JP5930252B2 - 擬似抵抗回路及び電荷検出回路 - Google Patents

擬似抵抗回路及び電荷検出回路 Download PDF

Info

Publication number
JP5930252B2
JP5930252B2 JP2015510028A JP2015510028A JP5930252B2 JP 5930252 B2 JP5930252 B2 JP 5930252B2 JP 2015510028 A JP2015510028 A JP 2015510028A JP 2015510028 A JP2015510028 A JP 2015510028A JP 5930252 B2 JP5930252 B2 JP 5930252B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
effect transistor
field effect
voltage
pseudo
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2015510028A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2014162952A1 (ja
Inventor
恭英 高▲瀬▼
恭英 高▲瀬▼
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Application granted granted Critical
Publication of JP5930252B2 publication Critical patent/JP5930252B2/ja
Publication of JPWO2014162952A1 publication Critical patent/JPWO2014162952A1/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H03F1/301—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in MOSFET amplifiers
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
    • G01R29/24—Arrangements for measuring quantities of charge
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/70—Charge amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/46—One-port networks
    • H03H11/53—One-port networks simulating resistances; simulating resistance multipliers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/528—Indexing scheme relating to amplifiers the temperature dependence being controlled by referencing to the band gap

Description

本発明は、擬似抵抗回路及び電荷検出回路に関し、特に、弱反転領域で使用されるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備えた擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路に関する。
近年、絶縁体の圧電素子を用いた歪ゲージや加速度センサ等の電荷発生型のセンサである電荷出力センサが用いられるようになってきている。かかる電荷出力センサでは、微小な電荷を検出しているため、その検出信号を増幅するための増幅回路が必要となっている。
また、近年、半導体デバイス中では、その高機能・高集積化に伴い、ギガオームのオーダの抵抗値を呈する抵抗素子が必要となっている。
かかる状況下で、特許文献１は、検出装置、センサ及び電子機器に関し、非反転入力端子が接地された演算増幅器と、演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に並列に電気的に接続された抵抗素子及びコンデンサと、を備える増幅回路を開示する。
また、特許文献２は、マイクロ電子集積回路用のギガオーム負荷抵抗に関し、ＭＯＳＦＥＴを弱反転領域で使用して、高抵抗素子を得ることを開示する。
特開２００８−２２４２３０号公報 国際公開第９５／２５３４９号
しかしながら、本発明者の検討によれば、電荷検出回路においては、電荷出力センサからの検出信号の周波数範囲が低周波数領域にまで及ぶ場合も多く、かかる場合には、抵抗素子の抵抗値（帰還抵抗）とコンデンサの容量（帰還容量）とよって決まる遮断周波数を下げるために、少なくとも数十ＭΩ以上の高抵抗素子を搭載する必要がある。
ここで、特許文献１が開示する構成では、数十ＭΩ以上の高抵抗素子を搭載しようとすると、回路構成自体が大型化してしまう。また、それを小型化・集積化する具体的な構成については、何等の開示や示唆がなされていない。
一方で、特許文献２が開示する構成では、ＭＯＳＦＥＴを弱反転領域で使用して、高抵抗素子を得ることを開示してはいるが、それをどのように電荷検出回路に適用するかという具体的構成については、何等の開示や示唆がなされていない。
更に、本発明者の検討によれば、ＭＯＳＦＥＴの弱反転領域におけるＭＯＳＦＥＴの抵抗値は、ＭＯＳＦＥＴの酸化膜容量、及び閾値電圧や温度等の要因に応じて指数的に変動するものであるため、ＭＯＳＦＥＴの一連の製造工程のばらつき、及び電源電圧、温度の変化に対して非常に敏感である。また、かかる弱反転領域におけるＭＯＳＦＥＴの抵抗値は、ゲート電圧だけでなく、ドレイン電圧、ソース電圧の変動に応じても指数的に変動するものでもある。
よって、ＭＯＳＦＥＴを弱反転領域で動作させて、疑似抵抗素子として電荷検出回路に適用した場合には、ＭＯＳＦＥＴの抵抗値、つまり疑似抵抗値を調整するためにゲート電圧の調整回路が別途必要になると共に、ＭＯＳＦＥＴのドレイン‐ソース間電圧が変化した際に疑似抵抗値も変動してしまうため、抵抗素子としての非線形性が強く、電源電圧の変動等に伴ってその出力信号に波形歪みが生じることが考えられる。
つまり、現状では、電界効果トランジスタの疑似抵抗値を、製造工程のばらつき、及び電源電圧、温度の変化に応じて調整する付加的な調整回路を設ける必要性を排すると共に、電界効果トランジスタの電源電圧の変動に起因する波形歪みを低減可能な新規な構成の擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路が待望された状況にある。
本発明は、以上の検討を経てなされたものであり、電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整する付加的な調整回路を設ける必要性を排すると共に、電界効果トランジスタの電源電圧の変動に起因する波形歪みを低減可能な擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路を提供することを目的とする。
以上の目的を達成するべく、本発明は、第１の電界効果トランジスタと、前記第１の電界効果トランジスタの電気的特性とマッチングされた電気的特性を有する第２の電界効果トランジスタと、基準抵抗素子の一方の端部及び前記第２の電界効果トランジスタのソース端子が電気的に接続された分圧回路と、反転入力端子、非反転入力端子、並びに前記第１の電界効果トランジスタのゲート端子及び前記第２の電界効果トランジスタのゲート端子に電気的に接続された出力端子を有し、前記反転入力端子及び前記非反転入力端子の対応する一方に前記分圧回路の中点電圧が入力され、かつ、前記反転入力端子及び前記非反転入力端子の対応する他方に基準電圧が入力される第１の演算増幅器と、前記基準抵抗素子の他方の端部に対して、前記第２の電界効果トランジスタのドレイン端子と電気的に接続された前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子のドレイン電圧を反転増幅した電圧を入力する第２の演算増幅器と、を備えた擬似抵抗回路であることを第１の局面とする。
かかる第１の局面の構成においては、反転入力端子、非反転入力端子、及び第１の電界効果トランジスタのゲート端子及び第２の電界効果トランジスタのゲート端子に電気的に接続された出力端子を有し、反転入力端子及び非反転入力端子の対応する一方に分圧回路の中点電圧が入力され、かつ、反転入力端子及び非反転入力端子の対応する他方に基準電圧が入力される第１の演算増幅器の負帰還動作によって、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値が、所定値に安定する。
また、本発明は、かかる第１の局面に加えて、前記第２の演算増幅器の入力側端子及び前記第２の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子に対して、前記第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧の絶対値電圧を入力する絶対値回路を更に備えたことを第２の局面とする。
かかる第２の局面の構成においては、第２の演算増幅器の入力側端子及び第２の電界効果トランジスタドレイン端子に対して、第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧の絶対値電圧を入力する絶対値回路が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧を絶対値電圧に変換する。これにより、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び第２の演算増幅器の入力側端子に対して、正の値の電圧を与えるため、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持される。
また、本発明は、かかる第１の局面に加えて、前記第２の演算増幅器の前記入力端子に電気的に接続された前記第２の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子と、前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子と、の間に、第１の電圧源を更に備えたことを第３の局面とする。
かかる第３の局面の構成においては、第２の演算増幅器の入力端子に電気的に接続された第２の電界効果トランジスタのドレイン端子と、第１の電界効果トランジスタのドレイン端子と、の間に、所定の電圧の第１の電圧源が設けられることにより、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び第２の演算増幅器の入力端子の電圧を所定値に維持する。
また、本発明は、かかる第３の局面に加えて、前記第１の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるフローティング電圧源であることを第４の局面とする。
かかる第４の局面の構成においては、第１の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるフローティング電圧源であることにより、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することで、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整自在とし、かつその温度依存性を低減する。
また、本発明は、かかる第１から第４の局面のいずれかに加えて、更に、前記第１の電界効果トランジスタの前記ゲート端子と前記第２の電界効果トランジスタの前記ゲート端子とを電気的に接続する電気配線に第２の電圧源を更に備えたことを第５の局面とする。
かかる第５の局面の構成においては、第１の電界効果トランジスタのゲート端子と第２の電界効果トランジスタのゲート端子とを電気的に接続する電気配線に所定の電圧の第２の電圧源を設けることにより、その電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタのゲート電圧を典型的には低下させるように調整して、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を典型的にはより大きな値へと調整自在とする。
また、本発明は、かかる第５の局面に加えて、前記第２の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるフローティング電圧源であることを第６の局面とする。
かかる第６の局面の構成においては、第１の電界効果トランジスタのゲート端子と第２の電界効果トランジスタのゲート端子とを電気的に接続する電気配線にフローティング電圧源を設けることにより、その温度に比例した出力電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタのゲート電圧を調整し、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値におけるゲート電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することで、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整自在とし、かつその温度依存性を低減する。
また、本発明は、第１から第６のいずれかの局面に記載の前記擬似抵抗回路と、前記第１の電界効果トランジスタのソース端子に電気的に接続された反転入力端子、基準電圧が入力される非反転入力端子、及び前記第１の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子に電気的に接続された出力端子を有する第３の演算増幅器と、前記第３の演算増幅器の前記反転入力端子と前記第３の演算増幅器の前記出力端子との間、及び前記第１の電界効果トランジスタの前記ソース端子Ｓと前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子との間に電気的に接続された及びコンデンサと、を備えた電荷検出回路であることを第７の局面とする。
かかる第７の局面の構成においては、第１から第６の局面のいずれかに記載の擬似抵抗回路の動作と相まって、電荷検出回路の出力信号には、疑似抵抗回路の非線形性に起因する波形歪みが低減される。また、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値は、相対的に大きな値を呈するので、電荷出力センサからの低周波数領域の検出信号も、第３の演算増幅器で確実に増幅されて、電荷検出回路から出力される。
以上の本発明の第１の局面における擬似抵抗回路によれば、第１の電界効果トランジスタと、第１の電界効果トランジスタの電気的特性とマッチングされた電気的特性を有する第２の電界効果トランジスタと、基準抵抗素子の一方の端部及び第２の電界効果トランジスタのソース端子が電気的に接続された分圧回路と、反転入力端子、非反転入力端子、並びに第１の電界効果トランジスタのゲート端子及び第２の電界効果トランジスタのゲート端子に電気的に接続された出力端子を有し、反転入力端子及び非反転入力端子の対応する一方に分圧回路の中点電圧が入力され、かつ、反転入力端子及び非反転入力端子の対応する他方に基準電圧が入力される第１の演算増幅器と、基準抵抗素子の他方の端部に対して、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子と電気的に接続された第１の電界効果トランジスタのドレイン端子のドレイン電圧を反転増幅した電圧を入力する第２の演算増幅器と、を備えることにより、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整する付加的な調整回路を設ける必要性を排することができると共に、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を所定値に安定させることができる。
また、本発明の第２の局面における擬似抵抗回路によれば、第２の演算増幅器の入力側端子及び第２の電界効果トランジスタのドレイン端子に対して、第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧の絶対値電圧を入力する絶対値回路が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧を絶対値電圧に変換することができ、これにより、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び第２の演算増幅器の入力側端子に対して、正の値の電圧を与えることができるため、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を、所定値に安定して維持することができる。
また、本発明の第３の局面における擬似抵抗回路によれば、第２の演算増幅器の入力端子に電気的に接続された第２の電界効果トランジスタのドレイン端子と、第１の電界効果トランジスタのドレイン端子と、の間に、所定の電圧の第１の電圧源が設けられることにより、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び第２の演算増幅器の入力端子の電圧を所定値に維持することができる。
また、本発明の第４の局面における擬似抵抗回路によれば、第１の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるフローティング電圧源であることにより、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することで、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整自在とし、かつその温度依存性を低減することができる。
また、本発明の第５の局面における擬似抵抗回路によれば、第１の電界効果トランジスタのゲート端子と第２の電界効果トランジスタのゲート端子とを電気的に接続する電気配線に第２の電圧源、典型的には所定の電圧の直流電圧源を設けることにより、その電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタのゲート電圧を典型的には低下させるように調整することができ、これにより、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を典型的にはより大きな値へと調整自在とすることができる。
また、本発明の第６の局面における擬似抵抗回路によれば、第１の電界効果トランジスタのゲート端子と第２の電界効果トランジスタのゲート端子とを電気的に接続する電気配線にフローティング電圧源を設けることにより、その温度に比例した出力電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタのゲート電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値におけるゲート電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することで、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整自在とし、かつその温度依存性を低減することができる。
また、本発明の第７の局面における電荷検出回路によれば、第１から第６の局面のいずれかに記載の擬似抵抗回路と、第１の電界効果トランジスタのソース端子に電気的に接続された反転入力端子、基準電圧が入力される非反転入力端子、及び第１の電界効果トランジスタのドレイン端子に電気的に接続された出力端子を有する第３の演算増幅器と、第３の演算増幅器の反転入力端子と第３の演算増幅器の出力端子との間、及び第１の電界効果トランジスタのソース端子Ｓと第１の電界効果トランジスタのドレイン端子との間に電気的に接続された及びコンデンサと、を備えることにより、第１から第４のいずれかに記載の擬似抵抗回路の効果と相まって、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減された電荷検出回路の出力信号を得ることができる。また、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値は、相対的に大きな値を呈することができるので、電荷出力センサからの低周波数領域の検出信号も、第３の演算増幅器で確実に増幅して、電荷検出回路から出力することができる。更に、このように擬似抵抗回路を含む電荷検出回路では、容易に集積化することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図２は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図３は、本発明の第２の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図４は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図５は、本発明の第３の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図６は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図７は、本発明の第４の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図８は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図９は、本発明の第５の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図１０は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図１１は、本発明の第６の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図１２は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図１３は、本発明の第７の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図１４は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図１５は、本発明の第８の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図１６は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図１７は、本発明の第９の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図１８は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図１９は、本発明の第１０の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図２０は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図２１は、本発明の第１１の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図２２は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
以下、図面を適宜参照して、本発明の各実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、詳細に説明する。
（第１の実施形態）
最初に、本発明の第１の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図１及び図２を参照して、詳細に説明する。
図１は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図２は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
〔擬似抵抗回路の構成〕
まず、図１を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路１の構成につき、詳細に説明する。
図１に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路１は、第１の電界効果トランジスタＭａと、第１の電界効果トランジスタＭａの抵抗値の変動に起因する波形歪みを低減する歪補償バイアス源２と、を備えている。
第１の電界効果トランジスタＭａは、典型的には、ＭＯＳＦＥＴであり、ｎ型のＭＯＳＦＥＴによって構成されているものとする。第１の電界効果トランジスタＭａは、弱反転領域で動作させることによって擬似抵抗素子として機能する。つまり、第１の電界効果トランジスタＭａの抵抗値は、その弱反転領域における疑似抵抗値である。
ここで、第１の電界効果トランジスタＭａのソース端子Ｓは、接地端子等の基準電圧を与える基準電圧端子に電気的に接続されている。第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄは、その電圧がドレイン電圧Ｖｏである端子であり、詳細は後述する歪補償バイアス源２における第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第２の演算増幅器ＯＰ２の入力側端子に電気的に接続されている。また、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇは、詳細は後述する歪補償バイアス源２における第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子、及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。
歪補償バイアス源２は、分圧回路２１と、第２の電界効果トランジスタＭｂと、第１の演算増幅器ＯＰ１と、第２の演算増幅器ＯＰ２と、を備えている。
ここで、分圧回路２１は、基準抵抗素子Ｒｓｔｄと第２の電界効果トランジスタＭｂとを電気的に接続した回路によって構成されている。基準抵抗素子Ｒｓｔｄの一方の端部は、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力側端子に電気的に接続されていると共に、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの他方の端部は、第２の電界効果トランジスタＭｂのソース端子Ｓに電気的に接続されている。
第２の電界効果トランジスタＭｂの電気的特性は、第１の電界効果トランジスタＭａの電気的特性とマッチングされている。つまり、本実施形態においては、第２の電界効果トランジスタＭｂは、典型的には、第１の電界効果トランジスタＭａと同一ウェハ上で一連の同一工程により同じ物性的構成のものとして作製されたものである。すなわち、第２の電界効果トランジスタＭｂは、第１の電界効果トランジスタと同一の極性を有し、典型的には、ＭＯＳＦＥＴであり、ｎ型のＭＯＳＦＥＴによって構成されているものとする。また、第２の電界効果トランジスタＭｂは、第１の電界効果トランジスタＭａと同様に、弱反転領域で動作されるものであり、第２の電界効果トランジスタＭｂの抵抗値は、その弱反転領域における疑似抵抗値である。
ここで、第２の電界効果トランジスタＭｂのソース端子Ｓは、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの他方の端部に電気的に接続されている。第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄは、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力側端子に電気的に接続されている。また、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇは、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子及び第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。
第１の演算増幅器ＯＰ１は、反転入力端子（−）、非反転入力端子（＋）、及び出力端子を備えている。
ここで、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）は、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの一方の端部と、第２の電界効果トランジスタＭｂのソース端子Ｓと、の間、すなわち分圧回路２１の中点電圧に電気的に接続されている。第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）は、接地端子等の所定の基準電圧を与える基準電圧端子に電気的に接続されている。また、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子は、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇ、及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。
第２の演算増幅器ＯＰ２は、その入力電圧を反転増幅する機能を有し、−１倍等の所定の負の増幅率でその入力電圧を増幅するものとする。なお、第２の演算増幅器ＯＰ２の各端子の電気的な接続構成については、その詳細な図示を省略し、その各端子は、入力側端子及び出力側端子と略記する。
ここで、第２の演算増幅器ＯＰ２の入力側端子には、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄ、及び第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄが電気的に接続されて、ドレイン電圧Ｖｏが印加されている。第２の演算増幅器ＯＰ２の出力側端子は、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの一方の端部に電気的に接続されている。
また、図中、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの一方の端部と、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力側端子と、を電気的に接続する電気配線上の部位をノードＮ１で示す。基準抵抗素子Ｒｓｔｄの他方の端部と、第２の電界効果トランジスタＭｂのソース端子Ｓと、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）と、を電気的に接続する電気配線上の部位をノードＮ２で示し、ノードＮ２の電圧は、分圧回路２１の中点電圧である。また、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇと、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇと、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子と、を電気的に接続する電気配線Ｌ１上の部位をノードＮ３で示す。
〔擬似抵抗回路の動作〕
次に、以上の構成を有する擬似抵抗回路１の動作につき、詳細に説明する。
以上の構成を有する擬似抵抗回路１で、第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）が、接地端子等の基準電圧端子に電気的に接続され、第２の演算増幅器ＯＰ２の増幅率が、−１倍等の負の倍率であり、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが、正の電圧であって、かつ、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇの電圧及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇの電圧が、所定値よりも高い、つまり、これらの疑似抵抗値が、所定値よりも小さくなっている場合において、かかる擬似抵抗回路１の動作ついて検討する。
かかる条件下で、ノードＮ２の電圧がドレイン電圧Ｖｏより小さな値ではあるが正の値となることに対応して、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）には正の電圧が入力される。このため、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧が低下することによって、ノードＮ３の電圧が低下して、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート電圧が低下し、第２の電界効果トランジスタＭｂの疑似抵抗値が増加する。これにより、ノードＮ２の電圧が低下する。
更に、第１の演算増幅器ＯＰ１により、引き続き負帰還がかかることによって、ノードＮ２の電圧が、基準電圧になるように安定していく。この結果、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧が安定することによって、ノードＮ３の電圧が安定して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧が、所定値に安定していく。
つまり、第１の演算増幅器ＯＰ１の負帰還動作によって、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、次第に大きくなっていき、最終的には所定値に安定することになる。一方で、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇの電圧及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇの電圧が、所定値よりも低い、つまり、これらの疑似抵抗値が、所定値よりも大きくなっている場合においても、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、同様に最終的には所定値に安定することになる。
よって、以上の構成を有する擬似抵抗回路１においては、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定的に維持されることになる。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図２を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路１が適用された電荷検出回路１００の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図２に示すように、電荷検出回路１００は、擬似抵抗回路１と、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
ここで、第３の演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子（＋）は、接地端子等の基準電圧端子に電気的に接続されている。第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）は、第１の電界効果トランジスタＭａのソース端子Ｓに電気的に接続されている。また、第３の演算増幅器ＯＰ３の出力端子は、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄに電気的に接続されている。コンデンサＣｆは、第３の演算増幅器ＯＰ３の出力端子とその反転入力端子（−）との間、及び第１の電界効果トランジスタＭａのソース端子Ｓとそのドレイン端子Ｄとの間に、並列に電気的に接続されている。
以上の構成を有する電荷検出回路１００では、図示を省略する電荷出力センサからの検出信号が、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）に入力されることによって、増幅された信号として出力される。
この際、擬似抵抗回路１によれば、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が所定値に安定しているため、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路１００の出力信号には、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減される。また、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値は、相対的に大きな値を呈することができるので、電荷出力センサからの低周波数領域の検出信号も、第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅されて、電荷検出回路１００から出力される。更に、このように擬似抵抗回路１を含む電荷検出回路１００では、集積化が容易である。
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図３及び図４を参照して、詳細に説明する。
図３は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図４は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
図３及び図４に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路１０及びそれを用いた電荷検出回路２００においては、第１の実施形態における擬似抵抗回路１及びそれを用いた電荷検出回路１００に対して、絶対値回路３が付加された構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。
〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図３を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路１０の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図３に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路１０は、第１の実施形態における擬似抵抗回路１に対して、更に、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄと第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄとの間に、絶対値回路３を設けている。
このように、本実施形態における擬似抵抗回路１０において、絶対値回路３を設けているのは、以下のような現象に対処するためである。
つまり、第１の実施形態における擬似抵抗回路１においては、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが、前提とする正の電圧ではなく負の電圧になってしまった場合には、ノードＮ２の電圧は負となり、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）には負の電圧が入力される。このため、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧が増加することによって、ノードＮ３の電圧が増加して、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート電圧が増加し、第２の電界効果トランジスタＭｂの疑似抵抗値が低下してしまう。これにより、ノードＮ２の電圧は、より低下してしまう。
更に、第１の演算増幅器ＯＰ１により、引き続き帰還がかかることによって、ノードＮ２の電圧は、負の値のままで低下し、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧がより増加することによって、ノードＮ３の電圧がより増加して、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート電圧がより増加し続けてしまう。この結果、正帰還がかかり、第２の電界効果トランジスタＭｂの疑似抵抗値が低下し続けてしまって一向に安定しない現象が、発生してしまうことになる。
そこで、本実施形態における擬似抵抗回路１０においては、絶対値回路３が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換する。これにより、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第２の演算増幅器ＯＰ２の入力側端子に対して、第１の実施形態におけるものと同様に正の値の電圧を与えることができる。
この結果、本実施形態における擬似抵抗回路１０においても、第１の実施形態における擬似抵抗回路１と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されることになる。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図４を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路１０が適用された電荷検出回路２００の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図４に示すように、本実施形態における電荷検出回路２００は、擬似抵抗回路１０に加え、第１の実施形態における電荷検出回路１００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
ここで、本実施形態における擬似抵抗回路１０においては、絶対値回路３が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換することができるため、第１の実施形態における擬似抵抗回路１と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されている。
このため、本実施形態における電荷検出回路２００においては、第１の実施形態における電荷検出回路１００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路２００の出力信号には、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減される。また、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値は、相対的に大きな値を呈することができるので、電荷出力センサからの低周波数領域の検出信号も、第１の実施形態における電荷検出回路１００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅されて、電荷検出回路２００から出力されることになる。
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図５及び図６を参照して、詳細に説明する。
図５は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図６は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
図５及び図６に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路２０及びそれを用いた電荷検出回路３００においては、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０及びそれを用いた電荷検出回路２００に対して、直流電圧源４が付加された構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。
〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図５を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路２０の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図５に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路２０は、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０に対して、更に、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇと第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇとを電気的に接続する電気配線Ｌ１に、所定の電圧の直流電圧源４を設けている。
詳しくは、直流電圧源４の負極端子は、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇに電気的に接続されると共に、直流電圧源４の正極端子は、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。
本実施形態における擬似抵抗回路２０においては、このような直流電圧源４を設けることにより、その電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧を低下させるように調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在としている。
この結果、本実施形態における擬似抵抗回路２０においては、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されることに加えて、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在とする。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図６を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路２０が適用された電荷検出回路３００の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図６に示すように、本実施形態における電荷検出回路３００は、擬似抵抗回路２０に加え、第２の実施形態における電荷検出回路２００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
ここで、本実施形態における擬似抵抗回路２０においては、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換しているため、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏ、つまり、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄから出力される出力波形の疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが、低減されていることに加え、直流電圧源４が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在としている。
このため、本実施形態における電荷検出回路３００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路３００の出力信号には、第２の実施形態における電荷検出回路２００と同様に、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減されることに加え、第２の実施形態における電荷検出回路２００に比較して、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号も、第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅されて、電荷検出回路３００から出力されることになる。
なお、本実施形態における直流電圧源４においては、必要に応じて、直流電圧源４の正極端子を、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇに電気的に接続すると共に、直流電圧源４の負極端子を、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続して、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより小さな値へと調整自在としてもかまわない。
また、本実施形態における直流電圧源４は、第１の実施形態における擬似抵抗回路１及びそれを用いた電荷検出回路１００に対して適用できることは、もちろんである。
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図７及び図８を参照して、詳細に説明する。
図７は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図８は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
図７及び図８に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路３０及びそれを用いた電荷検出回路４００においては、第３の実施形態における擬似抵抗回路２０及びそれを用いた電荷検出回路３００に対して、直流電圧源４をフローティング電圧源５に置換した構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。
〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図７を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路３０の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図７に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路３０は、第３の実施形態における擬似抵抗回路２０に対して、直流電圧源４の代わりに、ＰＴＡＴ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｔｏ Ａｂｓｏｌｕｔｅ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）電流源５１と抵抗素子Ｒとを備えるフローティング電圧源５を設けている。
詳しくは、ＰＴＡＴ電流源５１の出力端子は、抵抗素子Ｒの一方の端部、及び第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。また、抵抗素子Ｒの他方の端部は、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。
本実施形態における擬似抵抗回路３０においては、このようなフローティング電圧源５を設けることにより、その温度に比例した出力電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在としている。
この結果、本実施形態における擬似抵抗回路３０においては、第３の実施形態における擬似抵抗回路２０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値等へと調整自在とすることに加え、フローティング電圧源５が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減する。
なお、図７に示すＰＴＡＴ電流源５１の内部回路は一例として示したものであり、ＰＴＡＴ電流源の内部回路としては、これに限定されるものではなく、その他公知の構成を採用することが可能である。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図８を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路３０が適用された電荷検出回路４００の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図８に示すように、本実施形態における電荷検出回路４００は、擬似抵抗回路３０に加え、第３の実施形態における電荷検出回路３００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
ここで、本実施形態における擬似抵抗回路３０においては、第３の実施形態における擬似抵抗回路２０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値等へと調整自在とすることに加え、フローティング電圧源５が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減している。
このため、本実施形態における電荷検出回路４００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路４００の出力信号は、第３の実施形態における電荷検出回路３００と同様に、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号が第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅され、かつ、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減された態様で出力されることになることに加え、第３の実施形態における電荷検出回路３００に比較して、その温度依存性が低減されることになる。
なお、本実施形態におけるフローティング電圧源５は、第１の実施形態における擬似抵抗回路１及びそれを用いた電荷検出回路１００に対して適用できることは、もちろんである。
さて、以上の第２の実施形態から第４の実施形態では、絶対値回路３を設けた構成について説明したが、かかる絶対値回路３は、フローティング電圧源に置き換えることができる。そこで、以下、絶対値回路３をフローティング電圧源に置換した構成を有する第５の実施形態以降の各実施形態につき、図面を適宜参照しながら、詳細に説明する。
（第５の実施形態）
まず、本発明の第５の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図９及び図１０を参照して、詳細に説明する。
図９は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図１０は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
図９及び図１０に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路４０及びそれを用いた電荷検出回路５００においては、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０及びそれを用いた電荷検出回路２００に対して、絶対値回路３をフローティング電圧源６に置換した構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。
〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図９を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路４０の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図９に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路４０は、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０に対して、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄと第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄとの間に設けられた絶対値回路３に置換して、フローティング電圧源６を設けている。かかるフローティング電圧源（ドレーン側フローティング電圧源）６の構成は、第４の実施形態で説明したフローティング電圧源（ゲート側フローティング電圧源）５の構成と同様である。
このように、本実施形態における擬似抵抗回路４０において、フローティング電圧源６を設けているのは、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０に絶対値回路３を設けたのと同様に、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値にして、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第２の演算増幅器ＯＰ２の入力側端子に対して、第２の実施形態におけるものと同様に正の値の電圧を与えるためである。
詳しくは、フローティング電圧源６の負極端子は、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄに電気的に接続されると共に、フローティング電圧源６の正極端子は、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄに電気的に接続されている。フローティング電圧源６の具体的構成は、第４の実施形態で説明したフローティング電圧源５の構成と同様であり、詳細な図示は省略するが、第４の実施形態で一例として説明したように、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるものである。つまり、かかるＰＴＡＴ電流源の出力端子は、かかる抵抗素子の一方の端部、及び第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄに電気的に接続されているものであり、かかる抵抗素子の他方の端部は、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄに電気的に接続されることになる。
ここで、フローティング電圧源６の電圧の値Ｖｏｆｆは、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏの振幅の最大値Ｖｍａｘよりも大きい正の値に設定されることが必要である（Ｖｏｆｆ＞Ｖｍａｘ）。
このようなフローティング電圧源６を設けることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが前提とする正の電圧ではなく負の電圧になってしまった場合においてもその電圧を正の値に変換することができ、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第２の演算増幅器ＯＰ２の入力側端子に対して、第２の実施形態におけるものと同様に正の値の電圧を与えることができる。
更に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値は、第１の電界効果トランジスタＭａにおけるゲート電圧を熱電圧で規格化した値に対してのみならず、そのドレイン電圧を熱電圧で規格化した値に対しても指数的に変動するものであるので、熱電圧に比例した電圧値を出力するフローティング電圧源６を設けることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在とすることができる。
よって、このようなフローティング電圧源６を設けることにより、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第２の演算増幅器ＯＰ２の入力側端子に対して、第２の実施形態におけるものと同様に正の値の電圧を与えることができることに加え、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することができる。
この結果、本実施形態における擬似抵抗回路４０においても、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されることになることに加え、フローティング電圧源６が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減する。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図１０を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路４０が適用された電荷検出回路５００の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図１０に示すように、本実施形態における電荷検出回路５００は、擬似抵抗回路４０に加え、第２の実施形態における電荷検出回路２００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
ここで、本実施形態における擬似抵抗回路４０においては、フローティング電圧源６が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換することができるため、第１の実施形態における擬似抵抗回路１と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されていることに加え、フローティング電圧源６が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減している。
このため、本実施形態における電荷検出回路５００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路５００の出力信号は、第２の実施形態における電荷検出回路２００と同様に、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号が、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減された態様で、第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅されて出力されることになる。
なお、本実施形態におけるフローティング電圧源６の代わりに、電圧がＶｏｆｆ＞Ｖｍａｘを満足する直流電圧源を設けることもできる。かかる場合には、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することはできないが、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換することができ、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第２の演算増幅器ＯＰ２の入力側端子に対して、第２の実施形態におけるものと同様に正の値の電圧を与えることができる。
（第６の実施形態）
次に、本発明の第６の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図１１及び図１２を参照して、詳細に説明する。
図１１は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図１２は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
図１１及び図１２に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路５０及びそれを用いた電荷検出回路６００においては、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０及びそれを用いた電荷検出回路５００に対して、直流電圧源４が付加された構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。
〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図１１を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路５０の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図１１に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路５０は、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０に対して、更に、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇと第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇとを電気的に接続する電気配線Ｌ１に、直流電圧源４を設けている。そして、かかる直流電圧源４の構成は、第３の実施形態におけるものと同様である。
つまり、本実施形態における擬似抵抗回路５０においては、このような直流電圧源４を設けることにより、その電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧を低下させるように調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在としている。
この結果、本実施形態における擬似抵抗回路５０においては、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように調整自在とされ、その温度依存性を低減した所定値に安定して維持されることに加えて、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在とする。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図１２を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路５０が適用された電荷検出回路６００の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図１２に示すように、本実施形態における電荷検出回路６００は、擬似抵抗回路２０に加え、第５の実施形態における電荷検出回路５００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
ここで、本実施形態における擬似抵抗回路５０においては、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換し、かつ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減されているため、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏ、つまり、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄから出力される出力波形の疑似抵抗値の非線形性及び温度依存性に起因する波形歪みが、低減されていることに加え、直流電圧源４が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在としている。
このため、本実施形態における電荷検出回路６００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路６００の出力信号には、第５の実施形態における電荷検出回路５００と同様に、疑似抵抗値の非線形性及び温度依存性に起因する波形歪みが低減されることに加え、第５の実施形態における電荷検出回路５００に比較して、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号も、第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅されて、電荷検出回路６００から出力されることになる。
（第７の実施形態）
次に、本発明の第７の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図１３及び図１４を参照して、詳細に説明する。
図１３は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図１４は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
図１３及び図１４に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路６０及びそれを用いた電荷検出回路７００においては、第６の実施形態における擬似抵抗回路５０及びそれを用いた電荷検出回路６００に対して、直流電圧源４をフローティング電圧源５に置換した構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。
〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図１３を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路６０の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図１３に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路６０は、第６の実施形態における擬似抵抗回路５０に対して、直流電圧源４の代わりに、ＰＴＡＴ電流源５１と抵抗素子Ｒとを備えるフローティング電圧源５を設けている。そして、かかるフローティング電圧源（ゲート側フローティング電圧源）５の構成は、第４の実施形態におけるものと同様である。
つまり、本実施形態における擬似抵抗回路６０においては、このようなフローティング電圧源５を設けることにより、その温度に比例した出力電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在としている。
この結果、本実施形態における擬似抵抗回路６０においては、第６の実施形態における擬似抵抗回路５０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように調整自在とされ、その温度依存性を低減した所定値に安定して維持し、かつ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在とすることに加え、フローティング電圧源５が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるゲート電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減する。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図１４を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路６０が適用された電荷検出回路７００の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図１４に示すように、本実施形態における電荷検出回路７００は、擬似抵抗回路６０に加え、第６の実施形態における電荷検出回路６００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
ここで、本実施形態における擬似抵抗回路６０においては、第６の実施形態における擬似抵抗回路５０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値等へと調整自在とすることに加え、フローティング電圧源５が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるゲート電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減している。
このため、本実施形態における電荷検出回路７００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路７００の出力信号は、第６の実施形態における電荷検出回路６００と同様に、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号が第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅され、かつ、疑似抵抗値の非線形性及び温度依存性に起因する波形歪みが低減された態様で出力されることになることに加え、第６の実施形態における電荷検出回路６００に比較して、その温度依存性が更に低減されることになる。
さて、以上の各実施形態では、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが正の電圧である場合について説明してきたが、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏは、負の電圧であってもよい。そこで、以下、図面を適宜参照して、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の電圧である場合に関した本発明の各実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、詳細に説明する。
（第８の実施形態）
最初に、本発明の第８の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図１５及び図１６を参照して、詳細に説明する。
図１５は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図１６は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
図１５及び図１６に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路７０及びそれを用いた電荷検出回路８００においては、第１の実施形態における擬似抵抗回路１及びそれを用いた電荷検出回路１００に対して、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の電圧であることが主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。
〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図１５を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路７０の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図１５に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路７０においては、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の電圧であることに対応して、第１の演算増幅器ＯＰ１における反転入力端子（−）及び非反転入力端子（＋）における電気的な接続関係が、第１の実施形態における擬似抵抗回路１に対して異なっている。つまり、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）は、接地端子等の所定の基準電圧を与える基準電圧端子に電気的に接続されており、かつ、第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）は、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの一方の端部と、第２の電界効果トランジスタＭｂのソース端子Ｓと、の間、すなわち分圧回路２１の中点電圧にノードＮ２で電気的に接続されている。但し、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子は、第１の実施形態における擬似抵抗回路１と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇ、及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子ＧにノードＮ３で電気的に接続されている。
以上の構成を有する擬似抵抗回路７０において、第１の実施形態におけるものと同様に、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇの電圧及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇの電圧が、所定値よりも高い、つまり、これらの疑似抵抗値が、所定値よりも小さくなっている場合において、かかる擬似抵抗回路７０の動作ついて検討する。
かかる条件下で、ノードＮ２の電圧が、基準電圧とドレイン電圧Ｖｏの間の値、つまり負の値となることに対応して、第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）には負の電圧が入力される。このため、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧が低下することによって、ノードＮ３の電圧が低下して、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート電圧が低下し、第２の電界効果トランジスタＭｂの疑似抵抗値が増加する。これにより、ノードＮ２の電圧が低下する。
更に、第１の演算増幅器ＯＰ１により、引き続き負帰還がかかることによって、ノードＮ２の電圧が、基準電圧になるように安定していく。この結果、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧が安定することによって、ノードＮ３の電圧が安定して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧が、所定値に安定していく。
つまり、第１の実施形態におけるものと同様に、第１の演算増幅器ＯＰ１の負帰還動作によって、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、次第に大きくなっていき、最終的には所定値に安定することになる。一方で、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇの電圧及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇの電圧が、所定値よりも低い、つまり、これらの疑似抵抗値が、所定値よりも大きくなっている場合においても、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、同様に最終的には所定値に安定することになる。
よって、以上の構成を有する擬似抵抗回路７０においては、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定的に維持されることになる。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図１６を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路７０が適用された電荷検出回路８００の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図１６に示すように、電荷検出回路８００は、擬似抵抗回路７０に加え、第１の実施形態における電荷検出回路１００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
以上の構成を有する電荷検出回路８００では、第１の実施形態における電荷検出回路１００と同様に、図示を省略する電荷出力センサからの検出信号が、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）に入力されることによって、増幅された信号として出力される。
この際、擬似抵抗回路７０によれば、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が所定値に安定しているため、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路８００の出力信号には、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減される。また、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値は、相対的に大きな値を呈することができるので、電荷出力センサからの低周波数領域の検出信号も、第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅されて、電荷検出回路８００から出力される。更に、このように擬似抵抗回路７０を含む電荷検出回路８００では、集積化が容易である。
（第９の実施形態）
次に、本発明の第９の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図１７及び図１８を参照して、詳細に説明する。
図１７は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図１８は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
図１７及び図１８に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路８０及びそれを用いた電荷検出回路９００においては、第８の実施形態における擬似抵抗回路７０及びそれを用いた電荷検出回路８００に対して、フローティング電圧源７が付加された構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。
〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図１７を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路８０の構成及び動作につき、詳細に説明する。
図１７に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路８０は、第８の実施形態における擬似抵抗回路７０に対して、更に、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄと第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄとの間に、フローティング電圧源７を設けている。かかるフローティング電圧源（ドレーン側フローティング電圧源）７の構成は、その極性は逆になるが、第５の実施形態で説明したフローティング電圧源６の構成と同様である。
ここで、フローティング電圧源７の電圧の値Ｖｏｆｆは、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏの振幅の最大値Ｖｍａｘよりも大きい値に設定されることが必要である（Ｖｏｆｆ＞Ｖｍａｘ）。
このようなフローティング電圧源７を設けることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが前提とする負の電圧ではなく正の値になってしまった場合においてもその電圧を負の値に変換することができ、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第２の演算増幅器ＯＰ２の入力側端子に対して、負の値の電圧を与えることができる。
更に、このようなフローティング電圧源７は、第５の実施形態におけるフローティング電圧源６と同様に、熱電圧に比例した電圧値を出力するものとすることで、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在とすることができる。
よって、本実施形態における擬似抵抗回路８０においても、このようなフローティング電圧源７を設けることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されることになることに加え、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減する。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図１８を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路８０が適用された電荷検出回路９００につき、詳細に説明する。
図１８に示すように、本実施形態における電荷検出回路９００は、擬似抵抗回路８０に加え、第８の実施形態における電荷検出回路８００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
ここで、本実施形態における擬似抵抗回路８０においては、フローティング電圧源７が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが正の値である場合においてもその電圧を負の値に変換することができるため、第８の実施形態における擬似抵抗回路７０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されていることに加え、フローティング電圧源７が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減している。
このため、本実施形態における電荷検出回路９００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路９００の出力信号は、第８の実施形態における電荷検出回路８００と同様に、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号が、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減された態様で、第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅されて出力されることになる。
なお、本実施形態におけるフローティング電圧源７の代わりに、電圧がＶｏｆｆ＞Ｖｍａｘを満足する直流電圧源を設けることもできる。かかる場合には、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することはできないが、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが正の値である場合においてもその電圧を負の値に変換することができ、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第２の演算増幅器ＯＰ２の入力側端子に対して、第８の実施形態におけるものと同様に負の値の電圧を与えることができる。
（第１０の実施形態）
次に、本発明の第１０の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図１９及び図２０を参照して、詳細に説明する。
図１９は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図２０は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
図１９及び図２０に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路９０及びそれを用いた電荷検出回路１０００においては、第９の実施形態における擬似抵抗回路８０及びそれを用いた電荷検出回路９００に対して、直流電圧源４が付加された構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。
〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図１９を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路９０の構成につき、詳細に説明する。
図１９に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路９０は、第９の実施形態における擬似抵抗回路８０に対して、更に、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇと第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇとを電気的に接続する電気配線Ｌ１に、所定の電圧の直流電圧源４を設けている。かかる直流電圧源４は、第３の実施形態におけるものと同様である。
本実施形態における擬似抵抗回路９０においては、第３の実施形態と同様に、このような直流電圧源４を設けることにより、その電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧を低下させるように調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在としている。
この結果、本実施形態における擬似抵抗回路９０においては、第９の実施形態における擬似抵抗回路８０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように調整自在とされ、その温度依存性を低減した所定値に安定して維持されることに加えて、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在とする。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図２０を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路９０が適用された電荷検出回路１０００につき、詳細に説明する。
図２０に示すように、本実施形態における電荷検出回路１０００は、擬似抵抗回路９０に加え、第９の実施形態における電荷検出回路９００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
ここで、本実施形態における擬似抵抗回路９０においては、第９の実施形態における擬似抵抗回路８０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが正の値である場合においてもその電圧を負の値に変換し、かつ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減されているため、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏ、つまり、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄから出力される出力波形の疑似抵抗値の非線形性及び温度依存性に起因する波形歪みが、低減されていることに加え、直流電圧源４が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在としている。
このため、本実施形態における電荷検出回路１０００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路１０００の出力信号には、第９の実施形態における電荷検出回路９００と同様に、疑似抵抗値の非線形性及び温度依存性に起因する波形歪みが低減されることに加え、第９の実施形態における電荷検出回路９００に比較して、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号も、第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅されて、電荷検出回路１０００から出力されることになる。
なお、本実施形態における直流電圧源４においては、必要に応じて、直流電圧源４の正極端子を、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇに電気的に接続すると共に、直流電圧源４の負極端子を、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続して、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより小さな値へと調整自在としてもかまわない。
また、本実施形態における直流電圧源４は、第８の実施形態における擬似抵抗回路７０及びそれを用いた電荷検出回路８００に対して適用できることは、もちろんである。
（第１１の実施形態）
次に、本発明の第１１の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図２１及び図２２を参照して、詳細に説明する。
図２１は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図２２は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。
図２１及び図２２に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路１００及びそれを用いた電荷検出回路１１００においては、第１０の実施形態における擬似抵抗回路９０及びそれを用いた電荷検出回路１０００に対して、直流電圧源４をフローティング電圧源５に置換した構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。
〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図２１を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路１００の構成につき、詳細に説明する。
図２１に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路１００は、第１０の実施形態における擬似抵抗回路９０に対して、直流電圧源４の代わりに、ＰＴＡＴ電流源５１と抵抗素子Ｒとを備えるフローティング電圧源５を設けている。そして、かかるフローティング電圧源（ゲート側フローティング電圧源）５の構成は、第４の実施形態におけるものと同様である。
つまり、本実施形態における擬似抵抗回路１００においては、このようなフローティング電圧源５を設けることにより、その温度に比例した出力電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在としている。
この結果、本実施形態における擬似抵抗回路１００においては、第１０の実施形態における擬似抵抗回路９０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように調整自在とされ、その温度依存性を低減した所定値に安定して維持し、かつ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在とすることに加え、フローティング電圧源５が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるゲート電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減する。
〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図２２を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路１００が適用された電荷検出回路１１００につき、詳細に説明する。
図２２に示すように、本実施形態における電荷検出回路１１００は、擬似抵抗回路１００に加え、第１０の実施形態における電荷検出回路１０００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。
ここで、本実施形態における擬似抵抗回路１００においては、第１０の実施形態における擬似抵抗回路９０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値等へと調整自在とすることに加え、フローティング電圧源５が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるゲート電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減している。
このため、本実施形態における電荷検出回路１１００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路１１００の出力信号は、第１０の実施形態における電荷検出回路１０００と同様に、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号が第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅され、かつ、疑似抵抗値の非線形性及び温度依存性に起因する波形歪みが低減された態様で出力されることになることに加え、第１０の実施形態における電荷検出回路１０００に比較して、その温度依存性が更に低減されることになる。
なお、本実施形態におけるフローティング電圧源５は、第８の実施形態における擬似抵抗回路７０及びそれを用いた電荷検出回路８００に対して適用できることは、もちろんである。
なお、以上の各実施形態においては、第１の電界効果トランジスタＭａ及び第２の電界効果トランジスタＭｂは、共にｎ型のＭＯＳＦＥＴであるとしたが、各実施形態の構成は、原理的にはＭＯＳＦＥＴのキャリアの種別に関係なく適用できるため、これらは、ｐ型のＭＯＳＦＥＴであってもよい。かかる場合には、第１の演算増幅器ＯＰ１を介した負帰還が成立するように、第１の演算増幅器ＯＰ１における反転入力端子及び非反転入力端子の電気的な接続先を入れ替えればよい。
また、以上の各実施形態においては、第１の電界効果トランジスタＭａ及び第２の電界効果トランジスタＭｂは、共にＭＯＳＦＥＴであるとしたが、弱反転領域に見られる電気的特性に相当する電気的特性を有する電界効果トランジスタであれば、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタであってもよい。
また、本発明は、構成要素の形状、配置、個数等は前述の実施形態に限定されるものではなく、かかる構成要素を同等の作用効果を奏するものに適宜置換する等、発明の要旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能であることはもちろんである。
以上のように、本発明においては、電界効果トランジスタの疑似抵抗値を、製造工程のばらつき、及び電源電圧、温度の変化に応じて調整する付加的な調整回路を設ける必要性を排すると共に、電界効果トランジスタの電源電圧の変動に起因する波形歪みを低減可能な擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路を提供することができるものであるため、その汎用普遍的な性格から広範に擬似抵抗回路や電荷検出回路等の分野に適用され得るものと期待される。

Claims (7)

  1. 第１の電界効果トランジスタと、
    前記第１の電界効果トランジスタの電気的特性とマッチングされた電気的特性を有する第２の電界効果トランジスタと、
    基準抵抗素子の一方の端部及び前記第２の電界効果トランジスタのソース端子が電気的に接続された分圧回路と、
    反転入力端子、非反転入力端子、並びに前記第１の電界効果トランジスタのゲート端子及び前記第２の電界効果トランジスタのゲート端子に電気的に接続された出力端子を有し、前記反転入力端子及び前記非反転入力端子の対応する一方に前記分圧回路の中点電圧が入力され、かつ、前記反転入力端子及び前記非反転入力端子の対応する他方に基準電圧が入力される第１の演算増幅器と、
    前記基準抵抗素子の他方の端部に対して、前記第２の電界効果トランジスタのドレイン端子と電気的に接続された前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子のドレイン電圧を反転増幅した電圧を入力する第２の演算増幅器と、
    を備えた擬似抵抗回路。
  2. 前記第２の演算増幅器の入力側端子及び前記第２の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子に対して、前記第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧の絶対値電圧を入力する絶対値回路を更に備えた請求項１に記載の擬似抵抗回路。
  3. 前記第２の演算増幅器の前記入力端子に電気的に接続された前記第２の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子と、前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子と、の間に、第１の電圧源を更に備えた請求項１に記載の疑似抵抗回路。
  4. 前記第１の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるフローティング電圧源である請求項３に記載の疑似抵抗回路。
  5. 前記第１の電界効果トランジスタの前記ゲート端子と前記第２の電界効果トランジスタの前記ゲート端子とを電気的に接続する電気配線に第２の電圧源を更に備えた請求項１から４のいずれかに記載の擬似抵抗回路。
  6. 前記第２の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるフローティング電圧源である請求項５に記載の擬似抵抗回路。
  7. 請求項１から６のいずれかに記載の前記擬似抵抗回路と、
    前記第１の電界効果トランジスタのソース端子に電気的に接続された反転入力端子、基準電圧が入力される非反転入力端子、及び前記第１の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子に電気的に接続された出力端子を有する第３の演算増幅器と、
    前記第３の演算増幅器の前記反転入力端子と前記第３の演算増幅器の前記出力端子との間、及び前記第１の電界効果トランジスタの前記ソース端子Ｓと前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子との間に電気的に接続された及びコンデンサと、
    を備えた電荷検出回路。
JP2015510028A 2013-04-02 2014-03-26 擬似抵抗回路及び電荷検出回路 Active JP5930252B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013076986 2013-04-02
JP2013076986 2013-04-02
PCT/JP2014/058550 WO2014162952A1 (ja) 2013-04-02 2014-03-26 擬似抵抗回路及び電荷検出回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP5930252B2 true JP5930252B2 (ja) 2016-06-08
JPWO2014162952A1 JPWO2014162952A1 (ja) 2017-02-16

Family

ID=51658250

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015510028A Active JP5930252B2 (ja) 2013-04-02 2014-03-26 擬似抵抗回路及び電荷検出回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9660592B2 (ja)
EP (1) EP2982996B1 (ja)
JP (1) JP5930252B2 (ja)
CN (1) CN105051555B (ja)
WO (1) WO2014162952A1 (ja)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6270002B2 (ja) * 2014-05-21 2018-01-31 株式会社村田製作所 擬似抵抗回路及び電荷検出回路
JP6328849B2 (ja) * 2014-10-22 2018-05-23 株式会社村田製作所 擬似抵抗回路及び電荷検出回路
US9841457B1 (en) 2016-11-01 2017-12-12 Nhk Spring Co., Ltd. Pseudo flexure for disk drive and method of testing electronic circuit for disk drive
CN108429545B (zh) * 2017-02-13 2022-05-31 华邦电子股份有限公司 可调阻值式虚拟电阻
FR3071116B1 (fr) * 2017-09-13 2019-09-13 Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives Dispositif modifiant la valeur d'impedance d'une resistance de reference
CN111464149B (zh) * 2019-01-18 2024-03-12 力智电子股份有限公司 滤波放大器
US20230396152A1 (en) * 2022-06-01 2023-12-07 Mediatek Inc. Noise filter circuit with controllable transistor off-resistance and associated noise filtering method

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0478825U (ja) * 1990-11-21 1992-07-09
JPH06204793A (ja) * 1992-12-28 1994-07-22 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器
JPH0961478A (ja) * 1995-08-21 1997-03-07 Mitsubishi Chem Corp 電荷検出回路
JP2008224230A (ja) * 2007-03-08 2008-09-25 Seiko Epson Corp 検出装置、センサ及び電子機器
JP2010268350A (ja) * 2009-05-18 2010-11-25 Renesas Electronics Corp 終端抵抗調整回路

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4607140A (en) * 1984-03-05 1986-08-19 Rockwell International Corp. Build out capacitor circuit
JP3164698B2 (ja) 1993-07-13 2001-05-08 トヨタ自動車株式会社 四輪操舵車の後輪操舵装置
WO1995025349A1 (en) * 1994-03-17 1995-09-21 Northern Telecom Limited A giga-ohm loak resistor for microelectronic integrated circuits
JPH0993053A (ja) 1995-09-28 1997-04-04 Nec Corp バイアス回路
IT1289207B1 (it) * 1996-10-24 1998-09-29 Sgs Thomson Microelectronics Stringa potenziometrica mos-resistiva compensata e convertitore digitale/analogico impiegante tale stringa
JP3497708B2 (ja) * 1997-10-09 2004-02-16 株式会社東芝 半導体集積回路
US6647114B1 (en) * 1999-05-14 2003-11-11 Conexant Systems, Inc. Telephone line interface circuit with virtual impedance
DE10164971B4 (de) * 2001-07-19 2008-04-30 Infineon Technologies Ag Pseudo-differentieller Leitungstreiber zur Verstärkung eines differentiellen Eingangsstroms
JP4662698B2 (ja) * 2003-06-25 2011-03-30 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電流源回路、並びに電流設定方法
JP2005071320A (ja) * 2003-08-06 2005-03-17 Denso Corp 電源回路および半導体集積回路装置
JP4285266B2 (ja) 2004-02-18 2009-06-24 株式会社デンソー 定電流制御回路装置
JP2007148530A (ja) 2005-11-24 2007-06-14 Renesas Technology Corp 基準電圧発生回路およびそれを内蔵した半導体集積回路
CN101331404B (zh) * 2005-12-15 2011-05-11 爱德万测试株式会社 测试装置以及测试电路卡
US7750738B2 (en) * 2008-11-20 2010-07-06 Infineon Technologies Ag Process, voltage and temperature control for high-speed, low-power fixed and variable gain amplifiers based on MOSFET resistors
US8305140B1 (en) * 2011-09-07 2012-11-06 Texas Instruments Incorporated Linear, large swing active resistive circuit and method
CN102880222B (zh) * 2012-09-11 2016-04-06 安徽颐和新能源科技股份有限公司 一种基于虚拟电阻控制的光伏系统最大功率跟踪方法
US8947101B2 (en) * 2013-01-04 2015-02-03 Linear Technology Corporation Method and system for measuring the resistance of a resistive structure

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0478825U (ja) * 1990-11-21 1992-07-09
JPH06204793A (ja) * 1992-12-28 1994-07-22 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器
JPH0961478A (ja) * 1995-08-21 1997-03-07 Mitsubishi Chem Corp 電荷検出回路
JP2008224230A (ja) * 2007-03-08 2008-09-25 Seiko Epson Corp 検出装置、センサ及び電子機器
JP2010268350A (ja) * 2009-05-18 2010-11-25 Renesas Electronics Corp 終端抵抗調整回路

Also Published As

Publication number Publication date
EP2982996A4 (en) 2016-12-07
EP2982996B1 (en) 2018-04-25
US9660592B2 (en) 2017-05-23
EP2982996A1 (en) 2016-02-10
CN105051555B (zh) 2017-12-26
US20160020734A1 (en) 2016-01-21
WO2014162952A1 (ja) 2014-10-09
JPWO2014162952A1 (ja) 2017-02-16
CN105051555A (zh) 2015-11-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5930252B2 (ja) 擬似抵抗回路及び電荷検出回路
JP5827759B2 (ja) 増幅回路及び増幅回路ｉｃチップ
US10474173B2 (en) Voltage regulator having a phase compensation circuit
US9923546B2 (en) High-pass filter circuit and band-pass filter circuit
US10197464B2 (en) Semiconductor physical quantity sensor having filter circuits for blocking electromagnetic wave noise
TW201024772A (en) Sensor circuit
JP6270002B2 (ja) 擬似抵抗回路及び電荷検出回路
US9448255B2 (en) Capacitance detection device
TW201643442A (zh) 溫度補償電路以及感測裝置
JP5544105B2 (ja) レギュレータ回路
JP2013140133A (ja) 磁気ホールセンサ
KR101276947B1 (ko) 저전력, 고정밀, 넓은 온도범위의 온도 센서
TWI484148B (zh) 溫度感測電路
JP5281556B2 (ja) 物理量センサ
JP4069158B1 (ja) チャージアンプ、チャージアンプ装置、及び、バイアス電流補償方法
JP2014204192A (ja) 擬似抵抗回路及び電荷検出回路
US10461702B2 (en) Amplifier circuit having poly resistor with biased depletion region
CN108183704B (zh) 源极跟随器
JP2021141443A (ja) 半導体集積回路装置および電流検出回路
JP6706990B2 (ja) 装置
JP6538532B2 (ja) 圧電センサ
JP6357182B2 (ja) センサ装置
JP2015122635A (ja) 増幅回路
US8810262B2 (en) Integrated low-noise sensing circuit with efficient bias stabilization
JP6171526B2 (ja) 磁界検出装置および電流センサ

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20160406

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20160419

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5930252

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150