DE102009054113B4

DE102009054113B4 - Prozess-, Spannungs- und Temperaturregelung für Hochgeschwindigkeits-Verstärker mit festem Verstärkungsgrad sowie mit variabler Verstärkung und geringem Stromverbrauch auf der Basis von MOSFET-Widerständen

Info

Publication number: DE102009054113B4
Application number: DE102009054113.6A
Authority: DE
Inventors: Dr. Bach Elmar
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2008-11-20
Filing date: 2009-11-20
Publication date: 2017-02-09
Anticipated expiration: 2029-11-21
Also published as: DE102009054113A1; US7750738B2; US20100123521A1

Abstract

Integrierte Schaltung, die Folgendes umfasst: einen als Diode geschalteten MOSFET, der mit seinem Drain an dem Ausgang eines Operationsverstärkers und mit seiner Source an dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers gekoppelt ist, wobei der als Diode geschaltete MOSFET mit seinem Drain des Weiteren an einer Stromquelle gekoppelt ist, und einen linear betriebenen MOSFET, der mit seinem Gate an dem Ausgang des Operationsverstärkers gekoppelt ist und mit dem Mittelwert seiner Source- und Drain-Spannungen an dem positiven Eingang des Operationsverstärkers gekoppelt ist.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Hochgeschwindigkeits-Verstärker und ihrer Kalibrierung bzw. Einstellung. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Schaltung, die eine Abstimmspannung für den Betrieb eines MOSFET als Widerstand bereitstellt, der verwendet werden kann, um einen Verstärker einzustellen.
Hochgeschwindigkeits-Verstärkerschaltungen werden zum Verstärken von Signalen in einer breiten Vielfalt von Anwendungen verwendet, wobei ein Verstärker mit variabler Verstärkung bzw. ein Regelverstärker (VGA; Variable Gain Amplifier) seine Verstärkung in Abhängigkeit von einem Steuersignal variiert. Um einen stabilen Prozess und eine temperaturunabhängige Verstärkung zu erzielen, muss ein genaues Steuersignal bereitgestellt werden, wobei das Steuersignal verschiedene, sich verändernde Betriebsbedingungen, wie zum Beispiel die Temperatur oder Alterungsprozesse, berücksichtigen sollte.
Hochgeschwindigkeits-VGAs können nicht auf der Basis eines einstellbaren Verhältnisses eines Rückkopplungsnetzwerks ausgelegt werden, wie dies zum Beispiel aus herkömmlichen Widerstandsrückkopplungspfaden bekannt ist, die in einer negativen Rückkopplung (Gegenkopplung) um einen Operationsverstärker herum betrieben werden. Die Bandbreite in solchen geschlossenen Regelsystemen wird durch die Bandbreite des Operationsverstärkers (OpAmp; Operational Amplifier) bestimmt, die mit einem ausreichenden Phasenrand (auch Phasensicherheit oder Phasenreserve genannt) bei einer minimalen Verstärkungseinstellung erreicht werden kann. Für Gewöhnlich vermindert sich die nutzbare Bandbreite eines OpAmp proportional zu der effektiven Verstärkung des Systems. Jeder Pol, der in dem Rückkopplungsnetzwerk vorhanden ist, reduziert den erzielbaren Phasenrand und begrenzt somit die zur Verfügung stehende Bandbreite des Regelkreises. In Fällen, die eine hohe Einstellbarkeit erfordern, müssen zusätzliche Bauteile, wie zum Beispiel Schalter, zu dem Rückkopplungsnetzwerk hinzugefügt werden. Diese Bauteile tragen zu den parasitären Kapazitäten bei, die in dem Rückkopplungsnetzwerk vorhanden sind, so dass ein verstärkungsabhängiger Rückkopplungspol auftreten kann. Folglich sind Hochgeschwindigkeits-Verstärker mit variabler Verstärkung normalerweise als rückkopplungsfreie Steuerungssysteme ausgelegt.
Um einen stabilen Prozess und eine temperaturunabhängige Verstärkung zu erzielen, können Abstimmschaltungen zu einer rückkopplungsfreien Verstärkeranordnung als Einrichtungen, die eine konstante Verstärkung bereitstellen, hinzugefügt werden. Oftmals wird eine Zweipunkt-Kalibrierung der Beziehung der Verstärkung gegenüber dem Verstärkungssteuersignal implementiert, in der sowohl die maximale Verstärkung als auch die minimale Verstärkung durch zusätzliche Schaltungen geregelt werden. Auf der Basis dieser extremen Einstellungen können Zwischenverstärkungswerte erzeugt werden.
In einem herkömmlichen Beispiel für eine Abstimmschaltung wurden Kopien des Hauptverstärkers, sogenannte Replikschaltungen, zum Erzeugen von Steuersignalen verwendet. Das heißt, die Verstärkerschaltung umfasst einen rückkopplungsfreien Hauptverstärker zum Verstärken des Eingangssignals je nach Wunsch. Steuersignale für das Einstellen der Verstärkung des Hauptverstärkers werden in parallel betriebenen Replikschaltungen erzeugt, die im Wesentlichen identische Elemente, insbesondere einen identischen Verstärker umfassen. Eine erste Replikschaltung wird verwendet, um ein erstes Steuersignal für eine minimale Verstärkung zu erzeugen, und eine zweite Replikschaltung wird verwendet, um ein zweites Steuersignal zum Einstellen eines maximalen Verstärkungswertes zu erzeugen. Die Replikschaltungen werden in einem geschlossenen Regelkreis betrieben, d. h., die Schaltungen umfassen eine Rückkopplungsschleife. Ein Bezugseingangssignal wird jeder Replikschaltung bereitgestellt, und jede Replikschaltung umfasst einen ohmschen Teiler, um Regelwerte für eine minimale und maximale Verstärkung einzustellen. Die Steuersignale, die in den Replikschaltungen erzeugt werden, werden mit dem Hauptverstärker gekoppelt.
Replikschaltungen der o. g. Art sind z. B. aus der Druckschrift US 2003/0 030 491 A1 bekannt.
In der Druckschrift US 2005/0 248 396 A1 ist eine integrierte Schaltung beschrieben. Diese umfasst einen Verstärker mit variabler Verstärkung, der eine Eingangsstufe und eine Ausgangsstufe einschließt, wobei wenigstens eine Stufe wenigstens einen linear betriebenen MOSFET umfasst, der mit seinem Gate an einem Abstimmspannungs-Generatorkreis gekoppelt ist, der eine Steuerspannung für das Betreiben des MOSFET als einen linearen Widerstand bereitstellt.
Als ein stets herausforderndes Problem muss der Stromverbrauch der Verstärkerschaltung minimiert werden. Folglich sollte der Stromverbrauch von peripheren Vorrichtungen, wie etwa der Abstimmschaltungen, einen minimalen Einfluss auf den Stromverbrauch des gesamten Systems mit variabler Verstärkung aufweisen.
Folglich besteht ein Bedarf an einer neuen Schaltung zum Regeln der Verstärkung eines Eingangssignals.
Die Erfindung erreicht das o. g. bzw. weitere Ziele durch die Gegenstände der Ansprüche 1 und 9.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Gemäß einem Aspekt wird eine integrierte Schaltung bereitgestellt, die Folgendes umfasst:
einen als Diode geschalteten MOSFET, der mit seinem Drain an dem Ausgang eines Operationsverstärkers und mit seiner Source an dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers gekoppelt ist, wobei der als Diode geschaltete MOSFET mit seinem Drain des Weiteren an einer Stromquelle gekoppelt ist, und
einen linear betriebenen MOSFET, der mit seinem Gate an dem Ausgang des Operationsverstärkers gekoppelt ist und mit dem Mittelwert seiner Source- und Drain-Spannungen an dem positiven Eingang des Operationsverstärkers gekoppelt ist.
Vorteilhaft ist die Stromquelle so konfiguriert und angepasst, dass sie einen Strom durch den als Diode geschalteten MOSFET derart zieht, dass dieser MOSFET eine Transkonduktanz quer durch Prozess-, Temperatur- und Spannungsschwankungen hindurch konstant hält.
Vorteilhaft ist der linear betriebene MOSFET mit seiner Source und seinem Drain mit einem Spannungsteiler gekoppelt, der den Mittelwert der Source- und Drain-Spannung an einem Mittelabgriff bereitstellt.
Vorteilhaft ist das Bulk des linear betriebenen MOSFET mit dem Mittelabgriff des Spannungsteilers kurzgeschaltet.
Vorteilhaft ist der als Diode geschaltete MOSFET Source-Bulk-kurzgeschlossen.
Vorteilhaft sind der als Diode geschaltete MOSFET und der linear betriebene MOSFET von dem gleichen Konduktanztyp, und/oder weisen die gleiche Oxiddicke und die gleichen Schwellenspannungen auf.
Vorteilhaft wird der Mittelwert der Source und des Drain des linear betriebenen MOSFET von einer dritten Schaltung ermittelt.
Vorteilhaft setzt der Operationsverstärker die Gleichtaktspannung an der Source des als Diode geschalteten Transistors auf die Ziel-Mittelwertspannung, die von der dritten Schaltung ermittelt worden ist, und dadurch eine Anpassung an beliebige Gleichtaktspannungen durchführen kann.
Vorteilhaft sind der als Diode geschaltete MOSFET und der linear betriebene MOSFET N-MOSFETs.
Vorteilhaft umfasst die Stromquelle Folgendes:
einen ersten, als Diode geschalteten MOSFET, der bei einer ersten Gate-Spannung betrieben wird,
einen zweiten MOSFET, der bei einer zweiten Gate-Spannung betrieben wird, die die erste Gate-Spannung überschreitet,
und einen dritten MOSFET, der bei einer Gate-Spannung betrieben wird, die in der Mitte zwischen der ersten und der zweiten Gate-Spannung liegt.
Vorteilhaft ist der erste, als Diode geschaltete MOSFET mit seinem Drain an dem positiven Eingang eines zweiten Operationsverstärkers gekoppelt und der zweite MOSFET mit seinem Drain an dem negativen Eingang eines zweiten Operationsverstärkers gekoppelt, und der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers steuert eine erste Stromquelle, die einen Strom für den ersten, als Diode geschalteten MOSFET bereitstellt, und eine zweite Stromquelle, die einen Strom für den zweiten MOSFET bereitstellt.
Vorteilhaft sind die erste Stromquelle und die zweite Stromquelle jeweils P-MOSFETs.
Vorteilhaft bestimmt das Verhältnis der Differenz der Drain-Ströme ΔI des ersten und zweiten MOSFET und der Differenz ΔU der Gate-Spannungen des ersten und zweiten MOSFET die Transkonduktanz des dritten MOSFET.
Vorteilhaft kann die Differenz ΔU zwischen den Gate-Spannungen des ersten und zweiten MOSFET durch zwei Widerstände in einer Reihenschaltung gesetzt werden, durch die ein Strom zwangsweise gesteuert wird, was durch das Verhältnis einer Referenzspannung und eines Referenzwiderstands bestimmt wird.
Vorteilhaft wird die Differenz der Drain-Ströme ΔI des ersten und zweiten MOSFET durch eine Stromquelle bereitgestellt.
Vorteilhaft weist die Offset-Spannung des zweiten Operationsverstärkers einen vernachlässigbaren Effekt auf die Transkonduktanz eines dritten MOSFET auf.
Gemäß einem weiteren Aspekt wird eine integrierte Schaltung zur Verfügung gestellt, die einen Verstärker mit variabler Verstärkung umfasst, der eine Eingangsstufe und eine Ausgangsstufe einschließt, wobei wenigstens eine Stufe Folgendes umfasst:
wenigstens einen linear betriebenen MOSFET, der mit seinem Gate an einem Abstimmspannungs-Generatorkreis gekoppelt ist, der eine Steuerspannung für das Betreiben des MOSFET als einen linearen Widerstand bereitstellt, wobei der Mittelwert der Source- und Drain-Spannung mit dem Abstimmspannungsgenerator gekoppelt ist.
Vorteilhaft sind die Eingangs- und Ausgangsstufen voneinander durch eine Zwischensignal-Verarbeitungsstufe getrennt, die in der Stromdomäne arbeitet und einen differentiellen Eingangsstrom von der Eingangsstufe empfängt und der Ausgangsstufe einen Differenzstrom bereitstellt.
Vorteilhaft kann die Zwischenstufe eine beliebige Signalverarbeitungsaufgabe durchführen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 stellt ein Ausführungsbeispiel eines Abstimmspannungs-Generatorkreises dar, der mit einem MOSFET gekoppelt ist, der als ein linearer Widerstand betrieben wird;
2 stellt eine Variation des Abstimmspannungs-Generatorkreises dar, der mit einem MOSFET gekoppelt ist;
3 stellt eine Schaltung eines Verstärkers mit variabler Verstärkung dar, die Abstimmspannungs-Generatorkreise umfasst;
4 stellt eine schematische Darstellung einer Schaltung dar, die eine Eingangsstufe, eine Laststufe und eine Stromdomänen-Verarbeitungsstufe dazwischen umfasst;
5a–5d stellen schematische Darstellungen einer Eingangsstufe einer Verstärkerschaltung mit variabler Verstärkung dar;
6 stellt ein Ausführungsbeispiel einer Stromquellenschaltung zum Bereitstellen eines Gm-Konstantstroms dar;
7 stellt eine quadratische Kurve zur Veranschaulichung des Kontexts der Stromquellenschaltung dar.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf einige bevorzugte Ausführungsbeispiele davon beschrieben werden, wie sie in den beigefügten Zeichnungen veranschaulicht sind. In der nachfolgenden Beschreibung werden zahlreiche spezifische Einzelheiten dargelegt, um ein umfassendes Verständnis der vorliegenden Erfindung bereitzustellen. Es wird einem Fachmann auf dem Gebiet aber klar sein, dass die vorliegende Erfindung ohne einige dieser oder alle diese spezifischen Einzelheiten praktiziert werden kann. In anderen Fällen sind bekannte Prozesse und Schritte nicht im Einzelnen beschrieben worden, um die vorliegende Erfindung nicht unnötigerweise zu verschleiern.
Die Transkonduktanz eines MOSFET-Transistors in Sättigung (saturation) ist gegeben durch g_{m_MOSFET_saturated} = μ·C ' / ox·( W / L)_sat·(V_{gs_sat} – V_th0) (1) wobei

μ: die Beweglichkeit von Ladungsträgern ist,
C ' / ox: die spezifische Oxidkapazität ist,
( W / L)_sat: das Verhältnis von Breite zu Länge des Transistorkanals des gesättigten Transistors ist,
V_{gs_sat}: die Gate-Source-Spannung ist, und
V_th0: die Schwellenspannung des Transistors ohne Substrateffekt (Body Effect) ist.

In ähnlicher Weise ist der Widerstand (als Größe) eines Transistors im linearen Betrieb gegeben durch
wobei ( W / L )_R das Verhältnis von Breite zu Länge ist und V_{gs_R} die Gat-Source-Spannung des Transistors im linearen Betrieb ist.
In einem Arbeitspunkt eines elektrischen Stromkreises, bei dem die Gate-Source-Spannung in Sättigung identisch zu der Gate-Source-Spannung im linearen Betrieb ist, das heißt, wenn V_gs = V_{gs_sat} = V_{gs_R}, (3) kann der Widerstand des MOSFET-Transistors im linearen Betrieb in Beziehung zu der Transkonduktanz des MOSFET, der in Sättigung arbeitet, gestellt werden. Dementsprechend ist dann, wenn
V_{gs_R} – V_th0 in der Gleichung (2) ersetzt, der Widerstand des MOSFET-Transistors gegeben durch
Angenommen, eine konstante Transkonduktanz g_{m_MOSFET_saturated} kann unabhängig von umgebungsbedingten Schwankungen, d. h., unabhängig von zum Beispiel Temperatur und Versorgungsspannung sowie auch von Prozessecken (Process Corners), bereitgestellt werden, dann wird auch der Widerstand des Transistors im linearen Betrieb, R_{MOSFET_linear}, konstant sein.
1 zeigt eine schematische Schaltung 100, die einen Abstimmspannungsgenerator 110 umfasst, der mit einem MOSFET-Transistor 120 gekoppelt ist. Der Spannungsgenerator 110 umfasst einen Operationsverstärker (OpAmp) 111, der mit einem N-MOSFET 112 gekoppelt ist, wobei der N-MOSFET 112 als Diode geschaltet ist. Der Drain und das Gate des Transistors 112 sind somit kurzgeschlossen; folglich wird der Transistor 112 immer in Sättigung betrieben. Der als Diode geschaltete Transistor 112 ist mit seinem Gate und seinem Drain mit der Ausgangsspannung V_tune des OpAmp 111 gekoppelt.
Die Source des Transistors 112 ist mit einer Vorspannungsstromquelle 130 gekoppelt, die einen Strom I_gm durch den Transistor 112 zieht, wobei der Strom derart gesteuert wird, dass die Transkonduktanz des als Diode geschalteten Transistors 112 durch Prozess-, Temperatur- und Spannungsschwankungen hindurch konstant ist. Dies kann durch eine zusätzliche Gm-Steuerschaltung erreicht werden, die im Allgemeinen in analogen Eingängen (Front-Ends) zur Verfügung steht, die lineare zeitkontinuierliche Filter auf der Basis des Verhältnisses einer Transkonduktanz g_m und einer Kapazität C, sogenannte Gm/C-Filter, umfassen. Eine Skizze einer geeigneten Stromquelle für die Bereitstellung von I_gm wird an einer späteren Stelle in der vorliegenden Beschreibung beschrieben werden.
Die Source des als Diode geschalteten Transistors 112 ist in einer Rückkopplungsschleife auch mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 111 gekoppelt, so dass der OpAmp 111 die Source-Spannung V_cm des Transistors 112 an seinem invertierenden Eingang empfängt.
Der Spannungsgenerator 110 ist mit einem N-MOSFET-Transistor 120 für die Bereitstellung von Vtune als eine Steuerspannung für das Gate des N-MOSFET 120 gekoppelt. Dieser Transistor 120 ist von der gleichen Art wie der als Diode geschaltete Transistor 112 und verwendet die gleiche Schwellenspannung, d. h., die reguläre Schwellenspannung oder eine niedrige Schwellenspannung, und Oxiddichte, wird aber in seinem linearen Betriebsbereich betrieben. Der Drain und die Source des Transistors 120 sind mit einem Spannungsmessblock 140 gekoppelt.
Somit empfängt der Block 140 die Source-Spannung und die Drain-Spannung V_p, V_n des Transistors 120 als Eingangsspannung und gibt die mittlere Spannung V_{cm_target} der Eingangsspannungen aus, d. h.,
Der Mittelwert der Source-Spannung und der Drain-Spannung bildet eine ausreichende Approximation der Source-Spannung, wenn die Source und der Drain während des Betriebs in Folge der differentiellen Implementierung der VGA-Schaltung, die später noch beschrieben wird, alternieren. Der Block 140 kann in einem Ausführungsbeispiel ein hochohmiger Widerstandsteiler sein, der zwei gleiche Widerstände in Reihe geschaltet umfasst, wobei die Spannung V_{cm_target} an dem Mittelabgriff zwischen den beiden Widerständen abgegriffen werden kann.
Die Spannung V_{cm_target} ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des OpAmp 111 gekoppelt, der auf diese Weise mit der Source-Spannung V_cm des als Diode geschalteten Transistors 112 und der Spannung V_{cm_target} gekoppelt ist. Demgemäß zielt der OpAmp 111 darauf ab, die Differenz zwischen seinen Eingangsspannungen V_cm und V_{cm_target} so zu minimieren, dass V_cm gleich V_{cm_target} ist. Folglich pendelt die Schaltung um einen Gleichtaktpegel herum, der durch Vp und Vn gegeben ist, da der als Diode geschaltete Transistor 112 und der linear betriebene Transistor 120 über ihre Gates mit der gleichen Spannung V_tune gekoppelt sind und wenn V_cm beinahe V_{cm_target} ist. Die Gate-Source-Spannungen des als Diode geschalteten Transistors 112 und des linear betriebenen Transistors 120 können somit als identisch betrachtet werden; folglich kann die Gleichung (3) als erfüllt betrachtet werden.
Auf diese Weise wird der linear betriebene Transistor 120 als ein linearer Widerstand betrieben, wobei es möglich ist, den Betrieb an unterschiedliche Arbeitspunkte anzupassen, die nur von der Schaltung bestimmt werden, in der der Transistor 120 eingebettet ist, d. h., mit der er über seine Source und seinen Drain gekoppelt ist.
Unter Berücksichtigung der oben gegebenen Gleichung 5 kann auch der Widerstand des linear betriebenen Transistors 120 angepasst werden, indem zum Beispiel das Verhältnis der Breiten-zu-Längen-Verhältnisse der beteiligten Transistoren eingestellt wird. Folglich kann durch das Erhöhen des (W/L)_R-Verhältnisses des linear betriebenen Transistors oder durch das Verringern des Breiten-zu-Längen-Verhältnisses (W/L)_sat des gesättigten Transistors der Widerstand des linear betriebenen Transistors verringert werden.
2 zeigt eine Variation der Schaltung. Der Operationsverstärker 211, die Vorspannungsstromquelle 230 und die Messschaltung 240 sind identisch zu den entsprechenden Vorrichtungen, die in der Schaltung 100 gezeigt sind, außerdem ist die Verdrahtung zwischen den Vorrichtungen identisch. Im Gegensatz zu der Schaltung 100 ist der als Diode geschaltete Transistor 212 Bulk-Source-kurzgeschlossen, um den sogenannten Substrateffekt (Body Back-Gate Effect oder Body Effect) der NMOS-Vorrichtungen zu vermeiden. Der Substrateffekt des linear betriebenen Transistors 220 wird durch das Verbinden des Bulk mit der gemessenen Gleichtaktspannung V_{cm_target} minimiert. Insbesondere wird das Bulk des gesättigten oder als Diode geschalteten Transistors 212 mit seiner Source kurzgeschlossen, und das Bulk des linear betriebenen Transistors 220 wird mit dem Ausgang der Schaltung 140, d. h., mit V_{cm_target}, gekoppelt. Obgleich diese Verbindung zwischen Bulk und Source der Transistoren die Betriebsprinzipien nicht beeinflusst, werden die Charakteristiken der Vorrichtungen dahingehend verbessert, dass die Schwellenspannung herabgesetzt wird.
Somit offenbaren die beschriebenen Schaltungen einen Abstimmspannungs-Generatorkreis, der einen als Diode geschalteten MOSFET umfasst, der von einer Stromquelle so betrieben wird, dass er eine Transkonduktanz aufweist, die quer durch Prozess-, Temperatur- und Spannungsschwankungen hindurch konstant bleibt. Insbesondere umfasst der Abstimmspannungsgenerator den als Diode geschalteten MOSFET in dem Gegenkopplungspfad des Operationsverstärkers, und die Stromquelle, die mit dem als Diode geschalteten MOSFET gekoppelt ist, wird derart gesteuert, dass die Transkonduktanz des als Diode geschalteten MOSFET wunschgemäß konstant gehalten wird. Der Abstimmspannungsgenerator ist mit einem linear betriebenen MOSFET gekoppelt, der als ein linearer Widerstand agiert. Der linear betriebene MOSFET ist mit dem Abstimmspannungsgenerator derart gekoppelt, dass er mit dem als Diode geschalteten Transistor eine gemeinsame Gate-Source-Spannung besitzt. Dies kann dadurch erreicht werden, dass die Gates beider Transistoren mit dem Ausgang des OpAmp verbunden werden, der in dem Abstimmspannungs-Generatorkreis enthalten ist, wobei der OpAmp die Source-Spannung des als Diode geschalteten Transistors an seinem invertierenden Eingang empfängt und den Mittelwert der Source-Spannung und der Drain-Spannung des linear betriebenen MOSFET an seinem nichtinvertierenden Eingang empfängt, so dass der OpAmp eine gemeinsame Gate-Source-Spannung erzwingt. Der Mittelwert der Source-Spannung und der Drain-Spannung des linear betriebenen MOSFET ist mit einem hochohmigen Spannungsteiler gekoppelt, von dem der Mittelwert an seinem Mittelabgriff abgegriffen wird.
Es können zum Beispiel veränderliche Widerstände verwendet werden, um die Verstärkung von Verstärkern und insbesondere die Verstärkung von Verstärkern mit variabler Verstärkung einzustellen. Im Gegensatz zu herkömmlichen Widerständen können MOSFET-Widerstände mühelos ein- oder ausgeschaltet werden, indem eine Abstimmspannung an ihrem Gate bereitgestellt wird. Sie können ausgeschaltet werden, indem ihre Gate-Source-Spannung auf einen Pegel reduziert wird, bei dem die Impedanz des MOSFET ausreichend hoch ist, um nicht berücksichtigt werden zu müssen. Durch das Verwenden einer Reihe von parallel geschalteten MOSFET-Widerständen ist es möglich, eine hochflexible Verstärkungseinstellung zu implementieren, wobei eine digitale Steuerung durch das Einschalten oder Ausschalten geeigneter Schalter möglich ist, um eine Spannung von V_tune oder V_off zu liefern. Folglich können verschiedene Beziehungen von Verstärkung zu Verstärkungsregelung implementiert werden, zum Beispiel eine lineare Regelung oder lineare Regelungen im Log-Modus (Log Domain), wobei die linearen Regelungen im Log-Modus in einem Lesesignalpfad eines Festplattenlaufwerks bevorzugt werden.
3 zeigt schematisch eine Schaltung eines Differenzverstärkers mit variabler Verstärkung (VGA) 300 zum Verstärken eines differentiellen Eingangssignals, das an den Eingangsanschlüssen V_{in_p} und V_{in_n} bereitgestellt wird, um jeweils ein differentielles Ausgangssignal an den Ausgangsanschlüssen V_{out_p} und V_{out_n} zu erzeugen. Die VGA-Schaltung 300 umfasst zwei Abstimmspannungsgeneratoren 310, 311, die linear betriebene N-MOSFETs als lineare Widerstände 330 und 331 steuern. Die Verstärkung der VGA-300-Schaltung wird durch das Verhältnis der MOSFETs, die als ohmsche Widerstände dienen, bestimmt, d. h., die Verstärkung ist proportional zu dem Verhältnis des Widerstands R_out 330 in der Ausgangsstufe 302 zu dem Widerstand R_in 331 in der Eingangsstufe 301. Da die Schaltung eine Eingangsstufe und eine Ausgangsstufe umfasst, sind die elektronischen Elemente in der Schaltung 300 unter Verwendung der Indexe „in” (Ein) und „out” (Aus) entsprechend mit einem Index versehen.
Die Abstimmspannungsgeneratoren 310, 311 können diejenigen sein, die in der 1 oder 2 skizziert sind. Da angenommen wird, dass die Gleichtakt-Ausgangsspannungen des Eingangs- und des Ausgangssignals nicht identisch sind, werden zwei Abstimmspannungsgeneratoren 310, 311, die bei unterschiedlichen Spannungen arbeiten, bereitgestellt. Jeder davon ist mit einer Stromquelle 320, 321 gekoppelt, die einen Strom zu den Abstimmspannungsgeneratoren, d. h., insbesondere zu den enthaltenen, als Diode geschalteten MOSFETs liefert, wobei die Stromquellen so angepasst und konfiguriert sind, dass sie einen Strom liefern, der die MOSFETs in einer Transkonduktanz aufrecht erhält, die quer durch Prozess-, Temperatur- und Spannungsschwankungen hindurch konstant ist. Ein Ausführungsbeispiel eines geeigneten Stromquellenschaltkreises wird später beschrieben werden.
Der Eingangswiderstand R_in 331 und der Ausgangswiderstand R_out setzen sich aus einem Netzwerk von parallel geschalteten N-MOSFETs zusammen, die als lineare Widerstände (als Bauteile) betrieben werden, die den gleichen oder einen unterschiedlichen Widerstand (als Größe) aufweisen können. Der Widerstandswert jedes der Widerstände 330, 331 kann gesetzt werden, indem Abstimmspannungen V_{tune_Rin} oder V_{tune_Rout} von irgendeiner Verstärkungsregelungslogik bereitgestellt werden, um die Transistoren einzuschalten, oder indem die Transistoren jeweils mit einer Spannung V_{off_Rin} oder V_{off_Rout} gekoppelt werden, die in jedem Fall zum Beispiel V_SS sein kann, um diese auszuschalten. Zu diesem Zweck ist der Abstimmspannungsgenerator 310 mit dem Widerstand R_out 330 gekoppelt und der Abstimmspannungsgenerator 311 ist mit dem Widerstand R_in 331 gekoppelt, um geeignete Spannungen V_{tune_Rout} und V_{tune_Rin} bereitzustellen. Das Verhältnis der Widerstände R_in und R_out kann somit durch den Verstärkungsregelungslogikblock 370 gesetzt werden, der mit den Widerständen gekoppelt ist und der entweder eine Abstimmspannung V_{tune_Rin} oder V_{tune_Rout} für das Gate eines Transistors bereitstellen kann, um den Transistor in einen linearen Betrieb zu schalten, oder der das Gate eines Transistors mit einer Spannung von V_{off_Rin} oder V_{off_Rout} koppeln kann, um einen Transistor auszuschalten. Ein Transistor, der dementsprechend auf einen linearen Betrieb geschaltet wurde, verringert den Gesamtwiderstand, da sein leitender Kanal parallel zu anderen Transistoren geschaltet ist. Umgekehrt nimmt ein Transistor, der mit einer Null-Spannung gekoppelt ist, einen unendlichen Widerstandswert an und kann folglich außer Acht gelassen werden.
Die Source- und Drain-Spannungen der Widerstände R_out und R_in sind mit Schaltungen 340, 341 gekoppelt, die den Mittelwert dieser Spannungen als V_{cm_Rout} und V_{cm_Rin} dem jeweiligen Abstimmspannungsgenerator bereitstellen. Außerdem sind die Bulk-Spannungen V_{bulk_Rin} und V_{bulk_Rout} der Transistoren mit den Abstimmspannungsgeneratoren 310, 311 gekoppelt, um diese Spannungen mit dem Mittelwert der Source-Gate-Spannungen zu koppeln.
In einem Ausführungsbeispiel können die Schaltungen V_cm-Sense_Rin 341 und V_cm-Sense_Rout 340 hochohmige Spannungsteiler sein, die zwei hochohmige Widerstände in Reihe geschaltet umfassen, wobei der Mittelwert der angelegten Spannungen von einem Mittelabgriff abgegriffen werden kann.
In einem Ausführungsbeispiel kann als eine Option ein Verstärker 350 zu der Schaltung 300 hinzugefügt werden. Der Verstärker 350 dient dazu, den Gleichtakt-Spannungsausgang der Schaltung 300 auf eine gewünschte Gleichtaktspannung V_{cm_out} einzustellen, indem die steuerbaren Stromquellen 360, 361 dementsprechend gesteuert werden. Wie veranschaulicht ist, ist der Verstärker 350 mit seinen Eingangsanschlüssen an dem Ausgang dieser Stromquellen über die Schaltung V_cm-Sense_Rout gekoppelt, um diese so auszusteuern, dass sie einen Strom derart ausgeben, dass eine gewünschte Gleichtakt-Ausgangsspannung V_{cm_out} erreicht wird. In dem Ausführungsbeispiel, das in der Schaltung 300 gegeben ist, wird angenommen, dass die Stromquellen 360, 361 in einer invertierten Art und Weise agieren, um eine Spannung zu regeln, die von dem Verstärker 350 bereitgestellt wird. Dies erklärt, warum die Ziel-Gleichtaktspannung Vcm_out mit dem negativen Eingang des Verstärkers 350 gekoppelt ist. Die Stromquellen 360, 361 können mit PMOS-Vorrichtungen implementiert werden.
Der VGA 300 umfasst auch zwei Treiberschaltungen 380, 381, die jeweils mit dem positiven Eingang und dem negativen Eingang gekoppelt sind. Jede dieser Schaltungen 380, 381 erzwingt durch einen Verstärkungsfaktor Ki, dass eine Ausgangsspannung von Vp, Vn jeweils proportional zu den Eingangsspannungen Vin_p und Vin_n ist. Des Weiteren fühlen diese Treiberschaltungen den Eingangsstrom I_Rin ab und stellen ein Vielfaches davon, d. h., I_Rin multipliziert mit dem Faktor K, der Ausgangsstufe 302 des VGA 300 bereit. Ein Strom von K·I_Rin wird dem Widerstand R_out aufgezwungen, der dementsprechend eine Ausgangsspannung quer durch R_out erzeugt. Wie oben erwähnt worden ist, kann der Gleichtakt-Spannungsausgang durch den Operationsverstärker 350 auf einen gewünschten Wert geregelt werden.
Auf diese Weise wird ein differentielles Eingangssignal V_in, welches jeweils dem positiven und dem negativen Eingangsanschluss V_{in_p} und V_{in_n} bereitgestellt wird, durch einen Gleichstrom-Verstärkungsfaktor von
verstärkt, wodurch ein verstärktes Ausgangssignal über den positiven Ausgangsanschluss V_{out_p} und den entsprechenden negativen Ausgangsanschluss V_{out_n} erzeugt wird.
4 zeigt ein schematisches Blockdiagramm 400 eines anderen Ausführungsbeispiels einer Differenzverstärkerschaltung mit variabler Verstärkung, wobei die Eingangstreiberschaltungen 380, 381 eine Stromdomänen-Signalverarbeitungskette einer Verstärkung von K umfassen können. In diesem Ausführungsbeispiel umfasst die Eingangsstufe 410, die das differentielle Eingangssignal V_idiff empfängt, einen ersten gesteuerten MOSFET-Widerstand, der von einem Abstimmspannungs-Generatorkreis angesteuert wird, wie dies oben beschrieben worden ist. Ein Antriebs- und Abfühl- bzw. Messblock, der Strom liefert, gibt einen Differenzstrom von Ip1, Im1 als Eingangsstrom für eine zweite Signalverarbeitungsstufe 420 aus. Diese zweite Verarbeitungsstufe 420 verarbeitet ihren Eingangsstrom, wodurch sie jeweils einen differentiellen Ausgangsstrom Ip2 und Im2 erzeugt, der in eine Laststufe 430 eingespeist wird. Die Laststufe 430 umfasst einen zweiten gesteuerten MOSFET-Widerstand und einen zweiten Abstimmspannungsgenerator. Durch das Einspeisen des Differenzstroms Ip2, Im2 durch den zweiten MOSFET-Widerstand wird eine Umwandlung von Strom in Spannung durchgeführt, so dass die Laststufe 430 eine Ausgangsspannung V_odiff ausgibt. Auf diese Weise kann der MOSFET-Widerstand, der in der Laststufe 430 enthalten ist, an dem Ende einer Signalverarbeitungskette positioniert sein, die eine Verstärkung eines Faktors K an ihren differentiellen Eingangsstrom Ip2 und Im2 anlegt.
Die 5a bis 5d zeigen verschiedene Ausführungsbeispiele einer Eingangsstufenschaltung 500. Jedes dieser Ausführungsbeispiele kann die Eingangsstufe 410 sein, wie sie oben beschrieben worden ist, und kann die Eingangsstufe 301 der oben beschriebenen Schaltung 300 ersetzen. Das heißt, der Ausgangsanschluss 510a ist mit V_{out_p} der Schaltung 300 gekoppelt und der Ausgangsanschluss 510b ist mit V_{out_n} der Schaltung 300 gekoppelt, wodurch die Ausgangsanschlüsse einer Schaltung 500 mit dem Widerstand R_out 330 der Schaltung 300 verbunden werden. Da sich die Schaltungen, die in den 5a bis 5c dargestellt sind, im Design der Rückkopplungsschleife unterscheiden, werden die Merkmale, die den Ausführungsbeispielen gemeinsam sind, für alle Schaltungen 500 beschrieben werden.
Die Schaltungen 500 implementieren eine Eingangsstufenschaltung, die auch den Strom I_Rin misst, der durch den Eingangswiderstand Rin 520 fließt. Die Schaltung 500 umfasst zwei identische Teilschaltungen 530, 531, die symmetrisch mit dem Eingangswiderstand 520 als Mittelpunkt angeordnet sind, wobei eine Teilschaltung mit dem Source-Anschluss des Eingangswiderstands gekoppelt ist und die andere Teilschaltung mit dem Drain-Anschluss des Eingangswiderstands gekoppelt ist. Die Teilschaltungen 530, 531 entsprechen den Schaltungen 380, 381 in 3. Jede der Teilschaltungen umfasst eine Stromrückkopplungsschleife, die verschiedene Ausführungen aufweisen kann. Da das Design bzw. die Ausführung der Teilschaltungen 530, 531 identisch ist und die Verarbeitung des positiven und des negativen Eingangssignals übereinstimmt, gilt die nachfolgende Beschreibung, die für die Teilschaltung 530 gegeben wird, auch für die Teilschaltung 531.
Das positive Eingangssignal V_{in_p} ist mit dem Gate des Eingangs-N-MOSFET 540 gekoppelt, der in Sättigung betrieben wird. Optional kann der MOSFET 540 Bulk-Source-verbunden sein, wie dies in der Zeichnung dargestellt ist. Der Strom, der in den MOSFET 540 fließt, d. h., der Strom I_gm, wird von einer Gegenkopplungsschleife, die eine Abweichung von dem erwarteten Gleichstrom misst, so geregelt, dass er konstant ist. Das heißt, die Stromzufuhren 550, 551 liefern jeweils einen Vorspannungsstrom von I_gm + I_fb, von dem der Vorspannungsstromanteil I_fb in eine Rückkopplungsschleife eingeführt wird und der Stromanteil I_gm durch die Eingangs-MOSFETs 540, 541 fließt. Rückkopplungsschleifen halten den Stromanteil I_fb und I_gm konstant, indem sie die Gates der Rückkopplungstransistoren 560, 561 steuern.
Der Stromanteil I_Rin wird durch die Differenz zwischen den Spannungen Vp und Vn, die proportional zu den Eingangsspannungen Vin_p und Vin_n sind, zwangsweise durch den Eingangswiderstand Rin 520 hindurch gesteuert, wobei I_Rin von den Rückkopplungstransistoren 560, 561 bereitgestellt wird. Dementsprechend fließt ein Strom von I_gm – I_Rin durch den Rückkopplungstransistor 560 und ein Strom von I_gm + I_Rin fließt durch den Rückkopplungstransistor 561.
Spiegeltransistoren 570, 571 besitzen gemeinsam die Spannung der Rückkopplungsschleife und spiegeln somit den Strom von I_gm – I_Rin und I_gm + I_Rin jeweils über die Anschlüsse 510a, 510b zu einer angeschlossenen Ausgangsstufe.
Der Strom, der in den Eingangs-N-MOSFET 540 fließt, wird durch die Gegenkopplungsschleife, die eine Abweichung von einem erwarteten Gleichstrom misst, so geregelt, dass er konstant ist. Die Schleife verstärkt diese Differenz von dem Gleichstrom-Ziel und steuert die Gates der Rückkopplungstransistoren 560, 561, um einen Korrekturstrom derart bereitzustellen, dass die Differenz auf Null ausgeglichen wird und der Gleichstrom durch die Eingangs-MOSFETs 540, 541 konstant ist.
Der Widerstand Rin 520, der eine Vielzahl von parallel geschalteten Transistoren umfasst, die als Widerstände betrieben werden sollen, wird im linearen Modus betrieben. Um das oben erwähnte Betriebsprinzip bei dem Eingangswiderstand 520 anzulegen, wird der Abstimmspannungsgenerator 511 mit der Gleichtaktspannung Vcm_Rin verbunden, die mit den beiden hochohmigen Widerständen Rcm gemessen wird, und stellt eine Abstimmspannung Vtune_Rin bereit. Der Vorspannungsstrom I_gm mit konstanter Transkonduktanz wird von der Stromquelle 521 bereitgestellt.
Die Gegenkopplungsschleife kann in verschiedenen Ausführungen implementiert werden. Unter Bezug auf die 5a kann die Rückkopplungsschleife in einem Ausführungsbeispiel als ein N-MOSFET 580 implementiert werden, der mit seinem Drain an der Stromzufuhr 530 gekoppelt ist, wobei er mit seinem Gate mit dem Drain des Eingangs-N-MOSFET 540 und mit seiner Source mit den kurzgeschlossenen Gates des Rückkopplungstransistors 560 und des Spiegeltransistors 570 gekoppelt ist. Die Source des N-MOSFET 580 ist des Weiteren mit der Stromquelle I_b gekoppelt, die den Vorspannungsstrom bereitstellt, der durch den N-MOSFET 580 fließt.
Das Gate des Transistors 580 ist in diesem Ausführungsbeispiel somit mit dem Drain des Eingangstransistors 540 gekoppelt. Der Rückkopplungsstrom I_fb, wie er in der Skizze dargestellt ist, ist somit vernachlässigbar und wird als Null angenommen.
Die Rückkopplungsschleifen halten den Stromanteil I_gm konstant, und zwar über die Steuerung der Gates der Rückkopplungstransistoren 560, 561 durch den Source-Folger 580, 581. Beide Schleifen umfassen einen hochohmigen Verstärkungsknoten an dem Gate der Transistoren 580, 581. An diesen Knoten wird ein Fehlerstrom, der parallel zu I_gm addiert wird, in eine große Spannung verstärkt, die zwangsweise zu den Gates der Rückkopplungstransistoren 560, 561 gesteuert wird, die wiederum einen Korrekturstrom bereitstellen, um den Fehlerstrom parallel zu I_gm auf Null zu zwingen. In einem Regelkreisbetrieb ist der Spannungshub an dem Gate des Rückkopplungstransistors 580 nur geringfügig größer als der Hub an den Gates der Transistoren 560 und 570.
Es sei angemerkt, dass in der skizzierten Schaltung der Rückkopplungstransistor 560 und der Spiegeltransistor 570 optional durch eine Reihenschaltung von zwei N-MOS-Vorrichtungen ersetzt werden können, wobei ein Transistor als Stromquelle mit einer geregelten Gate-Spannung und der zweite Transistor als Kaskode betrieben werden, wobei sein Gate mit einer konstanten Spannung verbunden ist, um die Ausgangsimpedanz des Stromquellentransistors 560 oder 570 zu steigern.
Es sei auch angemerkt, dass in der skizzierten Schaltung der Eingangstransistor 540 optional durch eine Reihenschaltung von zwei N-MOS-Vorrichtungen ersetzt werden kann, wobei ein Transistor als Source-Folger ähnlich wie die Transistoren 540 betrieben werden kann und ein zweiter Transistor in Reihe geschaltet als Kaskode betrieben werden kann, wobei sein Gate mit einer konstanten Spannung verbunden ist. In diesem Ausführungsbeispiel wird die Ausgangsimpedanz des Source-Folger-Transistors 540 erhöht, so dass eine höhere Schleifenverstärkung erzielt wird.
Wie in 5b dargestellt ist, kann die Rückkopplungsschleife in einem anderen Ausführungsbeispiel unter Verwendung einer Stromquelle 590 zum Steuern des Rückkopplungsstroms I_fb und einer Spannungsquelle 5100 implementiert werden, die eine Spannung V_shift zum Verschieben der Spannungen bereitstellt, die an die Gates des Rückkopplungstransistors 560 und des Spiegeltransistors 570 angelegt werden. Diese Spannungsverschiebung bewirkt eine optimale Aussteuerungsreserve für den Betrieb der Transistoren 540 und 560 in Sättigung. Ähnlich, wie dies für die vorherige Figur angemerkt worden ist, können der Eingangstransistor 540, der Rückkopplungstransistor 560 und der Spiegeltransistor 570 mit zusätzlichen Kaskoden ausgebildet werden, um den Transistorausgangswiderstand zu erhöhen.
Es sei angemerkt, dass in einer Variation dieses Ausführungsbeispiels die Spannung V_shift Null sein kann, so dass die Gates der Transistoren 560, 570 mit dem Drain des Eingangstransistors 540 kurzgeschlossen sind. Die Stromquelle 590 kann dann weggelassen werden, da I_fb Null ist.
Wie in 5c dargestellt ist, kann die Rückkopplungsschleife in einem anderen Ausführungsbeispiel unter Verwendung eines P-MOSFET 5110 implementiert werden, der mit seiner P-MOS-Source an dem Drain des Eingangstransistors 540 gekoppelt ist und mit seinem Drain an dem Gate des Rückkopplungstransistors 560 und an dem Gate des Spiegeltransistors 570 gekoppelt ist. Das Gate des P-MOS-Transistors 5110 ist mit einer Referenzspannung V_ref gekoppelt. Der P-MOS-Transistor 5110 arbeitet deshalb als eine Vorrichtung mit einer gefalteten Kaskode. Der hochohmige Knoten befindet sich in diesem Ausführungsbeispiel nicht mehr länger an dem Drain des Eingangstransistors 540, sondern an dem Gate des Rückkopplungstransistors 560. Deshalb können Betriebsbedingungen für niedrigere Speisespannungen optimiert werden.
Ähnlich wie dies für die 5a, 5b beschrieben worden ist, können in diesem Ausführungsbeispiel die Transistoren 540, 560, 570 optional mit einer zusätzlichen Kaskode implementiert werden. Dadurch kann die erzielbare Schleifenverstärkung etwa um das Zehnfache erhöht werden. Eine weitere Verbesserung bei der Schleifenverstärkung kann erzielt werden, indem auch zu dem P-MOSFET 5110 eine Kaskode hinzugefügt wird.
In einem Ausführungsbeispiel, das in der 5d gegeben ist, können sogar der Abstimmspannungsgenerator 511 und die Vorspannungsstromquelle 521, wie sie in den 5a bis 5c dargestellt sind, entfernt werden. Dies ist möglich, wenn die Eingangstransistoren 540, 541 vorgespannt werden, um eine konstante Transkonduktanz zu erhalten, z. B. durch das Beziehen eines geeigneten Vorspannungsstroms I_gm durch die Quellen 550, 551. Da die Vorrichtungen 540, 541 in Sättigung betrieben werden, sind sie in ihren Arbeitspunkten mit dem als Diode geschalteten Transistor 212 in 2 vergleichbar. Die Transistoren 540, 541 steuern zwangsweise die Gleichtaktspannung an den Knoten Vp, Vn und folglich die Source und den Drain des Eingangswiderstands Rin 520. Somit kann die Operation in Übereinstimmung mit dem Prinzip, das oben beschrieben worden ist, erzielt werden, indem die durchschnittlichen Gate-Source-Spannungen der gesättigten Transistoren 540, 521 und des MOSFET-Widerstands 520 abgeglichen werden. Zu diesem Zweck kann eine Steuerspannung aus der Eingangs-Gleichtaktspannung V_{tune_Rin} = (V_{in_p} + V_{in_n})/2 als Abstimmspannung für den Widerstand 520 erzeugt werden, wobei die Spannung Vtune_Rin erzeugt werden kann, indem ein Spannungsteiler 5120 verwendet wird, der mit den Eingangssignalen Vin_P und Vin_n gekoppelt ist. In einem Ausführungsbeispiel umfasst der Spannungsteiler zwei hochohmige Widerstände mit dem gleichen Widerstandswert in Reihe geschaltet, wodurch erlaubt wird, dass Vtune_Rin an einem Mittelabgriff des Teilers 5120 abgegriffen werden kann.
In 6 ist ein Ausführungsbeispiel einer Stromquelle gezeigt, die einen Strom I_gm bereitstellt.
Wenn man von der Tatsache ausgeht, dass MOSFET-Vorrichtungen, die in Sättigung betrieben werden, eine quadratische Beziehung zwischen der Gate-Spannung und dem Drain-Strom zeigen, d. h. I = k·U² (7) wobei

I: der Drain-Strom ist,
U: die Gate-Spannung ist,
k: eine Konstante ist, die von Gerätespezifikationen abhängig ist,

δI / δU = 2·k·U. (8)

Für drei MOSFET-Vorrichtungen, die bei den Spannungen U₁, U₂ und U₃ arbeiten, ist die Ableitung der Beziehung von Strom zu Spannung, d. h., die Transkonduktanz, an dem Arbeitspunkt U₃ der Quotient von ΔI/ΔU, wenn die nachfolgenden Gleichungen für die Arbeitspunkte U₁ und U₂ gelten: I₁ = k·U 2 / 1 (9) I₂ = k·U 2 / 2 (10) U₂ = U₁ + ΔU (11) I₂ = I₁ + ΔI (12) und wobei U₃ in der Mitte zwischen U₁ und U₂ liegt: U₃ = U₁ + ΔU / 2 = U2 – ΔU / 2 (13).
Mit anderen Worten, die Ableitung einer Sekante zwischen irgendwelchen zwei Punkten auf einer quadratischen Kurve stimmt mit der Ableitung einer Tangente zu der Kurve an der Mitte zwischen den Kreuzungspunkten der Sekante mit der quadratischen Kurve überein, was in 7 veranschaulicht ist. Die Spannungen U₁, U₂ und U₃ sind auf der quadratischen Kurve 710 lokalisiert. Die Sekante 720 erstreckt sich durch die Arbeitspunkte U₁, I₁ und U₂, I₂. Die Tangente 730 ist die Ableitung der quadratischen Kurve 710 an dem Arbeitspunkt U₃, I₃, wobei U₃ in der Mitte zwischen U₁ und U₂ liegt. Da die Tangente 730 parallel zu der Sekante 720 ist, ist es offensichtlich, dass die Ableitung der Sekante 720 mit der Ableitung der Tangente 730 übereinstimmt.
Die Transkonduktanz einer Vorrichtung, die bei der Betriebsspannung U₃ eine Betriebskennlinie 710 aufweist, wie sie in 7 dargestellt ist, kann somit eingestellt werden, indem diese Spannung angelegt wird. Dementsprechend kann dann, wenn eine erste und eine zweite MOSFET-Vorrichtung, zum Beispiel N-MOSFETs, in Sättigung und unter den oben genannten Bedingungen bei den Betriebsspannungen U₁, U₂ betrieben werden, die Transkonduktanz einer dritten MOSFET-Vorrichtung so gesteuert werden, dass sie gm3 = ΔI/ΔU ist.
Nun wird Rückbezug auf die Schaltung 600 in 6 genommen. Der NMOS-Transistor 610 wird bei einer Gate-Source-Spannung von U₁ betrieben, wobei der Transistor 610 als Diode geschaltet ist und folglich immer in Sättigung betrieben wird. Der NMOS-Transistor 620 wird bei einer Gate-Source-Spannung von U₂ betrieben, wobei U₂ = U₁ + ΔU zutreffend ist. Der NMOS-Transistor 630 wird bei einer Gate-Source-Spannung von U₃ = U₁ + ΔU / 2 = U₂ – ΔU / 2 betrieben.
Die Drains der NMOS-Transistoren 610, 620 sind mit den Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers 640 gekoppelt, der seinen Ausgang derart regelt, dass seine Eingangsspannungsdifferenz Vos minimiert wird. Der Ausgang des Verstärkers 640 ist mit den Transistoren 650 und 660 gekoppelt, die hier als Stromquellen dienen. Die Transistoren 650 und 660 steuern dementsprechend die Ströme I_bias1 und I_bias2 derart, dass die Drain-Spannung des Transistors 620 gleich der Drain-Spannung des Transistors 610 ist. Das heißt, da die Gate-Spannung U₂ des Transistors 620 höher als die Gate-Spannung U₁ des Transistors 610 ist, überschreitet I_bias2 den Strom Ibias1 um ΔI, vergleiche die oben gegebene Gleichung 12. Außerdem wird, da die Drain-Spannungen der Transistoren 610 und 620 gleich sind und der als Diode geschaltete Transistor 610 in Sättigung betrieben wird, der Transistor 620 ebenfalls in Sättigung betrieben. Es sei angemerkt, dass für die Bereitstellung der gleichen Ströme die Transistoren 650 und 660 ähnlich sind, d. h., das Verhältnis von Breite zu Länge ihrer leitenden Kanäle und die Schwellenspannungen sind ähnlich.
Der Transistor 630, der durch U₃ gesteuert wird, wie dies oben erwähnt worden ist, wird somit gesteuert, um einen Gm-Konstantvorspannungsstrom I_gm bereitzustellen. Es sei angemerkt, dass auch die Transistoren 610, 620 und 630 von der gleichen Art sind und ähnliche Charakteristiken aufweisen, d. h., das gleiche Verhältnis von Breite zu Länge des leitenden Kanals und die gleichen Schwellenspannungen.
Zur Bereitstellung einer Spannungsdifferenz von ΔU umfasst die Schaltung 600 einen Spannungsteiler 670, der in seiner einfachsten Form zwei ohmsche Widerstände mit gleichem Widerstandswert umfasst, durch die ein Strom I_shift von dem Transistor 680 zwangsweise gesteuert wird. Zur Bereitstellung des Strom ist die Schaltung mit einer Referenzspannung Vref gekoppelt, die mit dem Operationsverstärker 690 gekoppelt ist. Der Verstärker 690 puffert die Referenzspannung quer durch einen auf dem Chip integrierten Widerstand R_i 6120 und steuert den Transistor 6100, um einen Strom I_shift als I_shift = V_ref/R₁ auszugeben, wobei R₁ ein ohmscher Präzisionswiderstand der gleichen Art wie der Spannungsteiler 670 ist. Ein typischer Wert für V_ref ist eine Bandabstandsspannung von 1,2 V. Der Wert der Schwebespannung ΔU kann durch das Verhältnis der Widerstände R und R₁ bestimmt werden. Ein typischer Wert liegt bei 50 mV.
Der Transistor 6100 dient dementsprechend als eine Stromquelle, die den Strom I_shift bereitstellt. Die Transistoren 680 und 6110 dienen als Stromspiegel des Transistors 6100, da sie seine Gate-Spannung gemeinsam besitzen und mit der gleichen Zufuhrspannung gekoppelt sind. Folglich gibt der Transistor 680 einen Strom I_shift aus, der durch den Spannungsteiler 670 und den Transistor 610 fließt, um zu V_SS abgeleitet zu werden, und der Transistor 6110 gibt einen Strom I_shift der gleichen Amplitude aus, der durch den Transistor 620 fließt, so dass ein Strom von I_shift durch jeden der Transistoren 610 und 620 fließt. Es sei angemerkt, dass für die Bereitstellung des gleichen Stroms I_shift, wenn dieser von der gleichen Gate-Spannung gesteuert wird, die Transistoren 680, 6100 und 6110 das gleiche Breiten-zu-Längen-Verhältnis und die gleichen Schwellenspannungen aufweisen.
Unter den beschriebenen Vorspannungsbedingungen wird die Transkonduktanz des Transistors 630 folglich bestimmt durch gm3 = ΔI/ΔU.
Beim Starten der Schaltung wird der Strom ΔI, der dem negativen Eingang des Verstärkers 640 bereitgestellt wird, die Spannung an diesem negativen Eingang hochziehen, wodurch die Ausgangsspannung des Verstärkers zwangsweise auf niedrig gesetzt wird, wodurch wenigstens I_bias2 ansteigt, bis ein stabiler Arbeitspunkt erreicht worden ist.
In einem alternativen Ausführungsbeispiel kann der Strom ΔI dem Gate des Transistors 610 bereitgestellt werden, und zwar derart, dass der Drain-Strom des Transistors 610 um ΔI reduziert wird.
Die Spannungsdifferenz ΔU zwischen den Gates der Transistoren 610 und 620 und die Spannungsdifferenz 1/2·ΔU wird somit durch den Spannungsteiler 670 geregelt, der eine Reihe von zwei Schwebespannungsquellen bildet, die jeweils eine Spannung von 1/2·ΔU bereitstellen. Da die Widerstandswerte des Spannungsteilers 670 mit hoher Genauigkeit erzeugt werden können, können die Spannungsdifferenzen zwischen den Transistor-Gates exakt geregelt werden. Außerdem ist der Operationsverstärker 690 direkt mit den Drains der Transistoren 610 und 620 jeweils derart gekoppelt, dass eine Eingangs-Offset-Spannung des Verstärkers 690 außer Acht gelassen werden kann. Auch die Anzahl an beteiligten Bauteilen ist klein, wodurch die Anzahl an Elementen, die zu statistischen Fehlern bzw. Zufallsfehlern oder Fehlanpassungen beitragen, reduziert werden kann.
In einem anderen Ausführungsbeispiel wird die Schaltung 600 erweitert, um den Gm-Konstantstrom I_gm weiter einzustellen, indem ein steuerbarer Strommultiplizierer an dem Ausgang hinzugefügt wird. Dies kann erzielt werden, indem eine Anzahl von n gleichen oder gewichteten Kopien des Transistors 630 verwendet wird. Die Gates dieser Transistoren können entweder parallel zu dem Transistor 630 derart geschaltet werden, dass diese durch dieselbe Gate-Spannung gesteuert werden und ihr Ausgangsstrom zu dem des Transistors 630 addiert wird, oder die Gates können mit V_SS gekoppelt werden, wodurch die Transistoren ausgeschaltet werden.
Obwohl die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf bestimmte Ausführungsbeispiele beschrieben worden ist, wird es den Fachleuten auf diesem Gebiet klar sein, dass verschiedene Änderungen durchgeführt werden können und Äquivalente ersetzt werden können, ohne dass von dem Schutzumfang der Erfindung abgewichen wird. Außerdem können viele Modifikationen durchgeführt werden, um eine Anpassung einer bestimmten Situation oder eines bestimmte Materials an die Lehren der Erfindung vorzunehmen, ohne dass von deren Schutzumfang abgewichen wird. Deshalb soll die Erfindung nicht auf die speziellen, offenbarten Ausführungsbeispiele beschränkt sein.

Claims

Integrierte Schaltung, die Folgendes umfasst: einen als Diode geschalteten MOSFET, der mit seinem Drain an dem Ausgang eines Operationsverstärkers und mit seiner Source an dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers gekoppelt ist, wobei der als Diode geschaltete MOSFET mit seinem Drain des Weiteren an einer Stromquelle gekoppelt ist, und einen linear betriebenen MOSFET, der mit seinem Gate an dem Ausgang des Operationsverstärkers gekoppelt ist und mit dem Mittelwert seiner Source- und Drain-Spannungen an dem positiven Eingang des Operationsverstärkers gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Stromquelle so konfiguriert und angepasst ist, dass sie einen Strom durch den als Diode geschalteten MOSFET derart zieht, dass dieser MOSFET eine Transkonduktanz quer durch Prozess-, Temperatur- und Spannungsschwankungen hindurch konstant hält.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der linear betriebene MOSFET mit seiner Source und seinem Drain mit einem Spannungsteiler gekoppelt ist, der den Mittelwert der Source- und Drain-Spannung an einem Mittelabgriff bereitstellt.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 3, wobei das Bulk des linear betriebenen MOSFET mit dem Mittelabgriff des Spannungsteilers kurzgeschaltet ist.
Integrierte Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der als Diode geschaltete MOSFET Source-Bulk-kurzgeschlossen ist.
Integrierte Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der als Diode geschaltete MOSFET und der linear betriebene MOSFET von dem gleichen Konduktanztyp sind, die gleiche Oxiddicke aufweisen und die gleichen Schwellenspannungen aufweisen.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 6, wobei der Mittelwert der Source und des Drain des linear betriebenen MOSFET von einer dritten Schaltung ermittelt wird.
Integrierte Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Stromquelle Folgendes umfasst: einen ersten, als Diode geschalteten MOSFET, der bei einer ersten Gate-Spannung betrieben wird, einen zweiten MOSFET, der bei einer zweiten Gate-Spannung betrieben wird, die die erste Gate-Spannung überschreitet, und einen dritten MOSFET, der bei einer Gate-Spannung betrieben wird, die in der Mitte zwischen der ersten und der zweiten Gate-Spannung liegt.
Integrierte Schaltung, die einen Verstärker mit variabler Verstärkung umfasst, der eine Eingangsstufe und eine Ausgangsstufe einschließt, wobei wenigstens eine Stufe Folgendes umfasst: wenigstens einen linear betriebenen MOSFET, der mit seinem Gate an einem Abstimmspannungs-Generatorkreis gekoppelt ist, der eine Steuerspannung für das Betreiben des MOSFET als einen linearen Widerstand bereitstellt, wobei der Mittelwert der Source- und Drain-Spannung mit dem Abstimmspannungsgenerator gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 9, wobei die Eingangs- und Ausgangsstufen voneinander durch eine Zwischensignal-Verarbeitungsstufe getrennt sind, die in der Stromdomäne arbeitet und einen differentiellen Eingangsstrom von der Eingangsstufe empfängt und der Ausgangsstufe einen Differenzstrom bereitstellt.