JPH06204793A - 抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器 - Google Patents
抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器Info
- Publication number
- JPH06204793A JPH06204793A JP36037992A JP36037992A JPH06204793A JP H06204793 A JPH06204793 A JP H06204793A JP 36037992 A JP36037992 A JP 36037992A JP 36037992 A JP36037992 A JP 36037992A JP H06204793 A JPH06204793 A JP H06204793A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- operational amplifier
- fet
- voltage
- source
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
[目的] 制御電圧に対するドレイン・ソース間の抵抗
値の変化に温度の影響を受けることのない抵抗制御回路
及びこれを用いた電圧制御発振器を得る。 [構成] 第1の演算増幅器11の一方の入力に制御電
圧を与え他方の入力に第2の演算増幅器12の出力を与
え、この第2の演算増幅器12の非反転入力に一定の比
較電圧を与えるとともに反転入力と出力との間に帰還抵
抗を介挿し、第2の演算増幅器12の反転入力の入力抵
抗に第1のFET15のドレイン・ソース間を介挿して
ゲートに第1の演算増幅器11の出力を与え、第2のF
ET16のゲートを第1のFET15のゲートに共通に
接続しドレイン・ソース間を電圧可変抵抗として外部へ
導出した抵抗制御回路26およびこの電圧可変抵抗を水
晶発振回路の水晶振動子の負荷容量に並列に接続した電
圧制御発振器。
値の変化に温度の影響を受けることのない抵抗制御回路
及びこれを用いた電圧制御発振器を得る。 [構成] 第1の演算増幅器11の一方の入力に制御電
圧を与え他方の入力に第2の演算増幅器12の出力を与
え、この第2の演算増幅器12の非反転入力に一定の比
較電圧を与えるとともに反転入力と出力との間に帰還抵
抗を介挿し、第2の演算増幅器12の反転入力の入力抵
抗に第1のFET15のドレイン・ソース間を介挿して
ゲートに第1の演算増幅器11の出力を与え、第2のF
ET16のゲートを第1のFET15のゲートに共通に
接続しドレイン・ソース間を電圧可変抵抗として外部へ
導出した抵抗制御回路26およびこの電圧可変抵抗を水
晶発振回路の水晶振動子の負荷容量に並列に接続した電
圧制御発振器。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、温度特性の良好な抵抗
制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器に関する。
制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、たとえばFETのゲート端子へ外
部から制御電圧Vinを与えてFETのドレイン・ソー
ス間を可変抵抗Rxとして用いる抵抗制御回路が知られ
ている。
部から制御電圧Vinを与えてFETのドレイン・ソー
ス間を可変抵抗Rxとして用いる抵抗制御回路が知られ
ている。
【0003】しかしながら、このようなものではFET
のドレイン・ソース間の抵抗値の温度依存性が大きく、
制御電圧Vinを一定値に保持していても温度の変化に
よって上記ドレイン・ソース間の抵抗値が変化する問題
があった。一般にFETのドレイン・ソース間の抵抗値
は温度依存性を有し、たとえばFETのゲート電圧を一
定電圧、たとえば0.9Vとしたときに、ドレイン・ソ
ース間の抵抗値は−30℃で約3KΩ、85℃では約1
KΩと変化する。したがって、このような抵抗制御回路
を用いた、たとえば制御電圧に応じて発振周波数を変化
させるようにした電圧制御水晶発振器では、一定の制御
電圧を与えていても温度の変化によって発振周波数が大
きく変化してしまう問題があった。さらにこのようなも
のでは、使用するFETの型番が同じものであっても個
々の素子の特性のばらつきによって制御電圧の変化に対
するドレイン・ソース間の抵抗値の変化特性にばらつき
を生じる問題があった。
のドレイン・ソース間の抵抗値の温度依存性が大きく、
制御電圧Vinを一定値に保持していても温度の変化に
よって上記ドレイン・ソース間の抵抗値が変化する問題
があった。一般にFETのドレイン・ソース間の抵抗値
は温度依存性を有し、たとえばFETのゲート電圧を一
定電圧、たとえば0.9Vとしたときに、ドレイン・ソ
ース間の抵抗値は−30℃で約3KΩ、85℃では約1
KΩと変化する。したがって、このような抵抗制御回路
を用いた、たとえば制御電圧に応じて発振周波数を変化
させるようにした電圧制御水晶発振器では、一定の制御
電圧を与えていても温度の変化によって発振周波数が大
きく変化してしまう問題があった。さらにこのようなも
のでは、使用するFETの型番が同じものであっても個
々の素子の特性のばらつきによって制御電圧の変化に対
するドレイン・ソース間の抵抗値の変化特性にばらつき
を生じる問題があった。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記の事情
に鑑みてなされたもので、制御電圧に対するドレイン・
ソース間の抵抗値の変化に温度の影響を受けることのな
い抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器を提供
することを目的とするものである。
に鑑みてなされたもので、制御電圧に対するドレイン・
ソース間の抵抗値の変化に温度の影響を受けることのな
い抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器を提供
することを目的とするものである。
【0005】
【課題を解決するための手段】本発明は、第1の演算増
幅器の一方の入力に制御電圧を与え他方の入力に第2の
演算増幅器の出力を与え、この第2の演算増幅器の非反
転入力に一定の比較電圧を与えるとともに反転入力と出
力との間に帰還抵抗を介挿し、第2の演算増幅器の反転
入力の入力抵抗に第1のFETのドレイン・ソース間を
介挿してゲートに第1の演算増幅器の出力を与え、第2
のFETのゲートを第1のFETのゲートに共通に接続
しドレイン・ソース間を電圧可変抵抗として外部へ導出
した抵抗制御回路およびこの電圧可変抵抗を水晶発振回
路の水晶振動子の負荷容量に並列に接続した電圧制御発
振器を特徴とするものである。
幅器の一方の入力に制御電圧を与え他方の入力に第2の
演算増幅器の出力を与え、この第2の演算増幅器の非反
転入力に一定の比較電圧を与えるとともに反転入力と出
力との間に帰還抵抗を介挿し、第2の演算増幅器の反転
入力の入力抵抗に第1のFETのドレイン・ソース間を
介挿してゲートに第1の演算増幅器の出力を与え、第2
のFETのゲートを第1のFETのゲートに共通に接続
しドレイン・ソース間を電圧可変抵抗として外部へ導出
した抵抗制御回路およびこの電圧可変抵抗を水晶発振回
路の水晶振動子の負荷容量に並列に接続した電圧制御発
振器を特徴とするものである。
【0006】
【実施例】以下本発明の一実施例を図1に示すブロック
図を参照して詳細に説明する。図中11は第1の演算増
幅器で、非反転入力に制御電圧Vinを入力し、反転入
力には第2の演算増幅器12の出力を与えるようにして
いる。そして第2の演算増幅器12の非反転入力には定
電圧源13から一定電圧の比較電圧Vrefを与えるよ
うにしている。また第2の演算増幅器12の反転入力と
出力との間には抵抗値Rfoの帰還抵抗14を介挿して
いる。なおFETのドレイン・ソース間電圧とドレイン
電流との関係はゲート・ソース間電圧をパラメータとし
て、たとえば図2に示すようになる。したがって上記定
電圧源13の出力電圧は、図2の非飽和領域(図示A)
に設定するように、たとえば0.1Vとしている。そし
て第2の演算増幅器12の反転入力と基準電位との間に
は入力抵抗として第1のFET15のドレイン・ソース
間を介挿している。そしてこの第1のFETのゲートに
は第1の演算増幅器11の出力を与えるようにしてい
る。そして16は第2のFETでゲートを第1のFET
15と同様に第1の演算増幅器11の出力に接続しドレ
インを外部端子Roに接続しソースを基準電位に接続し
てドレイン・ソース間を可変抵抗として外部へ導出する
ようにしている。
図を参照して詳細に説明する。図中11は第1の演算増
幅器で、非反転入力に制御電圧Vinを入力し、反転入
力には第2の演算増幅器12の出力を与えるようにして
いる。そして第2の演算増幅器12の非反転入力には定
電圧源13から一定電圧の比較電圧Vrefを与えるよ
うにしている。また第2の演算増幅器12の反転入力と
出力との間には抵抗値Rfoの帰還抵抗14を介挿して
いる。なおFETのドレイン・ソース間電圧とドレイン
電流との関係はゲート・ソース間電圧をパラメータとし
て、たとえば図2に示すようになる。したがって上記定
電圧源13の出力電圧は、図2の非飽和領域(図示A)
に設定するように、たとえば0.1Vとしている。そし
て第2の演算増幅器12の反転入力と基準電位との間に
は入力抵抗として第1のFET15のドレイン・ソース
間を介挿している。そしてこの第1のFETのゲートに
は第1の演算増幅器11の出力を与えるようにしてい
る。そして16は第2のFETでゲートを第1のFET
15と同様に第1の演算増幅器11の出力に接続しドレ
インを外部端子Roに接続しソースを基準電位に接続し
てドレイン・ソース間を可変抵抗として外部へ導出する
ようにしている。
【0007】このような構成であれば第2の演算増幅器
12の反転入力の電圧はVrefであり、非反転入力の
電圧はこれに等しいVrefとなり、また出力電圧は0
Vとなる。したがって、たとえば第1のFET15のド
レイン・ソース間の抵抗をRxとすればここに流れる電
流Irは次の(1)式で与えられる。 Ir=Vref/Rx ・・・ (1) そして第1の演算増幅器11の非反転入力に与えられる
制御電圧Vinと第2の演算増幅器12の出力電圧Vo
は等しい。そして帰還抵抗Rfoを流れる電流は全て第
1のFETのドレイン・ソース間に流れると見なすこと
ができるので次の(2)式が成り立つ。 Vin=Vo=Vref(Rx+Rfo)/Rx ・・・ (2) したがって(2)式を変形して、第1のFET15のド
レイン・ソース間の抵抗値Rxは次の(3)式で与えら
れる。 Rx=Vref・Rfo/(Vin−Vref) ・・・ (3) そして、たとえば第1のFET15と同一規格の第2の
FET16のゲートを第1のFETと同様に第1の演算
増幅器の出力に接続すれば、第2のFET16のドレイ
ン・ソース間の抵抗値は、第1のFETのドレイン・ソ
ース間の抵抗値Rxに等しいと見なすことができる。し
かして、この(3)式から明らかなように第1のFET
15のドレイン・ソース間の抵抗値Rxの値には温度の
影響を受ける変数はないので、温度の変化に係わらず制
御電圧Vinに対応した一定の抵抗値を得ることができ
る。さらに上記(3)式には使用する素子の特性に影響
される変数もないので個々の素子の特性のばらつきによ
って制御電圧と抵抗値の関係にばらつきを生じることも
ない。なお第1、第2のFETは全く同一規格のものに
限定することなく、たとえば相互コンダクタンス特性が
比例関係にあれば異なる規格のものを用いることもでき
る。
12の反転入力の電圧はVrefであり、非反転入力の
電圧はこれに等しいVrefとなり、また出力電圧は0
Vとなる。したがって、たとえば第1のFET15のド
レイン・ソース間の抵抗をRxとすればここに流れる電
流Irは次の(1)式で与えられる。 Ir=Vref/Rx ・・・ (1) そして第1の演算増幅器11の非反転入力に与えられる
制御電圧Vinと第2の演算増幅器12の出力電圧Vo
は等しい。そして帰還抵抗Rfoを流れる電流は全て第
1のFETのドレイン・ソース間に流れると見なすこと
ができるので次の(2)式が成り立つ。 Vin=Vo=Vref(Rx+Rfo)/Rx ・・・ (2) したがって(2)式を変形して、第1のFET15のド
レイン・ソース間の抵抗値Rxは次の(3)式で与えら
れる。 Rx=Vref・Rfo/(Vin−Vref) ・・・ (3) そして、たとえば第1のFET15と同一規格の第2の
FET16のゲートを第1のFETと同様に第1の演算
増幅器の出力に接続すれば、第2のFET16のドレイ
ン・ソース間の抵抗値は、第1のFETのドレイン・ソ
ース間の抵抗値Rxに等しいと見なすことができる。し
かして、この(3)式から明らかなように第1のFET
15のドレイン・ソース間の抵抗値Rxの値には温度の
影響を受ける変数はないので、温度の変化に係わらず制
御電圧Vinに対応した一定の抵抗値を得ることができ
る。さらに上記(3)式には使用する素子の特性に影響
される変数もないので個々の素子の特性のばらつきによ
って制御電圧と抵抗値の関係にばらつきを生じることも
ない。なお第1、第2のFETは全く同一規格のものに
限定することなく、たとえば相互コンダクタンス特性が
比例関係にあれば異なる規格のものを用いることもでき
る。
【0008】このような抵抗制御回路は外部から与える
直流の制御電圧Vinに応じて抵抗値を変化させること
ができるので種々の用途が考えられる。この一例とし
て、たとえば図3に示すような電圧制御発振器が考えら
れる。この電圧制御発振器ではインバータ20の入出力
間に帰還抵抗21および水晶振動子22を介挿し、かつ
インバータ20の入出力をそれぞれコンデンサ23、2
4を介して基準電位に接続している。そして、たとえば
インバータの入力側のコンデンサ23に並列にコンデン
サ25と抵抗制御回路26の出力端子Roを接続してい
る。このようにすれば、抵抗制御回路26へ与える制御
電圧Vinを可変することによってその第2のFETの
抵抗値を可変することができる。そして第2のFETの
抵抗値を変化させるとインバータ20の入力と接地電位
との間に介挿したコンデンサ25のリアクタンスを変化
させることができ、それによってインバータの発振出力
を変化させることができる。したがって制御電圧Vin
に応じて発振周波数を変化させる電圧制御発振器とな
る。
直流の制御電圧Vinに応じて抵抗値を変化させること
ができるので種々の用途が考えられる。この一例とし
て、たとえば図3に示すような電圧制御発振器が考えら
れる。この電圧制御発振器ではインバータ20の入出力
間に帰還抵抗21および水晶振動子22を介挿し、かつ
インバータ20の入出力をそれぞれコンデンサ23、2
4を介して基準電位に接続している。そして、たとえば
インバータの入力側のコンデンサ23に並列にコンデン
サ25と抵抗制御回路26の出力端子Roを接続してい
る。このようにすれば、抵抗制御回路26へ与える制御
電圧Vinを可変することによってその第2のFETの
抵抗値を可変することができる。そして第2のFETの
抵抗値を変化させるとインバータ20の入力と接地電位
との間に介挿したコンデンサ25のリアクタンスを変化
させることができ、それによってインバータの発振出力
を変化させることができる。したがって制御電圧Vin
に応じて発振周波数を変化させる電圧制御発振器とな
る。
【0009】また本発明の抵抗制御回路は、たとえば図
4に示すような可変利得増幅器、図5に示すような可変
帯域フィルタにも用いることができる。すなわち図4に
示す可変利得増幅器では、演算増幅器30を非反転増幅
器として動作させて、図1に示すような抵抗制御回路2
6の出力端子Roを演算増幅器20の反転入力と基準電
位との間に入力抵抗として介挿している。なお31は演
算増幅器20の出力と反転入力との間に介挿した帰還抵
抗である。このようにすれば、抵抗制御回路26の抵抗
値をRo、帰還抵抗31の抵抗値をRsとすれば演算増
幅器20の増幅率Aは次の(4)式で与えられる。 A=(Rx+Rs)/Rx ・・・ (4) したがって抵抗制御回路26の抵抗値Roを可変するこ
とによって増幅率Aを可変することができる。
4に示すような可変利得増幅器、図5に示すような可変
帯域フィルタにも用いることができる。すなわち図4に
示す可変利得増幅器では、演算増幅器30を非反転増幅
器として動作させて、図1に示すような抵抗制御回路2
6の出力端子Roを演算増幅器20の反転入力と基準電
位との間に入力抵抗として介挿している。なお31は演
算増幅器20の出力と反転入力との間に介挿した帰還抵
抗である。このようにすれば、抵抗制御回路26の抵抗
値をRo、帰還抵抗31の抵抗値をRsとすれば演算増
幅器20の増幅率Aは次の(4)式で与えられる。 A=(Rx+Rs)/Rx ・・・ (4) したがって抵抗制御回路26の抵抗値Roを可変するこ
とによって増幅率Aを可変することができる。
【0010】また図5に示す可変帯域フィルタでは入力
信号を容量がC1、C2の第1、第2のコンデンサ40、
41介して演算増幅器42の非反転入力へ与えるように
している。そして演算増幅器42の反転入力を出力に接
続し、出力を抵抗値R1の帰還抵抗43を介して上記第
1、第2のコンデンサ40、41の直列接続点に接続し
ている。そして演算増幅器42の非反転入力を抵抗制御
回路26の出力端子Roに接続している。このようにす
れば図5に示すハイパスフィルタの遮断周波数の角速度
ω2は次の(5)式で与えられる。 ω2=1/T1・T2 ・・・ (5) ただしT1=R1・C1 T2=Rx・C2 したがって抵抗制御回路の抵抗値を可変することによっ
て時定数T2を変化させ、それによってハイパスフィル
タの遮断周波数を可変し、フィルタ特性を制御すること
ができる。
信号を容量がC1、C2の第1、第2のコンデンサ40、
41介して演算増幅器42の非反転入力へ与えるように
している。そして演算増幅器42の反転入力を出力に接
続し、出力を抵抗値R1の帰還抵抗43を介して上記第
1、第2のコンデンサ40、41の直列接続点に接続し
ている。そして演算増幅器42の非反転入力を抵抗制御
回路26の出力端子Roに接続している。このようにす
れば図5に示すハイパスフィルタの遮断周波数の角速度
ω2は次の(5)式で与えられる。 ω2=1/T1・T2 ・・・ (5) ただしT1=R1・C1 T2=Rx・C2 したがって抵抗制御回路の抵抗値を可変することによっ
て時定数T2を変化させ、それによってハイパスフィル
タの遮断周波数を可変し、フィルタ特性を制御すること
ができる。
【0011】以上詳述したように本発明によれば温度の
影響を受けることなく直流電圧によって抵抗値を可変す
ることができる抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御
発振器を提供することができる。
影響を受けることなく直流電圧によって抵抗値を可変す
ることができる抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御
発振器を提供することができる。
【0012】
【図1】本発明の抵抗制御回路の一例を示すブロック図
である。
である。
【図2】FETのゲート電圧をパラメータとしてドレイ
ン・ソース間電圧とドレイン電流との関係を示すグラフ
である。
ン・ソース間電圧とドレイン電流との関係を示すグラフ
である。
【図3】本発明の抵抗制御回路を用いた電圧制御発振器
の一例を示すブロック図である。
の一例を示すブロック図である。
【図4】本発明の抵抗制御回路を用いた可変利得増幅器
の一例を示すブロック図である。
の一例を示すブロック図である。
【図5】本発明の抵抗制御回路を用いた可変帯域フィル
タの一例を示すブロック図である。
タの一例を示すブロック図である。
【符号の説明】 11 第1の演算増幅器 12 第2の演算増幅器 13 定電圧源 15 第1のFET 16 第2のFET 20 インバータ 22 水晶振動子 26 抵抗制御回路
Claims (2)
- 【請求項1】 一方の入力に制御電圧を与えられる第1
の演算増幅器と、 この第1の演算増幅器の他方の入力に出力を与える第2
の演算増幅器と、 この第2の演算増幅器の非反転入力に一定の比較電圧を
与える定電圧源と、 この第2の演算増幅器の反転入力と出力との間に介挿し
た帰還抵抗と、 上記第2の演算増幅器の反転入力に入力抵抗としてドレ
イン・ソース間を介挿しゲートに上記第1の演算増幅器
の出力を与えられる第1のFETと、 ゲートを上記第1のFETのゲートに共通に接続しドレ
イン・ソース間を電圧可変抵抗として外部へ導出した第
2のFETと、 を具備することを特徴とする抵抗制御回路。 - 【請求項2】一方の入力に制御電圧を与えられる第1の
演算増幅器と、 この第1の演算増幅器の他方の入力に出力を与える第2
の演算増幅器と、 この第2の演算増幅器の非反転入力に一定の比較電圧を
与える定電圧源と、 この第2の演算増幅器の反転入力と出力との間に介挿し
た帰還抵抗と、 上記第2の演算増幅器の反転入力に入力抵抗としてドレ
イン・ソース間を介挿しゲートに上記第1の演算増幅器
の出力を与えられる第1のFETと、 ゲートを上記第1のFETのゲートに共通に接続した第
2のFETと、 この第2のFETのドレイン・ソース間を並列に接続し
た水晶発振回路の水晶振動子の負荷容量と、 を具備することを特徴とする電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP36037992A JPH06204793A (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP36037992A JPH06204793A (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06204793A true JPH06204793A (ja) | 1994-07-22 |
Family
ID=18469161
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP36037992A Pending JPH06204793A (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06204793A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2014162952A1 (ja) * | 2013-04-02 | 2014-10-09 | 株式会社村田製作所 | 擬似抵抗回路及び電荷検出回路 |
-
1992
- 1992-12-28 JP JP36037992A patent/JPH06204793A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2014162952A1 (ja) * | 2013-04-02 | 2014-10-09 | 株式会社村田製作所 | 擬似抵抗回路及び電荷検出回路 |
JP5930252B2 (ja) * | 2013-04-02 | 2016-06-08 | 株式会社村田製作所 | 擬似抵抗回路及び電荷検出回路 |
EP2982996A4 (en) * | 2013-04-02 | 2016-12-07 | Murata Manufacturing Co | DUMMY LOAD CIRCUIT AND LOAD DETECTION CIRCUIT |
US9660592B2 (en) | 2013-04-02 | 2017-05-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Psuedo resistor circuit and charge amplifier |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5852359A (en) | Voltage regulator with load pole stabilization | |
JP3110430B2 (ja) | ドレインバイアスドトランスレジスタンス装置 | |
US7123082B2 (en) | Variable time constant circuit and filter circuit using the same | |
US6958652B2 (en) | Transconductance varying circuit of transconductor circuit, varying bandwidth filter circuit using the same and digital tuning circuit of transconductor-capacitor filter | |
JPH02262714A (ja) | デューティ制御回路装置 | |
US4388539A (en) | Integrated circuit comprising a plurality of voltage-current converters | |
JP2800213B2 (ja) | 集積ジャイレータ発振器 | |
US3435375A (en) | Controller having fet bridge circuit | |
US5006733A (en) | Filter control circuit | |
US4578603A (en) | Temperature-independent gain control circuit | |
JP3095137B2 (ja) | トランスコンダクタンスを利用した遮断周波数安定化装置 | |
JPH0435302A (ja) | 電圧制御発振器 | |
US20050030092A1 (en) | Active filter circuit with operational amplifier | |
JPH06204793A (ja) | 抵抗制御回路及びこれを用いた電圧制御発振器 | |
US4763081A (en) | Reducing distortion in active MOSFET-C low pass filters | |
US4280175A (en) | Alternating to direct voltage converter | |
JPH05183348A (ja) | 増幅回路 | |
JPS6133707Y2 (ja) | ||
Kumngern et al. | A capacitor-grounded current-tunable current mode all-pass network | |
US6031416A (en) | First and second order CMOS elementary cells for time-continuous analog filters | |
JP2827947B2 (ja) | 減衰回路 | |
US20050077956A1 (en) | Integrated circuit | |
JP2513767B2 (ja) | 電圧制御型発振装置 | |
JPH03175714A (ja) | フィルタ回路 | |
Miodrag et al. | A temperature compensated MOSFET-C band-pass filter in 0.35 um CMOS technology |