die Konstantstromquelle entsprechend Figur 2 ausgebildet, so wird die in Figur 1 dargestellte Kombination der Transistoren T1 und T2 durch eine komplementäre Anordnung des anderen Leitungstyps so ergänzt, daß der Kollektor des Transistors T', als Stromquelle des Stromes l1, für den Transistor T1 an den Knotenpunkt K1 geschaltet ist. Die Basisanschlüsse der pnp-Transistoren T'1, und T'2 sind mit dem Kollektor des Transistors T'2 zusammengeschaltet und liegen am Kollektor des npn-Transistors T2. Die Emitter der pnp-Transistoren T'1 und T'2 liegen direkt oder über Widerstände vom Versorgungspotential + UB. Wird der den Emitter des npn-Transistors T1 mit dem Bezugspotential - UB verbindende Widerstand R1 durch einen Kurzschluß ersetzt und erhält der npn-Transistor T2 eine n-fache Emittertläche, so ergibt sich die - ebenfalls bekannte - PTC-Stromquelle (PTC = positive temperature currentsource).
  • Die in Figur 2 angedeuteten Lasten L3, ..., Ln bzw. L'3, ..., L'n werden durch die Stromquellentransistoren T3, ..., Tn versorgt, deren Basispotential identisch mit dem Basispotential der npn-Transistoren T1 und T2 bzw. der pnp-Transistoren T'1 und T'2 ist.
  • Der Vorteil einer Schaltung gemäß Fig. 2 zur Stromversorgung einer integrierten Schaltung, die mit der Stromquelle monolithisch zusammengefaßt ist, besteht darin, daß die Schaltung auch bei Betriebsspannungen UB ≦1,5 V noch funktionsfähig ist, was bei normalen aus Konstantspannungsquellen abgeleiteten Stromspiegel-Stromquellen nicht gewährleistet ist. Außerdem weist diese Schaltung einen für viele Anwendungen günstigen positiven Temperaturkoeffizienten auf.
  • Die bekannten Stromquellen auf Stromspiegelbasis, wie sie in Fig. 1 und Fig. 2 dargestellt sind, und bei denen gleichzeitig durch einen Referenzstrom 11 mehrere Ausgangstransistoren T3, ..., Tn bzw. T'3...., T'n gesteuert werden, zeichnen sich erfahrungsgemäß dadurch aus, daß bei stärkeren Beanspruchungen durch die Basisströme der Transistoren T3, ..., Tn bzw. T'3, ..., T'n eine merkliche Beeinflussung der Größe der an den einzelnen Ausgängen der Stromquellen abgegebenen Ströme auftritt. Da ferner produktionsbedingt unterschiedliche Strömverstärkungsfaktoren der einzelnen Ausgangstransistoren des Stromspiegels unvermeidbar sind und sich diese Unterschiede in Unterschieden der Basisströme dieser Transistoren bemerkbar machen, ist eine daraus resultierende Beeinflussung der an den Ausgängen der Konstantstromquelle abgegebenen Ströme ebenfalls bei den bekannten Schaltungen unvermeidlich.
  • Aufgabe der Erfindung ist es nun, die Einwirkung derartiger Abweichungen auf die von der Stromquelle abgegebenen Ströme auszugleichen und für eine Verbesserung der Unabhängigkeit der gelieferten Ströme von der Belastung der Stromquelle zu sorgen.
  • Zur Lösung dieser Aufgabe ist eine integrierte Stromquellen-Halbleiterschaltungsanordnung der eingangs genannten Art durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruches 1 gekennzeichnet.
  • Da bei der erfindungsgemäßen Halbleiterschaltungsanordnung der Referenzkreis vom Stromspiegel entkoppelt ist, findet eine Belastung des Referenzkreises durch den Lastkreis nicht statt. Die einzige Belastung des Referenzkreises ist durch einen im Regelkreis befindlichen Operationsverstärker gegeben.
  • Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Fig. bis 5 der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert, wobei diese Figuren jeweils ein Schaltbild der Ausführungsbeispiele zeigen.
  • Bei Betrachtung der in Fig. 3 dargestellten Art der erfindungsgemäßen Schaltung stellt man folgendes fest : Bedingt durch den Strom aus den Stromquellen J0R und Jo stellen sich an den als Dioden geschalteten Transistoren T1R und T, die Spannungen Uref und U1 ein. Wenn viele Verbraucher T2, T3, ..., Tn vorliegen, wird ein - nicht mehr vernachlässigbarer - Basisstrom
    Figure imgb0001
    entnommen. Dies führt zu einer Fehlerspannung U1―ΔU. Der Regelverstärker OP erfaßt diese Größe und stellt über das Stellglied SG den Summenstrom Ei bereit. Dabei verbleibt eine Restabweichung entsprechend der Regelverstärkung.
  • Bei der weiter verbesserten und auf Fig.3 3 zurückgehenden Ausgestaltung einer Anlage gemäß der Erfindung, wie sie in Fig. 4 dargestellt ist, stellt sich über die Stromquellen J0R bzw. J0 am Widerstand r bzw. R eine Spannung Uref bzw. U, ein. Wird nun an den Transistoren T1, T2, ..., Tn ein nicht mehr vernachlässigbarer Basisstrom Σi = i1 + i2 + i3 + ... + in entnommen, so erhält man so erhält man am Widerstand R eine Fehlerabweichung von U2―ΔU. Der Regelverstärker OP erfaßt diese Größe und stellt über das Stellglied SG den Summenstrom Σi bereit. Auch hier verbleibt eine Restabweichung entsprechend der Regelverstärkung.
  • Schaltungsmäßig ist zu der Ausgestaltung gemäß Figur 3 festzustellen, daß bei dieser ein zwischen der Referenzstromquelle JOR und einer in Flußrichtung liegenden und durch den npn-Transistor T1R gegebenen Diode liegender Knotenpunkt K zur Beaufschlagung des direkten Eingangs + des zugleich als Komparator dienenden Regelverstärkers OP vorgesehen ist. Der invertierende Eingang des Regelverstärkers liegt am Knoten K1 zwischen dem Transistor T1 und der ihn beaufschlagenden Stromquelle Jo. Diese Beaufschlagung wird durch das Stellglied SG eingestellt.
  • Bei der in Figur 4 dargestellten Ausgestaltung ist die Referenzstromquelle ebenfalls zu einem Stromspiegel ergänzt. Zu diesem Zweck ist der Knoten K in der Schaltung gemäß Figur4 nicht unmittelbar wie bei der Schaltung gemäß Figur 3 sondern über einen npn-Transistor T2R an den +-Eingang des Regelverstärkers OP gelegt. Zu diesem Zweck ist der Knoten K mit der Basis des Transistors T2R verbunden, dessen Kollektor einerseits über einen Widerstand r am Versorgungspotential + UB und andererseits an dem besagten Eingang des Regelverstärkers OP liegt. Der Emitter des Stromspiegelausgangstransistors T 2R ist entweder unmittelbar oder über einen Widerstand ro an das Bezugspotential ―UB geschaltet. Zur Beaufschlagung des anderen Eingangs des Regelverstärkers ist bei der Schaltung gemäß Figur 4 in Abweichung von der Schaltung gemäß Figur 3 nicht der Knotenpunkt K1 zwischen dem Transistor T1 und der Stromquelle Jo sondern ein Knotenpunkt vorgesehen, der zwischen dem Kollektor des Transistors T2 und einem diesen mit dem Versorgungspotential + UB liegenden Lastwiderstand R liegt und mit K3 bezeichnet ist. Wie bei der Schaltung gemäß Figur 3 wirkt das vom Ausgang des Regelverstärkers OP gesteuerte Stellglied auf den Stromfluß am Eingang K1 des zu regelnden Stromspiegels ein.
  • Die Ausgestaltung gemäß Figur 5 geht auf die Struktur der in Figur 2 dargestellten komplementären Konstanstromquelle T1, T2, t1. t2 zurück. Gemäß der Erfindung ist nun als Sollwertgeber ebenfalls ein aus zwei zueinander komplementären Stromspiegeln zusammengesetzter Referenzschaltungsteil in Form einer sog. « PTC »-Anlage vorgesehen. Dieser besteht aus den beiden zu einem npn-Stromspiegel zusammengefaßten npn-Transistoren T1R, T2R sowie aus den beiden zu einem pnp-Stromspiegel zusammengefaßten pnp-Transistoren t1R und t2R, die in der - bereits aus Figur 2 ersichtlichen Weise-aneinander und an die beiden Versorgungsanschlüsse + UB und - UB gelegt sind. Zur Beaufschlagung des Referenzeinganges des Regelverstärkers OP dient ein Schaltungspunkt UR zwischen dem als Diode geschalteten npn-Transistor T1R und dem nicht als Diode geschalteten pnp-Transistor T2R. Dabei kann zwischen dem genannten Schaltungspunkt UR und dem als Diode geschalteten npn-Transistor T2R noch ein Widerstand Rr vorgesehen sein, auf den noch näher eingegangen wird.
  • Der andere Signaleingang - des Regelverstärkers OP liegt an einem Schaltungspunkt P zwischen dem als Diode geschalteten npn-Transistor T1 und dem nicht als Diode geschalteten pnp-Transistor T'2' dessen Emitter-Kollektorstrecke mit der des npn-Transistors T1 in Reihe geschaltet ist. Auch hier kann zwischen dem Anschlußpunkt P der zum Regelverstärker OP führenden Abzweigung und dem als Diode geschalteten npn-Transistor ein dem Widerstand Rr entsprechender Widerstand Rs vorgesehen sein.
  • Bei der in Figur 5 dargestellten Schaltung dient die Kombination der beiden Stromspiegel T1. T2 und T'1, T'2 als Istwertgeber als auch als Regler, wobei die Beaufschlagungsstelle des Reglers durch die Basisanschlüsse der den pnp-Stromspiegel bildenden Transistoren T', und T'2 gegeben ist.
  • Hinsichtlich der Wirkung der Schaltung läßt sich nun folgendes feststellen :
  • Die Schwellenspannung des als Diode geschalteten npn-Transistors T1R im Referenzstromspiegel wird mit der Schwelle des als Diode geschalteten npn-Transistors T, vermittels des Regelverstärkers OP verglichen. Stellt sich dabei heraus, daß die Schwelle des Transistors T1 infolge der Basisstrombelastung in der Stromquelle, d. h. also in den Transistoren T3, ..., Tn bzw. T'3, ..., T'm kleiner als die des npn-Transistors T1R ist, so wird über den als Differenzstromverstärker ausgebildeten Regelverstärker OP ein zusätzlicher Strom in den pnp-Transistor T'1 der Stromquelle eingespeist und über den pnp-Transistor T'2 gespiegelt. Dieser Regelprozeß wird automatisch solange durchgeführt, bis die Schwellspannung des als Diode geschalteten npn-Transistors T1 wieder so groß wie die des als Diode geschalteten npn-Transistors T1R in der unbelasteten Referenzstromquelle geworden ist. Dadurch ist das angestrebte Ziel der Aufhebung einer Abweichung der über die Stromausgänge T'2, T'3, ..., T'm und T2, T3, ..., Tn der Stromquelle fließenden Ströme zu den Lastelementen L' bzw. L von dem über die Diode T1R fließenden Referenzstrom erreicht.
  • In Figur 5 sind in gestrichelter Form zwei weitere Ausgestaltungen der Schaltung angedeutet:
    • 1) Durch die bereits erwähnte Einführung der beiden Widerstände Rr und Rs, die z. B. gleichgroß bemessen sind, erreicht man eine Versteilerung der Regelung und damit ein verbessertes Ausregelverhalten.
    • 2) Eine Vereinfachung der Schaltung kann man erreichen, wenn man den npn-Stromspiegel als 1 : 1 Stromspiegel ausgestaltet, was den Verzicht auf den zwischen dem npn-Transistor T2 und dem Versorgungspotential + UB vorgesehenen Widerstand R im Hauptversorgungskreis bedeutet. Zusätzlich kann auch auf die Transistorflächen-Übersetzung von T1 auf T2 verzichtet werden.
    • 3) Eine an einen der Kollektoren der beiden pnp-Transistoren T'1 oder T'2 im Referenzkreis gelegte Anlaufschaltung AS kann das Einschaltverhalten der Stromstabilisierung für die Ausgänge der zu regelnden Stromquelle sicherstellen.
  • Hinsichtlich der Figur 5 ist noch festzustellen, daß die Anlaufschaltung AS ein in üblicher Weise ausgestalteter Schaltungsteil ist, der gewährleistet, daß nach dem Anlegen der Versorgungsspannung UB sich die erforderlichen Ströme im Sollwertgeber aufbauen können. Zum Beispiel kann die Anlaufschaltung AS im einfachsten Fall aus einem Widerstand bestehen, der eine unmittelbare Verbindung zwischen der Basis des npn-Transistors T1R zum Versorgungspotential + UB bildet. Weiter ist zu bemerken, daß der Sollwertstrom durch das Verhältnis der Emitterflächen der beiden Transistoren T1R und T2R bestimmt ist, was durch die Beschriftung angedeutet ist.
  • Schließlich ist im Hinblick auf den bei einer Schaltung gemäß der Erfindung anzuwendenden Regelverstärker noch folgendes festzustellen : Der Regelverstärker besteht aus dem Operationsverstärker OP (der u. a die Funktion des Komparators zur Feststellung der Regelabweichung hat) und dem von ihm beaufschlagten Stellglied. Er ist in bekannter Weise so ausgestaltet, daß am Eingang des Regelverstärkers eine Differenz zwischen den Istwertströmen und den Sollwertströmen (ggf. nach Umsetzung der Differenz der Stromwerte in eine Spannungsdifferenz) abgetastet und so umgesetzt wird, daß am Summationspunkt der Istwert-Stromquelle mit dem Regelverstärkerausgang der Istwertstrom mit dem Sollwertstrom übereinstimmt. Im allgemeinen handelt es sich bei der Ausgestaltung des Regelverstärkers um übliche Maßnahmen, so daß sich weitere diesbezügliche Ausführungen erübrigen.
  • Zu bemerken ist schließlich noch, daß bei den gezeigten Ausführungsbeispielen anstelle der npn-Transistoren pnp-Transistoren und anstelle der pnp-Transistoren npn-Transistoren bei entsprechender Abänderung der Polarität von Bezugspotential und des anderen Versorgungspotentials möglich ist. Anstelle der Bipolartransistoren können auch MOS-Feldeffekttransistoren vom selbstsperrenden Typ verwendet werden, indem z. B. in den Ausführungsbeispielen die npn-Transistoren durch n-Kanal-MOS-FET's und die pnp-Transistoren durch p-Kanal-MOS-FET's ersetzt werden.

Claims (5)

1. Integrierte Stromquellen-Halbleiterschaltungsanordnung in Form eines Stromspiegels mit mehreren der Stromversorgung jeweils einer Last (R, L) dienenden, durch jeweils eine Transistorstufe (T2, T3, ..., Tn ; T'3, ..., T'm) gebildeten Ausgangsstufen und mit einer die Ausgangsstufen (Tε, T3, ..., Tn; T'3, ..., T'm) mit einem Steuerstrom (i1, ..., in) versorgenden Transistorstufe (T, ; T'1), bei welcher ein Regelkreis (OP, SG) vorgesehen ist, in dem ein Signal (V, ― ΔV), das ein Maß für den von der Steuerstromversorgungs-Transistorstufe (T1 ; T'1) aufgenommenen Strom (i0 ± Δi) ist, mit einem von einem Referenzkreis (J0R, T1R ; JoR, T1R' T2R; T1R, T2R' t1R, t2R) gelieferten Sollsignal (Uref; UR) verglichen und ein daraus gebildetes Vergleichssignal zur Regelung des von der Steuerstromversorgungs-Transistorstufe (T, ; T'1) dient, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzkreis (J0R, T1R ; JOR, T1R, T2R ; T1R, T2R, t1R, t2R) eine über den Regelkreis (OP, SG) vom Stromspiegel entkoppelte Konstantstromquelle ist.
2. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die den Referenzkreis (JOR, T1R ; JOR, T1R, T2R ; T1R, T2R, t1R, t2R) bildende Konstantstromquelle durch eine einen Referenzstrom (lref) liefernde Stromquelle (J0A) und eine dazu in Reihe liegende, das Sollsignal (Uref ; UR) erzeugende Stufe (T1R ; T1R, T2R) gebildet ist.
3. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die das Sollsignal (Uref) erzeugende Stufe durch einen als Diode geschalteten Transistor (T1R) gebildet ist.
4. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die das Sollsignal (Uref) erzeugende Stufe durch einen Stromspiegel (T1R, T2R) gebildet ist.
5. Halbleiterschaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die den Referenzstrom liefernde Stromquelle als Stromspiegel (t1R, T2R) ausgebildet ist.
EP82108273A 1981-09-16 1982-09-08 Integrierte Stromquellen -Halbleiterschaltungsanordnung Expired EP0080567B1 (de)

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EP0080567A2 EP0080567A2 (de) 1983-06-08
EP0080567A3 EP0080567A3 (en) 1984-04-04
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US (1) US4965510A (de)
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JP (1) JPS5866130A (de)
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