-
Die
Erfindung betrifft eine integrierte CMOS-Tastverhältnis-Korrekturschaltung
für ein Taktsignal.
-
Viele
Anwendungen erfordern ein vollständig schwingendes
Taktsignal mit einem Hochgenauigkeits-Takttastverhältnis. Das
Takttastverhältnis
ist definiert als das Verhältnis
zwischen der Zeitspanne, während
der das Taktsignal auf hohen Pegel (high) ist, und der Taktdauer. Tastverhältnis
= Thoch/TDauer
-
In
Anwendungen mit doppelter Datenrate („double data rate", DDR) werden zum
Beispiel sowohl die steigende als auch die fallende Flanke eines Taktsignals
verwendet, um Daten in ein Flipflop zu schreiben. Deshalb erfordern
DDR-Systeme ein hochgenaues
Tastverhältnis
mit einer maximalen Schwankung von +/–0,5%. Diese hohe Genauigkeit muss über einen
weiten Frequenzbereich und für
Abweichungen, die sich auf Grund des Verfahrens, auf Grund von Spannungsschwankungen
oder auf Grund der Temperatur ergeben, garantiert werden. Selbst
Taktsignale, die unter Verwendung eines Phasenregelkreises (PLL)
erzeugt werden, stellen nicht die notwendige Leistung bereit.
-
Aktuelle
Tastverhältnis-Korrekturschaltungen
enthalten Operationsverstärker,
die Stromspiegel zur Erzeugung einer Korrekturspannung verwenden.
Aber jede Nichtübereinstimmung
der Transistoren in dem Stromspiegel führt zu einem Korrekturspannungsversatz
(Offset). Dieser Versatz beeinflusst unmittelbar das Tastverhältnis des
Ausgangssignals.
-
Außerdem erzeugt
ein Differenzverstärker die
Korrekturspannung durch Vergleich der tatsächlichen Signalgleichspannung
mit einer Referenzspannung. Dieses Vorgehen erfordert, dass der
Versatz der Referenzspannung in Kombination mit dem Differenzverstärker bei
Null liegt, was für
Verfahrens-, Spannungs- und Temperaturschwankungen äußerst schwierig
zu erreichen ist.
-
US
2002/0070752 A1 offenbart eine Tastverhältnis-Korrekturschaltung für ein Taktsignal,
bei der aus einer Rückkopplungsspannung
und einer externen Referenzspannung zwei Steuerströme erzeugt werden,
mit denen dann zwei Steuerspannungen zur Steuerung bzw. Korrektur
des Tastverhältnisses
gebildet werden.
-
WO
84/02621 A1 offenbart ebenfalls eine Tastverhältnis-Korrekturschaltung mit
einem Operationsverstärker.
An den einen Eingang des Operationsverstärkers wird eine Referenzspannung
angelegt, während
an den zweiten Eingang ein Rückkopplungssignal
eingespeist wird.
-
Es
wird eine Tastverhältnis-Korrekturschaltung
benötigt,
bei der eine Transistor-Nichtübereinstimmung
ausgeglichen wird und keine Operationsverstärker benötigt werden.
-
Es
ist Aufgabe der Erfindung, eine Tastverhältnis-Korrekturschaltung bereitzustellen,
die einfach zu realisieren ist, einen weiten Frequenzbereich ermöglicht,
eine kleine Chipfläche
verwendet und einen niedrigen Stromverbrauch aufweist.
-
Diese
Aufgabe wird durch eine Schaltung mit den Merkmalen des Anspruchs
1 gelöst.
-
Die
Erfindung stellt eine integrierte CMOS-Tastverhältnis-Korrekturschaltung für ein Taktsignal
bereit, die einen Korrekturverstärker
mit einem Eingang, an den ein Eingangstaktsignal angelegt wird,
und einem Ausgang, an den ein Kondensator angeschlossen ist, umfasst.
Die erfindungsgemäße Schaltung
umfasst ferner eine spannungsgesteuerte Widerstandsanordnung, die
in den Strompfad des Korrekturverstärkers geschaltet ist, und die
einen Widerstandssteuereingang und einen Tastverhältnisdetektor
mit einem Eingang, an den der Ausgang des Korrekturverstärkers angeschlossen
ist, und mit einem Detektor-Ausgang aufweist, der die für ein detektiertes
Tastverhältnis
charakteristische Korrekturspannung bereitstellt. Der Ausgang des
Tastverhältnisdetektors
wird mit dem Widerstandssteuereingang der spannungsgesteuerten Widerstandsanordnung verbunden.
Die erfindungsgemäße CMOS-Tastverhältnis-Korrekturschaltung
bildet mit dem Tastverhältnisdetektor
in dem Rückkopplungspfad
eine Regelschleife.
-
Der
Tastverhältnisdetektor
umfasst einen Pufferverstärker
und einen RC-Tiefpass-Schaltkreis, der
mit dem Ausgang des Pufferverstärkers
verbunden ist. Vorzugsweise ist die Zeitkonstante t des Tiefpass-Schaltkreises,
das das Produkt aus dem Widerstand T und der Kapazität C ist,
viel größer als
eine Dauer des Taktsignals. Die Ausgangsspannung des RC-Tiefpass-Schaltkreises
zeigt das tatsächliche Tastverhältnis an.
Wenn dem RC-Tiefpass-Schaltkreis ein Taktsignal mit einem niedrigen
Pegel (low) von 0 V und einem hohen Pegel (high) von VDD zugeführt wird,
liefert der RC-Tiefpass-Schaltkreis eine Gleichspannung von VDD/2
für ein
Tastverhältnis von
50%, eine Gleichspannung zwischen VDD und VDD/2 für ein Tastverhältnis von
mehr als 50% und eine Gleichspannung zwischen 0 V und VDD/2 für ein Tastverhältnis von
weniger als 50%.
-
Der
Korrekturverstärker
umfasst ein komplementäres
MOS-Transistorpaar mit miteinander verbundenen Gates, an die das
Eingangstaktsignal angelegt wird, und die spannungsgesteuerte Widerstandsanordnung
umfasst ein in Reihe geschaltetes komplementäres MOS-Transistorpaar mit
miteinander verbundenen Gates, mit denen der Ausgang des Tastverhältnisdetektors
verbunden ist. Somit steuert das Ausgangssignal des Tastverhältnisdetektors,
das das tatsächliche
Tastverhältnis
anzeigt, die Widerstände
der spannungsgesteuerten Widerstandsanordnung. Die Widerstände werden
durch MOS-Transistoren mit geeigneter Größe gebildet. Die spannungsgesteuerte
Widerstandsanordnung ist in den Strompfad des Korrekturverstärkers geschaltet
und bildet gemeinsam mit dem Kondensator, der mit dem Ausgang des
Korrekturverstärkers
verbunden ist, ein Tiefpassfilter. Der Kondensator kann in der integrierten
Schaltung enthalten sein. Eine Änderung
des Widerstandswerts beeinflusst die steigenden oder fallenden Zeiten
der Datensignalflanken.
-
Das
Ausgangssignal des Tastverhältnisdetektors
wird einem Ausgangspuffer zugeführt,
der durch ein in Reihe geschaltetes komplementäres MOS-Transistorpaar gebildet wird.
-
Details
und Vorteile der Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren beschrieben,
in denen
-
1 die
schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Tastverhältnis-Korrekturschaltung
darstellt;
-
2a und 2b den
Einfluss eines RC-Tiefpass-Schaltkreises auf ein Taktsignal veranschaulichen;
-
3 einen
invertierenden Verstärker
zeigt, der ein komplementäres
MOS-Transistorpaar
umfasst;
-
4a und 4b zwei
verschiedene Implementierungen eines Tastverhältniskorrektors gemäß der Erfindung
veranschaulichen;
-
5a und 5b die Übertragungsfunktion
des Tastverhältniskorrektors
gemäß den 4a, 4b grafisch
veranschaulichen;
-
6 ein
Schaltbild der vollständigen
Tastverhältnis-Korrekturschaltung
veranschaulicht.
-
1 zeigt
die Hauptbausteine einer erfindungsgemäßen integrierten CMOS-Tastverhältnis-Korrekturschaltung 12.
Ein Taktsignal 14 wird an einen Korrekturverstärker 16 angelegt.
Der Ausgang des Korrekturverstärkers 16 ist
mit einem Ausgangspuffer 18 und mit einem Eingang eines
Tastverhältnisdetektors 20 verbunden,
dessen Ausgang mit einem Steuereingang des Korrekturverstärkers 16 rückgekoppelt
wird, wodurch eine Regelschleife gebildet wird. In der Tastverhältnis-Korrekturschaltung 12 wird
eine Abweichung des Tastverhältnisses
des Taktsignals in dem Tastverhältnisdetektor 20 detektiert
und zur Korrektur des Tastverhältnisses
in dem Korrekturverstärker 16 verwendet.
Der Tastverhältnisdetektor 20 umfasst
einen Pufferverstärker 22,
einen RC-Tiefpass-Schaltkreis,
der durch einen Tiefpasskondensator C und einen Widerstand R gebildet wird,
und einen zweiten Invertierer 24. Der Eingang des RC-Tiefpass-Schaltkreises ist
mit dem Ausgang des Pufferverstärkers 22 verbunden.
Das Ausgangssignal des RC-Tiefpass-Schaltkreises wird dem zweiten
Invertierer 24 zugeführt.
-
Die
Detektion des tatsächlichen
Tastverhältnisses
des Taktsignals wird durch den RC-Tiefpass-Schaltkreis bewirkt,
dessen Funktion nun unter Bezugnahme auf die 2a und 2b beschrieben
wird. 2a zeigt ein Taktsignal 14 mit
einem Tastverhältnis
von 25%, d.h. die Zeitspanne 26, während der das Taktsignal hoch
ist, beträgt
25% der Zeitspanne 28, die die Dauer des Taktsignals darstellt.
Die Zeitspanne 30, während
der sich das Taktsignal auf einem niedrigen Pegel (low) befindet,
beträgt
somit 75% der Taktsignaldauer. Wenn dieses Taktsignal durch den
RC-Tiefpass-Schaltkreis geleitet wird, erhöht sich die Ausgangsspannung
VRC an dem Kondensator C in der ersten Zeit,
während
der Kondensator C geladen wird, und bleibt danach auf einem Pegel,
der 0,25-mal VDD beträgt.
Für ein
Taktsignal von 200 MHz dauert die Ladung des Kondensators C auf
diesen Pegel circa 0,9 Mikrosekunden. 2b zeigt
ein Eingangstaktsignal 14, bei dem die Zeitspanne 26,
während
der das Taktsignal auf einem hohen Pegel (high) ist, 75% der Taktsignaldauer 28 beträgt. Somit
beträgt
das Tastverhältnis
75%. Wiederum wird die Ausgangsspannung VRC im
Zeitablauf grafisch gezeigt. Während
einer ersten Zeit, während der
der Kondensator C geladen wird, erhöht sich die Ausgangsspannung
VRC und bleibt dann bei 0,75-mal VDD. Dieser
Pegel wird nach circa 0,9 Mikrosekunden erreicht. Wie die Diagramme
in den 2a und 2b veranschaulichen,
ist die Ausgangsspannung VRC des RC-Tiefpass-Schaltkreises
nach einer Übergangszeit
proportional zu dem Tastverhältnis. Die
Funktion des RC-Tiefpass-Schaltkreises ist unanfällig für Schwankungen in den Werten
des Widerstands und der Kapazität,
solange die Zeitkonstante t = R·C viel größer als die Dauer des Taktsignals
ist. Dies führt
zu einer Detektionsmethode, die unanfällig für Prozessvariationen und Umgebungstemperatur ist.
Die Ausgangsspannung VRC ist proportional
zu der Versorgungsspannung VDD und zu dem Tastverhältnis des
Taktsignals.
-
Die
Ausgangsspannung VRC des RC-Tiefpass-Schaltkreises
muss verstärkt
werden, um eine gewisse Schleifenverstärkung zu erhalten. Diese Verstärkung wird
durch den zweiten Invertierer 24 bewirkt, bei dem es sich
um eine CMOS-Inverterzelle handelt,
die in einem analogen Modus arbeitet. 3 zeigt
den Invertierer 24 im Detail. Der zweite Invertierer 24 umfasst
ein komplementäres
MOS-Transistorpaar mit einem PMOS-Transistor MP1 und einem NMOS-Transistor MN1. Die
Gates und die Drains der Transistoren MP1 und MN1 sind miteinander
verbunden. Die Source des Transistors MP1 ist mit VDD verbunden,
und die Source des NMOS-Transistors MN1 ist mit Masse verbunden.
Die Ausgangsspannung VRC des RC-Tiefpass-Schaltkreises
wird den zwei Gates zugeführt.
Die miteinander verbundenen Drains bilden den Ausgang der Inverterzelle,
an dem eine Steuerspannung VC ausgegeben wird. Die Eingangsspannung
wird um den Verstärkungsfaktor
des Invertierers verstärkt,
und die Phase von Ausgang zu Eingang beträgt 180°. Die Verwendung dieses einfachen
Verstärkers
hat den Vorteil, dass es sich von der Konstruktion her um einen
stabilen Verstärker
handelt und lediglich zwei Transistoren benötigt werden. Es gibt keine
Rückkopplung
wie in einem Operationsverstärker.
Dieser Verstärker
stellt den notwendigen Verstärkungsfaktor
bereit, um die Schleife in einem Modus zu halten, in dem das Tastverhältnis hin
zu seinem fast idealen Wert von 50% gezogen werden kann. Je niedriger
der Verstärkungsfaktor
eingestellt ist, desto niedriger ist die Genauigkeit des Tastverhältnisses.
Andererseits ist die Empfindlichkeit gegenüber Verzerrungen der Versorgungsspannung VDD umso größer, je größer die Verstärkung ist.
Die Verwendung eines Verstärkungsfaktors
von ungefähr 10
bis 15 für
den Invertierer 24 stellt einen guten Kompromiss dar.
-
Die 4a und 4b zeigen
detailliert zwei Ausführungen
des Korrekturverstärkers 16, dem
die Ausgangsspannung des Invertierers 24 zugeführt wird.
In beiden Ausführungsbeispielen
umfasst der Korrekturverstärker 16 zwei
Paare von komplementären
MOS-Transistoren. Das Eingangstaktsignal 14 wird an die
Gates eines komplementären MOS-Transistorpaars
MP2 und MN2 angelegt, die als Schalter fungieren, und die Steuerspannung
VC wird an die Gates eines zweiten komplementären MOS-Transistorpaars MP3
und MN3 angelegt, die eine spannungsgesteuerte Widerstandsanordnung bilden.
Die Transistoren MP3 und MN3 sind von der Größe her kleiner als die Transistoren
MP2 und MN2, also haben sie einen viel größeren Widerstand. Die an den entsprechenden
Gates der Transistoren MP3 und MN3 angelegte Spannung steuert deren
entsprechende Source-Drain-Widerstände.
-
In 4a ist
die Source des PMOS-Transistors MP2 mit der Versorgungsspannung
VDD verbunden, während
die Source des PMOS-Transistors MN2
mit Masse verbunden ist. Die Transistoren MP2 und MN2 fungieren
als Schalter und werden durch das Eingangstaktsignal 14 gesteuert.
Die Steuerspannung VC wird an die Gates des zweiten komplementären MOS-Transistorpaars MP3
und MN3 angelegt, die an ihren Drains miteinander verbunden sind und
einen Ausgang 32 des Korrekturverstärkers 16 bilden. Ein
Ladungskondensator 34 ist mit dem Ausgang 32 verbunden.
Dieser Ladungskondensator 34 kann durch eine inhärente Kapazität auf Grund
von Übertragungsleitungen
oder durch eine parasitäre Transistorkapazität gebildet
werden. Die Source des PMOS-Transistors MP3 ist mit dem Drain des PMOS-Transistors MP2 verbunden,
während
die Source des NMOS-Transistors MN3 mit dem Drain des NMOS-Transistors
MN2 verbunden ist. Die Transistoren MP3 und MN3 bilden eine spannungsgesteuerte
Widerstandsanordnung, die die MOS-Transistorpaare MP2, MN2 in Reihe miteinander
schaltet. Der Drain-Source-Widerstand
jedes der Transistoren MP2, MN2 wird über die angelegte Gate-Spannung gesteuert,
bei der es sich um die von dem Tastverhältnisdetektor 20 ausgegebene
Steuerspannung VC handelt. Gemeinsam mit dem Kondensator 34 bilden diese
spannungsgesteuerten Widerstände
ein Tiefpassfilter. Wenn die Steuerspannung VC größer als VDD/2
ist, dann ist der Transistor MN2 besser leitend als der Transistor
MP3. Hieraus ergibt sich eine schneller fallende Flanke an dem Ausgang 32.
Wenn die Steuerspannung VC kleiner als VDD/2 ist, dann wird der
Widerstand von MP3 verringert, so dass die steigende Flanke des
Taktsignals an dem Ausgang 32 schneller wird. Durch eine
solche Steuerung der Anstiegs- und Abfallzeiten des Ausgangssignals
wird das Tastverhältnis
des Signals eingestellt.
-
In 4b haben
Transistoren mit denselben Namen dieselbe Funktion wie diejenigen
in 4a. Das MOS-Transistorpaar MP2 und MN2 fungiert
als Schalter, der durch das Taktsignal 14 gesteuert wird, und
das MOS-Transistorpaar MP3 und MN3 bildet eine spannungsgesteuerte
Widerstandsanordnung, die durch die Steuerspannung VC gesteuert
wird. In dem in 4b veranschaulichten Ausführungsbeispiel
ist allerdings die Source des PMOS-Transistors MP3 mit der Versorgungsspannung
VDD verbunden, während
die Source des NMOS-Transistors
MN3 mit Masse verbunden ist. Die Transistoren MP2 und MN2 schalten
die Transistoren MP3 und MN3 in Reihe miteinander. Der Ausgang 32 wird
durch die miteinander verbundenen Drains der Transistoren MP2 und
MN2 gebildet. Die Funktion ist dieselbe wie in Bezug auf 4a erläutert wurde.
-
Unter
Verwendung des erfindungsgemäßen Tastverhältniskorrektors
gibt es keine Versatzprobleme. Das Ausgangstastverhältnis des
Taktsignals wird korrekt eingestellt, unabhängig davon, ob die Steuerspannung
VC steigt oder fällt,
wie in den Grafen in den 5a und 5b veranschaulicht
wird. In den 5a und 5b wird
angenommen, dass die Steuerspannung VC zwischen 0 V und 1,8 V schwankt. 5a zeigt
die Steuerspannung VC im Zeitablauf in einer Grafik. Linie 36 zeigt
eine Steuerspannung, die von ungefähr 1,15 V auf ungefähr 0,65 V
heruntergefahren wird. Linie 38 zeigt eine Steuerspannung,
die im Zeitablauf von einer Spannung von ungefähr 0,65 V auf eine Spannung
von ungefähr 1,15
V hinaufgefahren wird. Die beiden Linien sind symmetrisch und schneiden
sich bei 0,9 V. 5b zeigt grafisch die entsprechenden
Tastverhältnisse. Linie 40 entspricht
Linie 38 in 5a, und Linie 42 entspricht
Linie 36. Wenn die Steuerspannung VC einen Wert von 0,9
V hat, zeigen beide Linien 40 und 42 ein Tastverhältnis von
0,5 für
das Ausgangstaktsignal. Es gibt keinen Versatzeffekt und somit keine Hysterese.
Die Tastverhältnis-Korrekturschaltung stellt
das Tastverhältnis
auf die erforderliche Genauigkeit von z.B. +/–0,5% oder weniger ein.
-
6 zeigt
ein Schaltbild der vollständigen Tastverhältnis-Korrekturschaltung.
Ein Taktsignal 14 wird an den Korrekturverstärker 16 angelegt,
der, wie in Bezug auf 4 erläutert, durch
die Transistoren MP2, MP3, MN2 und MN3 gebildet wird. Das Schaltbild
gemäß 6 zeigt
ebenfalls den RC-Tiefpass-Schaltkreis mit Widerstand R und Kondensator C.
Kondensator C wird als diskreter Kondensator gezeigt. Dieser Kondensator
kann sich innerhalb oder außerhalb
der integrierten Korrekturschaltung befinden. Es ist auch möglich, den
Kondensator C durch Gate-Kapazitäten
zweier komplementärer MOS-Transistoren zu bilden,
wobei ein NMOS-Transistor mit VDD verbunden wäre, und ein PMOS-Transistor
mit Masse verbunden wäre,
und somit die Gate-Kapazitäten als
Kondensator C verwendet würden.
Die Ausgangsspannung VRC des RC-Tiefpass-Schaltkreises
wird dem zweiten Invertierer 24 zugeführt, der durch die komplementären MOS-Transistorpaare
MP1 und MN1 gebildet wird. Die Steuerspannung VC, bei der es sich
um das Ausgangssignal des Invertierers 24 handelt, wird
an die Gates der Transistoren MP3 und MN3 rückgekoppelt.
-
6 zeigt
ferner im Detail den Pufferverstärker 22,
der durch ein komplementäres MOS-Transistorpaar
MP4 und MN4 gebildet wird, und den Ausgangspuffer 18, der
durch ein komplementäres
MOS-Transistorpaar MP5 und MN5 gebildet wird. Beide Invertierer,
der durch die Transistoren MP4 und MN4 gebildete Invertierer und
der durch die Transistoren MP5 und MN5 gebildete Invertierer, fungieren
als gewöhnliche
CMOS-Invertierer.
-
Die
erfindungsgemäße integrierte CMOS-Tastverhältnis-Korrekturschaltung
erfordert sehr wenige Bauteile und ist leicht zu implementieren.
Die Verwendung eines RC-Tiefpass-Schaltkreises zur Tastverhältnisdetektion
und einer einfachen Inverterzelle als Rückkopplungsverstärker ergibt
eine sehr stabile Schaltung.