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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine elektronische Vorrichtung,
die einen Operationsverstärker
umfasst. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine Offset-Kompensations-Schaltung
für asymmetrische,
Millerkompensierte Operationsverstärker.
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Eine
der meist verbreiteten Architekturen für integrierte Operationsverstärker ist
ein asymmetrischer, zweistufiger Operationsverstärker. Asymmetrische, zweistufige
(oder mehrstufige) Operationsverstärker benötigen eine Miller-Kompensation zur
Stabilisierung der Operationsverstärker. Eine Miller-Kapazität ist über die
zweite Stufe von dem Ausgang des Operationsverstärkers zu einem Ausgang der ersten
Stufe gekoppelt. 1(a) zeigt einen
herkömmlichen
asymmetrischen, Miller-kompensierten Operationsverstärker, wobei
ein vereinfachter Schaltplan dieses Miller-Kompensationsschemas
in 1(b) gezeigt ist. Die erste Stufe
ST1 ist eine differenzielle Eingangsstufe mit einer Transkonduktanz gm.
Die zweite Stufe ist mit einem ersten Ausgangsknoten der differenziellen
Eingangsstufe gekoppelt. Um ein Schwingen des Operationsverstärkers zu vermeiden
bzw. ein bestimmtes Einschwingverhalten zu erzielen, ist eine Miller-Kapazität CM zwischen den Ausgangsknoten Vout der zweiten
Stufe ST2 und den Ausgangsknoten V1 der differenziellen Verstärkereingangsstufe
ST1 gekoppelt. Eine einen derartigen Operationsverstärker umfassende
integrierte Schaltung kann in einer bestimmten Technologie oder
einem bestimmten Verfahren bearbeitet (d. h. hergestellt) werden.
Einige Verfahren bieten Kapazitäten, die
aus zwei Polysiliziumschichten bestehen (d. h. Poly-Poly-Kapazität). Diese
Kapazitäten
haben eine gute Linearität,
d. h. die Kapazität
ist in Bezug auf die Spannung über
die Kapazität
im Wesentlichen konstant, und sie weisen lediglich wenige parasitäre Effekte
wie zum Beispiel parasitäre
Dioden von einer Polysiliziumschicht zu einem Substrat o. ä. auf. Andere
Technologien stellen jedoch keine Poly-Poly-Kondensatoren bereit.
Deshalb müssen
andere Schichten für
die Kondensatoren verwendet werden. Eine typische Wahl stellt eine
N-Wannen-Poly-Kapazität,
bestehend aus einer N-Wannenschicht (bzw. einem N-Wannenbereich),
die eine n-leitende Fläche
in einem P-Substrat ist, dar. Über
dem N-Wannenbereich ist eine Polyschicht so angeordnet, dass sie
die Zweischicht-N-Wannen-Polykapazität bildet. Diese Art von Kapazität ist jedoch
in hohem Maße
nicht linear. Des Weiteren ist die N-Wannenfläche in dem P-Substrat vergraben
und stellt unerwünschte
parasitäre
Elemente bereit, insbesondere eine in Sperrrichtung vorgespannte
parasitäre
Diode von dem n-leitenden Bereich zu dem P-Substrat. Die parasitäre Diode
hat einen Leckstrom, der proportional zu der Diodenfläche ist,
die proportional zu dem Kapazitätswert
ist. Der Leckstrom wird von dem Ausgangsknoten der differenziellen
Eingangsstufe gezogen. Um den Leckstrom zu kompensieren, muss ein
Zweig der differenziellen Eingangsstufe mehr Strom als der andere
Zweig bereitstellen, woraus sich ein Offset der differenziellen
Eingangsstufe ergibt, d. h. der Operationsverstärker hat einen Offset. Für eine differenzielle
Eingangsstufe mit einer Transkonduktanz gm beträgt die Offsetspannung Voff
= Ileak/gm, wobei Ileak der durch die Miller-Kapazität bereitgestellte
Leckstrom ist. Da der Leckstrom von der Fläche der Miller-Kapazität abhängt, ist
Voff = αC/gm
= α/GBW,
wobei α ein
technologieabhängiger
Faktor und GBW das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt
des Operationsverstärkers
ist. Folglich haben asymmetrische Operationsverstärker mit
N-Wannen-Poly-Kapazitäten
wie einer Miller-Kompensation
einen Offset, der von dem Verstärkungs-Bandbreite-Produkt
GBW, der Temperatur und der Technologie abhängt. Die Offsetspannung Voff
kann kaum durch Anpassung des Aufbaus des Operationsverstärkers (d.
h. durch Dimensionierung der Bauelemente des Operationsverstärkers) beseitigt
werden, da das GBW durch die Spezifikation vorgegeben ist und nicht
verändert
werden kann. Eine Kalibrierung des Operationsverstärkers ist
ebenso so gut wie unmöglich,
da die Offsetspannung exponentiell abhängig von der Temperatur ist. Diese Überlegungen
gelten gleichermaßen
für eine große Auswahl
unterschiedlicher Operationsverstärker-Architekturen wie verschachtelte
oder mehrwegige Miller-Kompensations-Operationsverstärker oder die
so genannte Ahuja-Kompensation, wie von B. K. Ahuja in „An improved
frequency compensation technique for CMOS operational amplifiers,
IEEE Journal of Solid- State
Circuits, Volume 18, Ausgabe 6, Dez 1983, Seiten 629–633" beschrieben ist.
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In
Martin Ehlert, Heinrich Klar: A 12-bit Medium-Time Analog Storage
Device in a CMOS Standard Process, In. IEEE Journal of Solid-State
Circuits, Vol. 33, Juli 1998, Seite 1139–1143 wird eine Schaltung offenbart,
bei der der Leckstrom, der durch eine parasitäre Diode in einem als Schalter
arbeitenden Transistor erzeugt wird, mittels einer zusätzlichen
Diode kompensiert wird. Auf asymmetrische Operationsverstärker ist
die gezeigte Schaltung jedoch nicht anwendbar.
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Es
ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine elektronische Vorrichtung
bereitzustellen, die die Nachteile eines Leckstroms überwindet,
der durch ein Bauelement induziert wird, das zur Kompensation der Übertragungsfunktion
eines Operationsverstärkers
verwendet wird. Diese Augabe wird durch eine elektronische Vorrichtung
mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
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Entsprechend
stellt die vorliegende Erfindung eine elektronische Vorrichtung
bereit, die einen asymmetrischen Operationsverstärker umfasst, wobei der asymmetrische
Operationsverstärker
eine Verstärkereingangsstufe
umfasst, die über
einen ersten Ausgangsknoten mit einer Verstärkerausgangsstufe gekoppelt
ist. Vorzugsweise kann die Verstärkereingangsstufe
differenziell sein, aber es können auch
andere Architekturen für
die Eingangsstufe verwendet werden. Es wird eine Kompensationskapazität bereitgestellt,
die zwischen einen Ausgangsknoten der Verstärkerausgangsstufe und den ersten Ausgangsknoten
der Verstärkereingangsstufe
geschaltet ist und dadurch als Kompensator zur Stabilisierung des
asymmetrischen Operationsverstärkers agiert.
Die Kompensationskapazität
stellt eine parasitäre
Diode bereit, die aus dem ersten Ausgangsknoten der Verstärkereingangsstufe
einen ersten Leckstrom zieht. Ein Leckstromkompensationsschaltkreis ist
mit dem ersten Ausgangsknoten der Verstärkereingangsstufe und mit einem
zweiten Ausgangsknoten der Verstärkereingangsstufe
gekoppelt, um aus dem ersten Ausgangsknoten einen ersten Strom und aus
dem zweiten Ausgangsknoten einen zweiten Strom zu ziehen. Des Weiteren
ist der Leckstromkompensationsschaltkreis so eingerichtet, dass
der zweite Strom um einen dem ersten Leckstrom entsprechenden Anteil
höher als
der erste Strom ist. Der asymmetrische Operationsverstärker hat
eine Eingangsstufe, die über
ihren ersten Ausgangsknoten mit der Verstärkerausgangsstufe verbunden
ist. Eine Kompensationskapazität,
die eine Miller-Kapazität sein
kann, ist dann zwischen den ersten Ausgangsknoten der Eingangsstufe
und den Ausgangsknoten der Ausgangsstufe des Verstärkers geschaltet.
Die Kompensationskapazität
hat den Effekt der Stabilisierung des Operationsverstärkers, indem
sie als Kompensator fungiert, wodurch vermieden wird, dass der Operationsverstärker schwingt,
bzw. ein bestimmtes Einschwingverhalten erzielt werden kann. In
Wirklichkeit hat die Kompensationskapazität eine Komponente, die als
parasitäre
Diode fungiert, die von dem Verstärker an dessen erstem Ausgangsknoten
einen ersten Leckstrom zieht. Ein Schaltkreis zur Kompensation von
Leckstrom ist dann zwischen den ersten Eingangsknoten der Verstärkereingangsstufe und
einen zweiten Ausgangsknoten der differenziellen Verstärkereingangsstufe
geschaltet. Dieser Leckstromkompensationsschaltkreis zieht aus dem
ersten Ausgangsknoten einen ersten Strom und zieht ebenso aus dem
zweiten Ausgangsknoten der Verstärkereingangsstufe
einen zweiten Strom. Die Differenz zwischen dem zweiten Strom und
dem ersten Strom wird dann dem ersten Leckstrom angeglichen, indem der
Leckstromkompensationsschaltkreis entsprechend angepasst wird. Auf
diese Weise kompensieren der erste und der zweite Strom, die von
dem Leckstromkompensationsschaltkreis gezogen werden, den ersten
Leckstrom, und die Einflüsse
beider Ströme
auf den Offset des Operationsverstärkers werden aufgehoben. Eine
Komponente des Offsets des Operationsverstärkers, die normalerweise nur schwer
ausgeglichen werden kann, wird dann entfernt.
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Vorzugsweise
umfasst der Leckstromkompensationsschaltkreis eine Diode mit einem
zweiten Leckstrom, der um einen Faktor k geringer als der erste
Leckstrom ist, und einen ersten Stromspiegel zur Verstärkung des
zweiten Leckstroms um einen Faktor k. Der erste Stromspiegel verstärkt den
zweiten Leckstrom von der Diode um k, so dass der zweite Leckstrom,
wenn er von dem ersten Stromspiegel mit einem Faktor k multipliziert
wird, dann den ersten Leckstrom kompensiert.
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Vorteilhafterweise
wird die Diode durch Verwendung derselben Schichten, die für die Kompensationskapazität verwendet
werden und die die parasitäre
Diode umfassen, gebildet. Die Diode kann ebenso als parasitäre Diode
ausgeführt
sein. Der durch die Diode erzeugte Leckstrom unterliegt denselben
physikalischen Parametern, wie zum Beispiel der Temperatur, wie
die parasitäre
Diode der Kompensationskapazität.
Entsprechend wird die Kompensation des Leckstroms unabhängig von
Parametern wie Temperatur oder internen Spannungspegeln, und sie
wird beständiger
gegenüber
Parameterschwankungen auf Grund von Prozessstreuung.
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Die
Kompensationskapazität
kann zwei Kondensatoren umfassen, die in einer antiparallelen Anordnung
gekoppelt sind, um eine Nichtlinearität eines Einzelkondensators
zu kompensieren. Die beiden Kondensatoren können zum Beispiel N-Wannen-Poly-Kondensatoren
hoher Dichte sein. Die Kopplung der beiden Kondensatoren in einer
antiparallelen Anordnung verringert die Nichtlinearität derartiger N-Wannen-Poly-Kondensatoren,
insbesondere für eine
Ausgangsspannung mit vollem Spannungshub. Die parasitäre Diode
der Kompensationskapazität
ist dann mit dem Ausgang der Transkonduktanz gm verbunden und wird
zwischen der Wanne und dem Substrat bereitgestellt.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung ist der erste Stromspiegel, der einen Faktor
k aufweist, mit dem ersten Ausgangsknoten der Verstärkereingangsstufe
verbunden, und der Leckstromkompensationsschaltkreis umfasst ferner
einen zweiten Stromspiegel, der einen Faktor k aufweist und mit dem
zweiten Ausgangsknoten der Verstärkereingangsstufe
gekoppelt ist. Die Diode ist dann mit dem ersten Stromspiegel gekoppelt,
um den ersten Strom um einen dem ersten Leckstrom entsprechenden
Anteil zu verringern. Der erste Stromspiegel führt Strom von dem ersten Ausgangsknoten
der Verstärkereingangsstufe
ab, und der zweite Stromspiegel führt Strom von der anderen Seite
(dem zweiten Ausgangsknoten) der Eingangsstufe ab.
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Weitere
Vorteile und Merkmale ergeben sich aus der untenstehenden Beschreibung
einer bevorzugten Ausführungsform
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen. Es zeigen:
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1(a) einen vereinfachten Schaltplan eines
herkömmlichen
asymmetrischen, Miller-kompensierten Operationsverstärkers;
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1(b) einen vereinfachten Schaltplan eines
herkömmlichen
Miller-Kompensationsschemas; und
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2 einen
vereinfachten Schaltplan einer elektronischen Vorrichtung, die einen
asymmetrischen Operationsverstärker
gemäß der Erfindung umfasst.
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2 zeigt
einen asymmetrischen Operationsverstärker gemäß der Erfindung. Der differenzielle
Verstärker
hat eine differenzielle Eingangsstufe, die mit einem Knoten N1 versehen
ist, der einen Strom I1 aus einer Eingangsstromquelle empfängt und
aus einem differenziellen Paar PMOS-Transistoren M1 und M2, die
miteinander verbundene Source-Anschlüsse an dem Knoten N1 aufweisen, gebildet
wird. Die Gate-Anschlüsse
der Transistoren M1 und M2 bilden die differenziellen Eingänge des
Verstärkers.
Der Drain-Anschluss des Transistors M1 ist mit dem Drain-Anschluss
eines als Diode geschalteten NMOS-Transistors M3 verbunden, und
der Drain-Anschluss des Transistors M2 ist mit einem weiteren NMOS-Transistor
M4 verbunden. Eine Zusammenschaltung der Drain-Anschlüsse der Transistoren M2 und
M4 bildet einen ersten Ausgangsknoten V1 der differenziellen Verstärkereingangsstufe,
und eine Zusammenschaltung der Drain-Anschlüsse der Transistoren M1 und
M3 bildet einen zweiten Ausgangsknoten V3 der differenziellen Verstärkereingangsstufe.
Die Transistoren M3 und M4 haben miteinander verbundene Gate-Anschlüsse und
Source-Anschlüsse,
die beide mit Masse verbunden sind. Der erste Ausgangsknoten V1
der differenziellen Eingangsstufe ist mit dem Gate-Anschluss eines NMOS-Transistors
M5 verbunden, der gemeinsam mit einer Stromquelle I0 die Verstärkerausgangsstufe bereitstellt.
Der Drain-Anschluss des Transistors M5 ist mit einem Verstärkerausgangsknoten
Vout sowie mit der Stromquelle I0 verbunden, wobei der Source-Anschluss
des Transistors M5 mit Masse verbunden ist. Ein Kompensationskapazitätsschaltkreis
CM ist zwischen den ersten Ausgangsknoten
V1 der differenziellen Eingangsstufe des Verstärkers und den Ausgangsknoten
Vout der Verstärkerausgangsstufe geschaltet.
Der Kompensationskapazitätsschaltkreis CM ist eine so genannte Miller-Kapazität und umfasst eine
antiparallele Anordnung von Kondensatoren C1 und C2, die die Nichtlinearität einer
Einzelkapazität kompensieren.
Anders ausgedrückt,
die Kondensatoren C1 und C2 sind in einer antiparallelen Konfiguration
zwischen den Ausgangsknoten V1 der differenziellen Eingangsstufe
und den Verstärkerausgangsknoten
Vout parallel geschaltet. In diesem Beispiel sind die Kondensatoren
C1 und C2 N-Wannen-Polykondensatoren. Für eine derartige antiparallele
Anordnung von N-Wannen-Poly-Kondensatoren wird immer eine parasitäre Diode
zwischen der Wanne und dem Substrat bereitgestellt, die hier durch
die zwischen den Ausgangsknoten der differenziellen Stufe V1 und
die Substratverbindung SUB geschaltete Diode D dargestellt ist.
Dies führt
zu einem Leckstrom von dem Kompensationskapazitätsschaltkreis CM,
wie mit Bezug auf 1 erläutert wurde.
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Es
wird ein Leckstromkompensationsschaltkreis zur Kompensation des
Leckstroms Ileak1, der durch den Kompensationskapazitätsschaltkreis
CM entsteht, bereitgestellt. Der erste Teil
des Leckstromkompensationsschaltkreises ist mit dem ersten Ausgangsknoten
V1 der differenziellen Eingangsstufe des Verstärkers gekoppelt und wird durch
eine Stromspiegelanordnung aus zwei NMOS-Transistoren M6 und M7
sowie durch eine Diode D2, die mit einem die Gate-Anschlüsse der
Transistoren M6 und M7 miteinander verbindenden Knoten V2 und ebenfalls
mit der Substratverbindung SUB verbunden ist, gebildet. Der Drain-Anschluss
des Transistors M7 ist mit dem ersten Ausgangsknoten V1 der Eingangsstufe
verbunden, wobei der Transistor M6 als Diode geschaltet ist und
seinen Drain-Anschluss mit einer Stromquelle I2 verbunden hat. Die
Source-Anschlüsse der
Transistoren M6 und M7 sind beide mit Masse verbunden. Ein zweiter
Teil des Leckstromkompensationsschaltkreises ist mit dem zweiten
Ausgangsknoten V3 der differenziellen Eingangsstufe des Verstärkers verbunden
und wird ebenfalls aus einer Stromspiegelanordnung aus zwei NMOS-Transistoren M8 und
M9 gebildet. Der Drain-Anschluss des Transistors M9 ist mit dem
zweiten Ausgang V3 der Eingangsstufe verbunden, und der Transistor
M8 ist als Diode geschaltet, wobei sein Drain-Anschluss mit einer
Stromquelle I2' verbunden
ist. Die Source-Anschlüsse
der Transistoren M8 und M9 sind mit Masse verbunden. Die Stromspiegeltransistoren
M6, M7, M8 und M9 sind so konfiguriert, dass die Transistoren M7
und M9 eine Fläche
aufweisen, die um einen Faktor k größer als die Transistoren M6
und M8 ist.
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Im
Betrieb des Operationsverstärkers
fließt der
Leckstrom Ileak von dem Leckstromkompensationsschaltkreis CM, der die antiparallele Anordnung der Kondensatoren
C1 und C2 umfasst, durch die Diode D, wie in Bezug auf 1 erläutert wurde.
Der durch die Transistoren M6 und M7 gebildete Stromspiegel führt einen
Stromanteil k·I2
von dem ersten Ausgangsknoten V1 der differenziellen Eingangsstufe,
unter der Voraussetzung, dass K·I2 < I1/2 ist, ab. Aus Symmetriegründen bedeutet
das, dass der durch die Transistoren M8 und M9 gebildete Stromspiegel
ebenfalls einen Stromanteil k·I2
von dem zweiten Ausgangsknoten V3 auf der anderen Seite der Eingangsstufe
abführt.
Gleichzeitig führt
die Diode D2 einen Leckstrom Ileak2 von dem Knoten V2 ab. Das bedeutet,
dass der Gesamtstrom des Transistors M7 (der Gesamtstrom, der aus
dem ersten Ausgangsknoten V1 der Eingangsstufe gezogen wird) gleich
ist wie k·(I2 – Ileak2) = I5 (1), unter der
Bedingung, dass Ileak2 < I2
ist. Wenn die parasitäre
Diode D k-mal die Größe der Diode
D2 besitzt, dann sind V2 = V1 (2) und k·Ileak2
= Ileak (3).
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Anders
ausgedrückt
ist der Leckstrom Ileak2 von der Diode D2 k-mal niedriger als der
Leckstrom Ileak von der parasitären
Diode D und wird durch den Stromspiegel M6, M7 um einen Faktor k
verstärkt.
V2 kann V1 angeglichen werden, wenn die Transistoren M5 und M6 sowie
die Stromquellen I0 und I2 aufeinander abgestimmt sind. Folglich
sind die Lastströme der
Eingangsstufe I3 = k·I2 (4) und I4 = I5 + Ileak = k·I2 = I3 (5),wobei I4
der Strom an dem ersten Ausgang V1 der Eingangsstufe und I3 der
Strom an dem zweiten Ausgang V3 der Eingangsstufe ist. Somit ist
I3 um einen Anteil, der gleich dem Leckstrom Ileak von der parasitären Diode
D ist, größer als
I5. Da beide Ströme
I3 und I4 symmetrisch sind, wird der durch Leckstrom induzierte
Offset Ileak von dem Kompensationskapazitätsschaltkreis CM aufgehoben.
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In
einer alternativen Ausführungsform
kann man an Stelle der Verbindung der Diode D2 mit dem Knoten V2
auch eine Kompensation des Leckstroms Ileak erreichen, indem man
die Diode mit dem zweiten Ausgangsknoten V3 der Eingangsstufe verbindet.
Diese Konfiguration erhöht
jedoch die Kapazität an
dem Knoten V3, was die Stabilität
des Operationsverstärkers
verringern kann (während
eine Kapazität an
dem Knoten V2 in der Stromspiegelanordnung der Transistoren M6 und
M7 den Hauptregelkreis nicht beeinflusst). Des Weiteren bedeutet
die Verwendung eines Stromspiegels mit einem Verstärkungsfaktor von
k > 1, dass die Fläche der
Diode D2 k-mal kleiner als die parasitäre Diode D ist, wenn die Diode
D2 mit dem Knoten V2 verbunden ist. Wenn die Diode D2 jedoch mit
V3 verbunden ist, muss sie dieselbe Fläche wie die parasitäre Diode
D haben.
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In
einer integrierten Schaltung können
die für die
Diode D und die Diode D2 verwendeten physischen Schichten identisch
sein. Dies gestattet es, die physischen Eigenschaften der Dioden
größtenteils
in Übereinstimmung
zu bringen. Das Temperaturverhalten bzw. die Spannungsabhängigkeit
der Dioden können
dann qualitativ gleich sein. Der Kompensationsmechanismus ist im
Wesentlichen unabhängig von
anderen Parametern und stellt eine gute Leistungsfähigkeit über einen
großen
Parameterbereich bereit.
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Die
vorliegende Erfindung ist ebenfalls anwendbar und vorteilhaft für Operationsverstärker, die die
oben zitierte Ahuja-Kompensation anwenden. Mit einer Ahuja-Kompensation
an Stelle einer Miller-Kompensation ist es möglich, einen Einzelkondensator
zu verwenden. Die oben dargelegten Aspekte der vorliegenden Erfindung
können
gleichermaßen
auf diesen Einzelkondensator angewendet werden.
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Obwohl
obenstehend zum Beispiel eine bestimmte Operationsverstärkerschaltung
beschrieben wurde, kann die Erfindung ebenfalls in anderen Arten von
Operationsverstärkertechnologien
verwendet werden, wie zum Beispiel gefaltete Kaskode, Teleskopkaskode,
differenzielles N/P-Eingangspaar
und N/P-Ausgangstransistor, um lediglich einige zu nennen.