JP2014204192A - 擬似抵抗回路及び電荷検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】疑似抵抗値の調整回路を設けることなく、電界効果トランジスタの電源電圧の変動による波形歪みを低減する擬似抵抗回路及び電荷検出回路を提供する。
【解決手段】第１の電界効果トランジスタMaと、その電気的特性とマッチングした電気的特性の第２の電界効果トランジスタMbと、基準抵抗素子Rstdの一方の端部及び第２の電界効果トランジスタのソース端子を接続した第１の分圧回路２１と、第１の抵抗素子R１の一方の端部、及び基準抵抗素子の他方の端部に電気的に接続した一方の端部を有する第２の抵抗素子R２の他方の端部を接続した第２の分圧回路２２と、出力端子に第１の電界効果トランジスタのゲート端子及び第２の電界効果トランジスタのゲート端子を接続し、反転入力端子及び非反転入力端子の対応する一方に第１の分圧回路２１の中点電圧を入力し、それらの対応する他方に第２の分圧回路２２の中点電圧を入力する第１の演算増幅器OP１と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、擬似抵抗回路及び電荷検出回路に関し、特に、弱反転領域で使用されるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備えた擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路に関する。

近年、絶縁体の圧電素子を用いた歪ゲージや加速度センサ等の電荷発生型のセンサである電荷出力センサが用いられるようになってきている。かかる電荷出力センサでは、微小な電荷を検出しているため、その検出信号を増幅するための増幅回路が必要となっている。

また、近年、半導体デバイス中では、その高機能・高集積化に伴い、ギガオームのオーダの抵抗値を呈する抵抗素子が必要となっている。

かかる状況下で、特許文献１は、検出装置、センサ及び電子機器に関し、非反転入力端子が接地された演算増幅器と、演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に並列に電気的に接続された抵抗素子及びコンデンサと、を備える増幅回路を開示する。

また、特許文献２は、マイクロ電子集積回路用のギガオーム負荷抵抗に関し、ＭＯＳＦＥＴを弱反転領域で使用して、高抵抗素子を得ることを開示する。

特開２００８−２２４２３０号公報 国際公開第９５／２５３４９号

しかしながら、本発明者の検討によれば、電荷検出回路においては、電荷出力センサからの検出信号の周波数範囲が低周波数領域にまで及ぶ場合も多く、かかる場合には、抵抗素子の抵抗値（帰還抵抗）とコンデンサの容量（帰還容量）とよって決まる遮断周波数を下げるために、少なくとも数十ＭΩ以上の高抵抗素子を搭載する必要がある。

ここで、特許文献１が開示する構成では、数十ＭΩ以上の高抵抗素子を搭載しようとすると、回路構成自体が大型化してしまう。また、それを小型化・集積化する具体的な構成については、何等の開示や示唆がなされていない。

一方で、特許文献２が開示する構成では、ＭＯＳＦＥＴを弱反転領域で使用して、高抵抗素子を得ることを開示してはいるが、それをどのように電荷検出回路に適用するかという具体的構成については、何等の開示や示唆がなされていない。

更に、本発明者の検討によれば、ＭＯＳＦＥＴの弱反転領域におけるＭＯＳＦＥＴの抵抗値は、ＭＯＳＦＥＴの酸化膜容量、及び閾値電圧や温度等の要因に応じて指数的に変動するものであるため、ＭＯＳＦＥＴの一連の製造工程のばらつき、及び電源電圧、温度の変化に対して非常に敏感である。また、かかる弱反転領域におけるＭＯＳＦＥＴの抵抗値は、ゲート電圧だけでなく、ドレイン電圧、ソース電圧の変動に応じても指数的に変動す
るものでもある。

よって、ＭＯＳＦＥＴを弱反転領域で動作させて、疑似抵抗素子として電荷検出回路に適用した場合には、ＭＯＳＦＥＴの抵抗値、つまり疑似抵抗値を調整するためにゲート電圧の調整回路が別途必要になると共に、ＭＯＳＦＥＴのドレイン‐ソース間電圧が変化した際に疑似抵抗値も変動してしまうため、抵抗素子としての非線形性が強く、電源電圧の変動等に伴ってその出力信号に波形歪みが生じることが考えられる。

つまり、現状では、電界効果トランジスタの疑似抵抗値を、製造工程のばらつき、及び電源電圧、温度の変化に応じて調整する付加的な調整回路を設ける必要性を排すると共に、電界効果トランジスタの電源電圧の変動に起因する波形歪みを低減可能な新規な構成の擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路が待望された状況にある。

本発明は、以上の検討を経てなされたものであり、電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整する付加的な調整回路を設ける必要性を排すると共に、電界効果トランジスタの電源電圧の変動に起因する波形歪みを低減可能な擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路を提供することを目的とする。

以上の目的を達成するべく、本発明は、第１の電界効果トランジスタと、前記第１の電界効果トランジスタの電気的特性とマッチングされた電気的特性を有する第２の電界効果トランジスタと、基準抵抗素子の一方の端部、及び前記第２の電界効果トランジスタのソース端子が電気的に接続された第１の分圧回路と、第１の抵抗素子の一方の端部、及び前記基準抵抗素子の他方の端部に電気的に接続した一方の端部を有する第２の抵抗素子の他方の端部が電気的に接続された第２の分圧回路と、反転入力端子、非反転入力端子、並びに前記第１の電界効果トランジスタのゲート端子及び前記第２の電界効果トランジスタのゲート端子に電気的に接続された出力端子を有し、前記反転入力端子及び前記非反転入力端子の対応する一方に前記第１の分圧回路の中点電圧が入力され、かつ、前記反転入力端子及び前記非反転入力端子の対応する他方に前記第２の分圧回路の中点電圧が入力される第１の演算増幅器と、を備え、前記基準抵抗素子の前記他方の端部と前記第１の抵抗素子の前記一方の端部の間に第１の基準電圧を印加すると共に、前記第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び前記第１の抵抗素子の他方の端部に対して、前記第２の電界効果トランジスタのドレイン端子と電気的に接続された前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子のドレイン電圧を入力する擬似抵抗回路であることを第１の局面とする。

かかる第１の局面の構成においては、反転入力端子、非反転入力端子、並びに第１の電界効果トランジスタのゲート端子及び第２の電界効果トランジスタのゲート端子に電気的に接続された出力端子を有し、反転入力端子及び非反転入力端子の対応する一方に第１の分圧回路の中点電圧が入力され、かつ、反転入力端子及び非反転入力端子の対応する他方に第２の分圧回路の中点電圧が入力される第１の演算増幅器の負帰還動作によって、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値が、所定値に安定する。

また、本発明は、かかる第１の局面に加えて、前記第１の抵抗素子の前記他方の端部及び前記第２の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子に対して、前記第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧の絶対値電圧を入力する絶対値回路を更に備えたことを第２の局面とする。

かかる第２の局面の構成においては、第１の抵抗素子の他方の端部及び第２の電界効果トランジスタのドレイン端子に対して、第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧の絶対値電圧を入力する絶対値回路が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタの
ドレイン電圧を絶対値電圧に変換する。これにより、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び第２の抵抗素子の他方の端部に対して、正の値の電圧を与えるため、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持される。

また、本発明は、かかる第１の局面に加えて、前記第１の抵抗素子の前記他方の端部に電気的に接続された前記第２の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子と、前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子と、の間に、第１の電圧源を更に備えたことを第３の局面とする。

かかる第３の局面の構成においては、第１の抵抗素子の他方の端部に電気的に接続された第２の電界効果トランジスタのドレイン端子と、第１の電界効果トランジスタのドレイン端子と、の間に、所定の電圧の第１の電圧源が設けられることにより、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び第２の抵抗素子の他方の端部の電圧を所定値に維持する。

また、本発明は、かかる第３の局面に加えて、前記第１の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるフローティング電圧源であることを第４の局面とする。

かかる第４の局面の構成においては、第１の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるフローティング電圧源であることにより、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することで、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整自在とし、かつその温度依存性を低減する。

また、本発明は、かかる第１から第４の局面のいずれかに加えて、更に、前記第１の電界効果トランジスタの前記ゲート端子と前記第２の電界効果トランジスタの前記ゲート端子とを電気的に接続する電気配線に第２の電圧源を更に備えたことを第５の局面とする。

かかる第５の局面の構成においては、第１の電界効果トランジスタのゲート端子と第２の電界効果トランジスタのゲート端子とを電気的に接続する電気配線に所定の電圧の第２の電圧源を設けることにより、その電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタのゲート電圧を典型的には低下させるように調整して、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を典型的にはより大きな値へと調整自在とする。

また、本発明は、かかる第５の局面に加えて、前記第２の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と第３の抵抗素子とを備えるフローティング電圧源であることを第６の局面とする。

かかる第６の局面の構成においては、第１の電界効果トランジスタのゲート端子と第２の電界効果トランジスタのゲート端子とを電気的に接続する電気配線にフローティング電圧源を設けることにより、その温度に比例した出力電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタのゲート電圧を調整し、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値におけるゲート電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することで、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整自在とし、かつその温度依存性を低減する。

また、本発明は、第１から第６のいずれかの局面に記載の前記擬似抵抗回路と、前記第１の電界効果トランジスタのソース端子に電気的に接続された反転入力端子、第２の基準電圧が入力される非反転入力端子、及び前記第１の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子に電気的に接続された出力端子を有する第２の演算増幅器と、前記第２の演算増幅器の前記反転入力端子と前記第２の演算増幅器の前記出力端子との間、及び前記第１の電界効果トランジスタの前記ソース端子Ｓと前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子
との間に電気的に接続された及びコンデンサと、を備えた電荷検出回路であることを第７の局面とする。

かかる第５の局面の構成においては、第１から第６のいずれかの局面に記載の擬似抵抗回路の動作と相まって、電荷検出回路の出力信号には、疑似抵抗回路の非線形性に起因する波形歪みが低減される。また、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値は、相対的に大きな値を呈するので、電荷出力センサからの低周波数領域の検出信号も、第２の演算増幅器で確実に増幅されて、電荷検出回路から出力される。

以上の本発明の第１の局面における擬似抵抗回路によれば、弱反転領域で動作する第１の電界効果トランジスタと、第１の電界効果トランジスタの電気的特性とマッチングされた電気的特性を有して、弱反転領域で動作する第２の電界効果トランジスタと、基準抵抗素子の一方の端部、及び第２の電界効果トランジスタのソース端子が電気的に接続された第１の分圧回路と、第１の抵抗素子の一方の端部、及び前記基準抵抗素子の他方の端部に電気的に接続した一方の端部を有する第２の抵抗素子の他方の端部が電気的に接続された第２の分圧回路と、第１の分圧回路の中点電圧が入力される反転入力端子、第２の分圧回路の中点電圧が入力される非反転入力端子、並びに第１の電界効果トランジスタのゲート端子及び第２の電界効果トランジスタのゲート端子に電気的に接続された出力端子を有する第１の演算増幅器と、を備え、基準抵抗素子の他方の端部と第２の抵抗素子の一方の端部の間に第１の基準電圧を印加すると共に、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び第２の抵抗素子の他方の端部に対して、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子と電気的に接続された第１の電界効果トランジスタのドレイン端子のドレイン端子のドレイン電圧を入力することにより、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整する付加的な調整回路を設ける必要性を排することができると共に、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を所定値に安定させることができる。

また、本発明の第２の局面における擬似抵抗回路によれば、第１の抵抗素子の他方の端部及び第２の電界効果トランジスタのドレイン端子に対して、第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧の絶対値電圧を入力する絶対値回路が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧を絶対値電圧に変換することができ、これにより、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び第２の抵抗素子の他方の端部に対して、正の値の電圧を与えることができるため、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を、所定値に安定して維持することができる。

また、本発明の第３の局面における擬似抵抗回路によれば、第１の抵抗素子の他方の端部に電気的に接続された第２の電界効果トランジスタのドレイン端子と、第１の電界効果トランジスタのドレイン端子と、の間に、所定の電圧の第１の電圧源が設けられることにより、第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び第２の抵抗素子の他方の端部の電圧を所定値に維持することができる。

また、本発明の第４の局面における擬似抵抗回路によれば、第１の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるフローティング電圧源であることにより、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することで、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整自在とし、かつその温度依存性を低減することができる。

また、本発明の第５の局面における擬似抵抗回路によれば、第１の電界効果トランジスタのゲート端子と第２の電界効果トランジスタのゲート端子とを電気的に接続する電気配線に第２の電圧源、典型的には所定の電圧の直流電圧源を設けることにより、その電圧を
利用して、第１の電界効果トランジスタのゲート電圧を典型的には低下させるように調整することができ、これにより、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を典型的にはより大きな値へと調整自在とすることができる。

また、本発明の第６の局面における擬似抵抗回路によれば、第１の電界効果トランジスタのゲート端子と第２の電界効果トランジスタのゲート端子とを電気的に接続する電気配線にフローティング電圧源を設けることにより、その温度に比例した出力電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタのゲート電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値におけるゲート電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することで、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値を調整自在とし、かつその温度依存性を低減することができる。

また、本発明の第７の局面における電荷検出回路によれば、第１から第６の局面のいずれかに記載の擬似抵抗回路と、第１の電界効果トランジスタのソース端子に電気的に接続された反転入力端子、第２の基準電圧が入力される非反転入力端子、及び第１の電界効果トランジスタのドレイン端子に電気的に接続された出力端子を有する第２の演算増幅器と、第２の演算増幅器の反転入力端子と第２の演算増幅器の出力端子との間、及び第１の電界効果トランジスタのソース端子Ｓと第１の電界効果トランジスタのドレイン端子との間に電気的に接続された及びコンデンサと、を備えることにより、第１から第４のいずれかに記載の擬似抵抗回路の効果と相まって、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減された電荷検出回路の出力信号をえることができる。また、第１の電界効果トランジスタの疑似抵抗値は、相対的に大きな値を呈することができるので、電荷出力センサからの低周波数領域の検出信号も、第２の演算増幅器で確実に増幅して、電荷検出回路から出力することができる。更に、このように擬似抵抗回路を含む電荷検出回路では、容易に集積化することができる。

図１は、本発明の第１の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図２は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図３は、本発明の第２の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図４は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図５は、本発明の第３の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図６は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図７は、本発明の第４の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図８は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図９は、本発明の第５の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図１０は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図１１は、本発明の第６の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図１２は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図１３は、本発明の第７の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。 図１４は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。 図１５は、本発明の第８の実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。

以下、図面を適宜参照して、本発明の各実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、詳細に説明する。

（第１の実施形態）
最初に、本発明の第１の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図１及び図２を参照して、詳細に説明する。

図１は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図２は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。

〔擬似抵抗回路の構成〕
まず、図１を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路１の構成にき、詳細に説明する。

図１に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路１は、第１の電界効果トランジスタＭａと、第１の電界効果トランジスタＭａの抵抗値の変動に起因する波形歪みを低減する歪補償バイアス源２と、を備えている。

第１の電界効果トランジスタＭａは、典型的には、ＭＯＳＦＥＴであり、ｎ型のＭＯＳＦＥＴによって構成されているものとする。第１の電界効果トランジスタＭａは、弱反転領域で動作させることによって擬似抵抗素子として機能する。つまり、第１の電界効果トランジスタＭａの抵抗値は、その弱反転領域における疑似抵抗値である。

ここで、第１の電界効果トランジスタＭａのソース端子Ｓは、接地端子等の基準電圧を与える基準電圧端子に電気的に接続されている。第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄは、その電圧がドレイン電圧Ｖｏである端子であり、詳細は後述する歪補償バイアス源２における第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部に電気的に接続されている。また、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇは、詳細は後述する歪補償バイアス源２における第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子、及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。

歪補償バイアス源２は、第１の分圧回路２１と、第２の分圧回路２２と、第２の電界効果トランジスタＭｂと、第１の演算増幅器ＯＰ１と、を備えている。

ここで、第１の分圧回路２１は、基準抵抗素子Ｒｓｔｄと第２の電界効果トランジスタＭｂとを電気的に接続した回路によって構成されている。また、第２の分圧回路２２は、第１の抵抗素子Ｒ１と第２の抵抗素子Ｒ２とを電気的に接続した回路によって構成されている。

第１の分圧回路２１及び第２の分圧回路２２においては、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの一方
の端部と、第２の抵抗素子Ｒ２の一方の端部と、が電気的に接続されている。このような基準抵抗素子Ｒｓｔｄの一方の端部と、第２の抵抗素子Ｒ２の一方の端部と、の間には、接地端子等の所定の基準電圧を与える基準電圧端子に電気的に接続されている。

基準抵抗素子Ｒｓｔｄの他方の端部と、第２の電界効果トランジスタＭｂのソース端子Ｓと、が電気的に接続されている。第２の抵抗素子Ｒ２の他方の端部と、第１の抵抗素子Ｒ１の一方の端部と、が電気的に接続されている。また、第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部には、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄ、及び第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄが電気的に接続されて、ドレイン電圧Ｖｏが印加されている。

第２の電界効果トランジスタＭｂの電気的特性は、第１の電界効果トランジスタＭａの電気的特性とマッチングされている。つまり、本実施形態においては、第２の電界効果トランジスタＭｂは、典型的には、第１の電界効果トランジスタＭａと同一ウェハ上で一連の同一工程により同じ物性的構成のものとして作製されたものである。すなわち、第２の電界効果トランジスタＭｂは、第１の電界効果トランジスタと同一の極性を有し、典型的には、ＭＯＳＦＥＴであり、ｎ型のＭＯＳＦＥＴによって構成されているものとする。また、第２の電界効果トランジスタＭｂは、第１の電界効果トランジスタＭａと同様に、弱反転領域で動作されるものであり、第２の電界効果トランジスタＭｂの抵抗値は、その弱反転領域における疑似抵抗値である。

ここで、第２の電界効果トランジスタＭｂのソース端子Ｓは、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの他方の端部に電気的に接続されている。第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄは、第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部に電気的に接続されている。また、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇは、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子及び第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。

第１の演算増幅器ＯＰ１は、反転入力端子（−）、非反転入力端子（＋）、及び出力端子を備えている。

ここで、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）は、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの一方の端部と、第２の電界効果トランジスタＭｂのソース端子Ｓと、の間、すなわち第１の分圧回路２１の中点電圧に電気的に接続されている。第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）は、第２の抵抗素子Ｒ２の他方の端部と、第１の抵抗素子Ｒ１の一方の端部と、の間、すなわち第２の分圧回路２２の中点電圧に電気的に接続されている。また、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子は、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇ、及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。

また、図中、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの一方の端部と、第２の抵抗素子Ｒ２の一方の端部と、を電気的に接続する電気配線上の部位をノードＮ１で示す。基準抵抗素子Ｒｓｔｄの他方の端部と、第２の電界効果トランジスタＭｂのソース端子Ｓと、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）と、を電気的に接続する電気配線上の部位をノードＮ２で示し、ノードＮ２の電圧は、第１の分圧回路２１の中点電圧である。第２の抵抗素子Ｒ２の他方の端部と、第１の抵抗素子Ｒ１の一方の端部と、を電気的に接続する電気配線上の部位をノードＮ３で示し、ノードＮ３の電圧は、第２の分圧回路２２の中点電圧である。また、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇと、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇと、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子と、を電気的に接続する電気配線Ｌ１上の部位をノードＮ４で示す。

〔擬似抵抗回路の動作〕
次に、以上の構成を有する擬似抵抗回路１の動作につき、詳細に説明する。

以上の構成を有する擬似抵抗回路１で、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）が、第１の分圧回路２１の中点電圧、つまりノードＮ３の電圧に電気的に接続され、第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）が、第２の分圧回路２２の中点電圧、つまりノードＮ２の電圧に電気的に接続され、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが、正の電圧であって、かつ、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇの電圧及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇの電圧が、所定値よりも高い、つまり、これらの疑似抵抗値が、所定値よりも小さくなっている場合において、かかる擬似抵抗回路１の動作ついて検討する。

かかる条件下で、ノードＮ２の電圧が、ドレイン電圧Ｖｏより小さな値の正の値となるから、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）には正の電圧が入力される。このため、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧が低下することによって、ノードＮ４の電圧が低下して、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート電圧が低下し、第２の電界効果トランジスタＭｂの疑似抵抗値が増加する。これにより、ノードＮ２の電圧が低下する。

更に、第１の演算増幅器ＯＰ１により、引き続き負帰還がかかることによって、ノードＮ２の電圧が、ノードＮ３の電圧になるように安定していく。この結果、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧が安定することによって、ノードＮ４の電圧が安定して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧が、所定値に安定していく。

つまり、第１の演算増幅器ＯＰ１の負帰還動作によって、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、次第に大きくなっていき、最終的には所定値に安定することになる。一方で、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇの電圧及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇの電圧が、所定値よりも低い、つまり、これらの疑似抵抗値が、所定値よりも大きくなっている場合においても、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、同様に最終的には所定値に安定することになる。

よって、以上の構成を有する擬似抵抗回路１においては、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定的に維持されることになる。

〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図２を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路１が適用された電荷検出回路１００につき、詳細に説明する。

図２に示すように、電荷検出回路１００は、擬似抵抗回路１と、第２の演算増幅器ＯＰ２と、コンデンサＣｆと、を備えている。

ここで、第２の演算増幅器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）は、接地端子等の基準電圧端子に電気的に接続されている。第２の演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）は、第１の電界効果トランジスタＭａのソース端子Ｓに電気的に接続されている。また、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力端子は、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄに電気的に接続されている。コンデンサＣｆは、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力端子とその反転入力端子（−）との間、及び第１の電界効果トランジスタＭａのソース端子Ｓとそのドレイン端子Ｄとの間に、並列に電気的に接続されている。

以上の構成を有する電荷検出回路１００では、図示を省略する電荷出力センサからの検出信号が、第２の演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）に入力されることによって、増幅された信号として出力される。

この際、擬似抵抗回路１によれば、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が所定値に安定しているため、第２の演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路１００の出力信号には、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減される。また、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値は、相対的に大きな値を呈することができるので、電荷出力センサからの低周波数領域の検出信号も、第２の演算増幅器ＯＰ２で確実に増幅されて、電荷検出回路１００から出力される。更に、このように擬似抵抗回路１を含む電荷検出回路１００では、集積化が容易である。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図３及び図４を参照して、詳細に説明する。

図３は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図４は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。

図３及び図４に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路１０及びそれを用いた電荷検出回路２００においては、第１の実施形態における擬似抵抗回路１及びそれを用いた電荷検出回路１００に対して、絶対値回路３が付加された構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。

〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図３を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路１０の構成につき、詳細に説明する。

図３に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路１０は、第１の実施形態における擬似抵抗回路１に対して、更に、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄと第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄとの間に、絶対値回路３を設けている。

このように、本実施形態における擬似抵抗回路１０において、絶対値回路３を設けているのは、以下のような現象に対処するためである。

つまり、第１の実施形態における擬似抵抗回路１においては、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが、負の電圧である場合に、ノードＮ２の電圧は負となり、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）には負の電圧が入力される。このため、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧が増加することによって、ノードＮ４の電圧が増加して、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート電圧が増加し、第２の電界効果トランジスタＭｂの疑似抵抗値が低下してしまう。これにより、ノードＮ２の電圧は、より低下してしまう。

更に、第１の演算増幅器ＯＰ１により、引き続き帰還がかかることによって、ノードＮ２の電圧は、負の値のままで低下し、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧がより増加することによって、ノードＮ４の電圧がより増加して、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート電圧がより増加し続けてしまう。この結果、正帰還がかかり、第２の電界効果トランジスタＭｂの疑似抵抗値が低下し続けてしまって一向に安定しない現象が、発生してしまうことになる。

そこで、本実施形態における擬似抵抗回路１０においては、絶対値回路３が設けられる
ことにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換する。これにより、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部に対して、第１の実施形態におけるものと同様に正の値の電圧を与えることができる。

この結果、本実施形態における擬似抵抗回路１０においても、第１の実施形態における擬似抵抗回路１と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されることになる。

〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図４を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路１０が適用された電荷検出回路２００につき、詳細に説明する。

図４に示すように、本実施形態における電荷検出回路２００は、擬似抵抗回路１０に加え、第１の実施形態における電荷検出回路１００と同様に、第２の演算増幅器ＯＰ２と、コンデンサＣｆと、を備えている。

ここで、本実施形態における擬似抵抗回路１０においては、絶対値回路３が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換することができるため、第１の実施形態における擬似抵抗回路１と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されている。

このため、本実施形態における電荷検出回路２００においては、第１の実施形態における電荷検出回路１００と同様に、第２の演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路２００の出力信号には、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減される。また、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値は、相対的に大きな値を呈することができるので、電荷出力センサからの低周波数領域の検出信号も、第１の実施形態における電荷検出回路１００と同様に、第２の演算増幅器ＯＰ２で確実に増幅されて、電荷検出回路２００から出力されることになる。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図５及び図６を参照して、詳細に説明する。

図５は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図６は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。

図５及び図６に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路２０及びそれを用いた電荷検出回路３００においては、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０及びそれを用いた電荷検出回路２００に対して、直流電圧源４が付加された構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。

〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図５を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路２０の構成につき、詳細に説明する。

図５に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路２０は、第２の実施形態における
擬似抵抗回路１０に対して、更に、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇと第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇとを電気的に接続する電気配線Ｌ１に、所定の電圧の直流電圧源４を設けている。

詳しくは、直流電圧源４の負極端子は、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇに電気的に接続されると共に、直流電圧源４の正極端子は、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。

本実施形態における擬似抵抗回路２０においては、このような直流電圧源４を設けることにより、その電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧を低下させるように調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在としている。

この結果、本実施形態における擬似抵抗回路２０においては、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されることに加えて、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在とする。

〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図６を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路２０が適用された電荷検出回路３００につき、詳細に説明する。

図６に示すように、本実施形態における電荷検出回路３００は、擬似抵抗回路２０に加え、第２の実施形態における電荷検出回路２００と同様に、第２の演算増幅器ＯＰ２と、コンデンサＣｆと、を備えている。

ここで、本実施形態における擬似抵抗回路２０においては、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換しているため、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏ、つまり、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄから出力される出力波形の疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが、低減されていることに加え、直流電圧源４が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在としている。

このため、本実施形態における電荷検出回路３００においては、第２の演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路３００の出力信号には、第２の実施形態における電荷検出回路２００と同様に、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減されることになることに加え、第２の実施形態における電荷検出回路２００に比較して、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号も、第２の演算増幅器ＯＰ２で確実に増幅されて、電荷検出回路３００から出力されることになる。

なお、本実施形態における直流電圧源４においては、必要に応じて、直流電圧源４の正極端子を、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇに電気的に接続すると共に、直流電圧源４の負極端子を、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続して、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより小さな値へと調整自在としてもかまわない。

また、本実施形態における直流電圧源４は、第１の実施形態における擬似抵抗回路１及びそれを用いた電荷検出回路１００に対して適用できることは、もちろんである。

（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図７及び図８を参照して、詳細に説明する。

図７は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図８は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。

図７及び図８に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路３０及びそれを用いた電荷検出回路４００においては、第３の実施形態における擬似抵抗回路２０及びそれを用いた電荷検出回路３００に対して、直流電圧源４をフローティング電圧源５に置換した構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。

〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図７を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路３０の構成につき、詳細に説明する。

図７に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路３０は、第３の実施形態における擬似抵抗回路２０に対して、直流電圧源４の代わりに、ＰＴＡＴ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｔｏ Ａｂｓｏｌｕｔｅ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）電流源５１と第３の抵抗素子Ｒ３とを備えるフローティング電圧源５を設けている。

詳しくは、ＰＴＡＴ電流源５１の出力端子は、第３の抵抗素子Ｒ３の一方の端部、及び第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。また、第３の抵抗素子Ｒ３の他方の端部は、第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。

本実施形態における擬似抵抗回路３０においては、このようなフローティング電圧源５を設けることにより、その温度に比例した出力電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在としている。

この結果、本実施形態における擬似抵抗回路３０においては、第３の実施形態における擬似抵抗回路２０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値等へと調整自在とすることに加え、フローティング電圧源５が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減する。

なお、図７に示すＰＴＡＴ電流源５１の内部回路は一例として示したものであり、ＰＴＡＴ電流源の内部回路としては、これに限定されるものではなく、その他公知の構成を採用することが可能である。

〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図８を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路３０が適用された電荷検出回路４００につき、詳細に説明する。

図８に示すように、本実施形態における電荷検出回路３００は、擬似抵抗回路３０に加
え、第３の実施形態における電荷検出回路２００と同様に、第２の演算増幅器ＯＰ２と、コンデンサＣｆと、を備えている。

ここで、本実施形態における擬似抵抗回路３０においては、第３の実施形態における擬似抵抗回路２０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値等へと調整自在とすることに加え、フローティング電圧源５が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減している。

このため、本実施形態における電荷検出回路３００においては、第２の演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路３００の出力信号は、第３の実施形態における電荷検出回路３００と同様に、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号が第２の演算増幅器ＯＰ２で確実に増幅され、かつ、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減された態様で出力されることになることに加え、第３の実施形態における電荷検出回路３００に比較して、その温度依存性が低減されることになる。

なお、本実施形態におけるフローティング電圧源５は、第１の実施形態における擬似抵抗回路１及びそれを用いた電荷検出回路１００に対して適用できることは、もちろんである。

さて、以上の第２の実施形態から第４の実施形態では、絶対値回路３を設けた構成について説明したが、かかる絶対値回路３は、フローティング電圧源に置き換えることができる。そこで、以下、絶対値回路３をフローティング電圧源に置換した構成を有する第５の実施形態以降の各実施形態につき、図面を適宜参照しながら、詳細に説明する。

（第５の実施形態）
まず、本発明の第５の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図９及び図１０を参照して、詳細に説明する。

図９は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図１０は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。

図９及び図１０に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路４０及びそれを用いた電荷検出回路５００においては、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０及びそれを用いた電荷検出回路２００に対して、絶対値回路３をフローティング電圧源６に置換して、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部を正の値の電圧範囲に維持した構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。

〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図９を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路４０の構成につき、詳細に説明する。

図９に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路４０は、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０に対して、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄと第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄとの間に設けられた絶対値回路３に置換して、フローティング電圧源６を設けている。かかるフローティング電圧源（ドレーン側フローティング電圧源）６の構成は、第４の実施形態で説明したフローティング電圧源（ゲー
ト側フローティング電圧源）５の構成と同様である。

このように、本実施形態における擬似抵抗回路４０において、フローティング電圧源６を設けているのは、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０に絶対値回路３を設けたのと同様に、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値にして、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部に対して、第２の実施形態におけるものと同様に正の値の電圧を与えるためである。

詳しくは、フローティング電圧源６の負極端子は、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄに電気的に接続されると共に、フローティング電圧源６の正極端子は、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄに電気的に接続されている。フローティング電圧源６の具体的構成は、第４の実施形態で説明したフローティング電圧源５の構成と同様であり、詳細な図示は省略するが、第４の実施形態で一例として説明したように、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるものである。つまり、かかるＰＴＡＴ電流源の出力端子は、かかる抵抗素子の一方の端部、及び第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄに電気的に接続されているものであり、かかる抵抗素子の他方の端部は、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄに電気的に接続されることになる。

ここで、フローティング電圧源６の電圧の値Ｖｏｆｆは、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏの振幅の最大値Ｖｍａｘよりも大きい正の値に設定されることが必要である（Ｖｏｆｆ＞Ｖｍａｘ）。

このようなフローティング電圧源６を設けることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換することができ、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部に対して、第２の実施形態におけるものと同様に正の値の電圧を与えることができる。

更に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値は、第１の電界効果トランジスタＭａにおけるゲート電圧を熱電圧で規格化した値に対して指数的に変動するもののみならず、そのドレイン電圧を熱電圧で規格化した値に対しても指数的に変動するものであるので、熱電圧に比例した電圧値を出力するフローティング電圧源６を設けることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在とすることができる。

よって、このようなフローティング電圧源６を設けることにより、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部に対して、第２の実施形態におけるものと同様に正の値の電圧を与えることができることに加え、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することができる。

この結果、本実施形態における擬似抵抗回路４０においても、第２の実施形態における擬似抵抗回路１０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されることになることに加え、フローティング電圧源６が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減する。

〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図１０を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路４０が適用された電荷検出回路５００につき、詳細に説明する。

図１０に示すように、本実施形態における電荷検出回路５００は、擬似抵抗回路４０に加え、第２の実施形態における電荷検出回路２００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。

ここで、本実施形態における擬似抵抗回路４０においては、フローティング電圧源６が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換することができるため、第１の実施形態における擬似抵抗回路１と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されていることに加え、フローティング電圧源６が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減している。

このため、本実施形態における電荷検出回路５００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路３００の出力信号は、第２の実施形態における電荷検出回路２００と同様に、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号が、疑似抵抗値の非線形性に起因する波形歪みが低減された態様で、第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅されて出力されることになることに加え、第２の実施形態における電荷検出回路２００に比較して、その温度依存性が低減されることになる。

なお、本実施形態におけるフローティング電圧源６の代わりに、電圧がＶｏｆｆ＞Ｖｍａｘを満足する直流電圧源を設けることもできる。かかる場合には、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することはできないが、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換することができ、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部に対して、第２の実施形態におけるものと同様に正の値の電圧を与えることができる。

（第６の実施形態）
次に、本発明の第６の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図１１及び図１２を参照して、詳細に説明する。

図１１は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図１２は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。

図１１及び図１２に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路５０及びそれを用いた電荷検出回路６００においては、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０及びそれを用いた電荷検出回路５００に対して、直流電圧源４が付加された構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。

〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図１１を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路５０の構成につき、詳細に説明する。

図１１に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路５０は、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０に対して、更に、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇと第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇとを電気的に接続する電気配線Ｌ１に、直流電圧源４を設けている。そして、かかる直流電圧源４の構成は、第３の実施形態におけるものと同様である。

つまり、本実施形態における擬似抵抗回路５０においては、このような直流電圧源４を設けることにより、その電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧を低下させるように調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在としている。

この結果、本実施形態における擬似抵抗回路５０においては、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように調整自在とされ、その温度依存性を低減した所定値に安定して維持されることに加えて、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在とする。

〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図１２参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路５０が適用された電荷検出回路６００につき、詳細に説明する。

図１２に示すように、本実施形態における電荷検出回路６００は、擬似抵抗回路２０に加え、第５の実施形態における電荷検出回路５００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。

ここで、本実施形態における擬似抵抗回路５０においては、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが負の値である場合においてもその電圧を正の値に変換し、かつ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減されているため、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏ、つまり、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄから出力される出力波形の疑似抵抗値の非線形性及び温度依存性に起因する波形歪みが、低減されていることに加え、直流電圧源４が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在としている。

このため、本実施形態における電荷検出回路６００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路６００の出力信号には、第５の実施形態における電荷検出回路５００と同様に、疑似抵抗値の非線形性及び温度依存性に起因する波形歪みが低減されることに加え、第２の実施形態における電荷検出回路２００に比較して、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号も、第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅されて、電荷検出回路６００から出力されることになる。

（第７の実施形態）
次に、本発明の第７の実施形態における擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路につき、図１３及び図１４を参照して、詳細に説明する。

図１３は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。また、図１４
は、本実施形態における擬似抵抗回路を適用した電荷検出回路の構成を示す回路図である。

図１３及び図１４に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路６０及びそれを用いた電荷検出回路７００においては、第６の実施形態における擬似抵抗回路５０及びそれを用いた電荷検出回路６００に対して、直流電圧源４をフローティング電圧源５に置換した構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。

〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図１３を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路６０の構成につき、詳細に説明する。

図１３に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路６０は、第６の実施形態における擬似抵抗回路５０に対して、直流電圧源４の代わりに、ＰＴＡＴ電流源５１と抵抗素子Ｒとを備えるフローティング電圧源５を設けている。そして、かかるフローティング電圧源（ゲート側フローティング電圧源）５の構成は、第４の実施形態におけるものと同様である。

つまり、本実施形態における擬似抵抗回路６０においては、このようなフローティング電圧源５を設けることにより、その温度に比例した出力電圧を利用して、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在としている。

この結果、本実施形態における擬似抵抗回路６０においては、第６の実施形態における擬似抵抗回路５０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように調整自在とされ、その温度依存性を低減した所定値に安定して維持し、かつ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値へと調整自在とすることに加え、フローティング電圧源５が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるゲート電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減する。

〔電荷検出回路の構成及び動作〕
次に、図１４を参照して、以上の構成を有する擬似抵抗回路６０が適用された電荷検出回路７００につき、詳細に説明する。

図１４に示すように、本実施形態における電荷検出回路７００は、擬似抵抗回路６０に加え、第６の実施形態における電荷検出回路６００と同様に、第３の演算増幅器ＯＰ３と、コンデンサＣｆと、を備えている。

ここで、本実施形態における擬似抵抗回路６０においては、第６の実施形態における擬似抵抗回路５０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値をより大きな値等へと調整自在とすることに加え、フローティング電圧源５が設けられることにより、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるゲート電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減している。

このため、本実施形態における電荷検出回路７００においては、第３の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）から出力される電荷検出回路３００の出力信号は、第６の実施形態における電荷検出回路６００と同様に、電荷出力センサからのより低周波数領域の検出信号が第３の演算増幅器ＯＰ３で確実に増幅され、かつ、疑似抵抗値の非線形性及び温度依存性に起因する波形歪みが低減された態様で出力されることになることに加え、第６の実施形態における電荷検出回路６００に比較して、その温度依存性が更に低減されることになる。

（第８の実施形態）
最後に、本発明の第８の実施形態における擬似抵抗回路につき、図１５を参照して、詳細に説明する。

図１５は、本実施形態における擬似抵抗回路の構成を示す回路図である。

図１５に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路７０においては、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０に対して、フローティング電圧源６をその極性を逆にしたフローティング電圧源７に置換して、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部を負の値の電圧範囲に維持した構成が主たる相違点であり、残余の構成は、同様である。よって、本実施形態では、かかる相違点に着目して説明することとし、同一な構成については、同じ符号を用い、その説明を簡略化又は省略するものとする。

〔擬似抵抗回路の構成及び動作〕
まず、図１５を参照して、本実施形態における擬似抵抗回路７０の構成につき、詳細に説明する。

図１５に示すように、本実施形態における擬似抵抗回路７０は、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０に対して、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン端子Ｄと第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄとの間に設けられたフローティング電圧源６に置換して、フローティング電圧源７を設けている。かかるフローティング電圧源（ドレーン側フローティング電圧源）７の構成は、その極性は逆になるが、第５の実施形態で説明したフローティング電圧源６の構成と同様である。

また、本実施形態における擬似抵抗回路７０においては、このようなフローティング電圧源７を設けることに対応して、第１の演算増幅器ＯＰ１における反転入力端子（−）及び非反転入力端子（＋）における電気的な接続関係が、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０に対して異なっている。つまり、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）は、第２の抵抗素子Ｒ２の他方の端部と、第１の抵抗素子Ｒ１の一方の端部と、の間、すなわち第２の分圧回路２２の中点電圧に電気的に接続されている。第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）は、基準抵抗素子Ｒｓｔｄの一方の端部と、第２の電界効果トランジスタＭｂのソース端子Ｓと、の間、すなわち第１の分圧回路２１の中点電圧に電気的に接続されている。第２の抵抗素子Ｒ２の他方の端部と、第１の抵抗素子Ｒ１の一方の端部と、の間、すなわち第２の分圧回路２２の中点電圧に電気的に接続されている。但し、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子は、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａのゲート端子Ｇ、及び第２の電界効果トランジスタＭｂのゲート端子Ｇに電気的に接続されている。

ここで、フローティング電圧源７の電圧の値Ｖｏｆｆは、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏの振幅の最大値Ｖｍａｘよりも大きい値に設定されることが必要
である（Ｖｏｆｆ＞Ｖｍａｘ）。

このようなフローティング電圧源７を設けることにより、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが正の値である場合においてもその電圧を負の値に変換することができ、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部に対して、負の値の電圧を与えることができる。

更に、このようなフローティング電圧源７は、熱電圧に比例した電圧値を出力するものであるため、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧を調整することができ、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値における熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在とすることができる。

よって、本実施形態における擬似抵抗回路７０においても、このようなフローティング電圧源７を設けることにより、第５の実施形態における擬似抵抗回路４０と同様に、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値が、所定値に安定して維持されることになることに加え、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺するように、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値を調整自在として、その温度依存性を低減する。

なお、本実施形態におけるフローティング電圧源７の代わりに、電圧がＶｏｆｆ＞Ｖｍａｘを満足する直流電圧源を設けることもできる。かかる場合には、第１の電界効果トランジスタＭａの疑似抵抗値におけるドレイン電圧に関する熱電圧の変動に起因する変動分を相殺することはできないが、第１の電界効果トランジスタＭａのドレイン電圧Ｖｏが正の値である場合においてもその電圧を負の値に変換することができ、第２の電界効果トランジスタＭｂのドレイン端子Ｄ及び第１の抵抗素子Ｒ１の他方の端部に対して、第２の実施形態におけるものと同様に負の値の電圧を与えることができる。

また、本実施形態における擬似抵抗回路７０は、第５の実施形態から第７の実施形態で説明したような電荷検出回路５００から７００に同様に適用することができ、それらと同様に動作させることができることはもちろんである。

なお、以上の各実施形態においては、第１の電界効果トランジスタＭａ及び第２の電界効果トランジスタＭｂは、共にｎ型のＭＯＳＦＥＴであるとしたが、各実施形態の構成は、原理的にはＭＯＳＦＥＴのキャリアの種別に関係なく適用できるため、これらは、ｐ型のＭＯＳＦＥＴであってもよい。かかる場合には、第１の演算増幅器ＯＰ１を介した負帰還が成立するように、第１の演算増幅器ＯＰ１における反転入力端子及び非反転入力端子の電気的な接続先を入れ替えればよい。

また、以上の各実施形態においては、第１の電界効果トランジスタＭａ及び第２の電界効果トランジスタＭｂは、共にＭＯＳＦＥＴであるとしたが、弱反転領域に見られる電気的特性に相当する電気的特性を有する電界効果トランジスタであれば、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタであってもよい。

また、本発明は、構成要素の形状、配置、個数等は前述の実施形態に限定されるものではなく、かかる構成要素を同等の作用効果を奏するものに適宜置換する等、発明の要旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能であることはもちろんである。

以上のように、本発明においては、電界効果トランジスタの疑似抵抗値を、製造工程の
ばらつき、及び電源電圧、温度の変化に応じて調整する付加的な調整回路を設ける必要性を排すると共に、電界効果トランジスタの電源電圧の変動に起因する波形歪みを低減可能な擬似抵抗回路及びそれを用いた電荷検出回路を提供することができるものであるため、その汎用普遍的な性格から広範に擬似抵抗回路や電荷検出回路等の分野に適用され得るものと期待される。

１、１０、２０、３０、４０、５０、６０、７０…擬似抵抗回路
２…歪補償バイアス源
３…絶対値回路
４…直流電圧源
５…フローティング電圧源（ゲート側フローティング電圧源）
６、７…フローティング電圧源（ドレイン側フローティング電圧源）
２１…第１の分圧回路
２２…第２の分圧回路
５１…ＰＴＡＴ電流源
１００、２００、３００、４００、５００、６００、７００…電荷検出回路
Ｃｆ…コンデンサ
Ｍａ…第１の電界効果トランジスタ
Ｍｂ…第２の電界効果トランジスタ
ＯＰ１…第１の演算増幅器
ＯＰ２…第２の演算増幅器
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３…抵抗素子
Ｒｓｔｄ…基準抵抗素子

Claims (7)

1. 第１の電界効果トランジスタと、
   前記第１の電界効果トランジスタの電気的特性とマッチングされた電気的特性を有する第２の電界効果トランジスタと、
   基準抵抗素子の一方の端部、及び前記第２の電界効果トランジスタのソース端子が電気的に接続された第１の分圧回路と、
   第１の抵抗素子の一方の端部、及び前記基準抵抗素子の他方の端部に電気的に接続した一方の端部を有する第２の抵抗素子の他方の端部が電気的に接続された第２の分圧回路と、
   反転入力端子、非反転入力端子、並びに前記第１の電界効果トランジスタのゲート端子及び前記第２の電界効果トランジスタのゲート端子に電気的に接続された出力端子を有し、前記反転入力端子及び前記非反転入力端子の対応する一方に前記第１の分圧回路の中点電圧が入力され、かつ、前記反転入力端子及び前記非反転入力端子の対応する他方に前記第２の分圧回路の中点電圧が入力される第１の演算増幅器と、
   を備え、
   前記基準抵抗素子の前記他方の端部と前記第２の抵抗素子の前記一方の端部の間に第１の基準電圧を印加すると共に、前記第２の電界効果トランジスタのドレイン端子及び前記第１の抵抗素子の他方の端部に対して、前記第２の電界効果トランジスタのドレイン端子と電気的に接続された前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子のドレイン電圧を入力する擬似抵抗回路。
2. 前記第１の抵抗素子の前記他方の端部及び前記第２の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子に対して、前記第１の電界効果トランジスタのドレイン電圧の絶対値電圧を入力する絶対値回路を更に備えた請求項１に記載の擬似抵抗回路。
3. 前記第１の抵抗素子の前記他方の端部に電気的に接続された前記第２の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子と、前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子と、の間に、第１の電圧源を更に備えた請求項１に記載の疑似抵抗回路。
4. 前記第１の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と抵抗素子とを備えるフローティング電圧源である請求項３に記載の疑似抵抗回路。
5. 前記第１の電界効果トランジスタの前記ゲート端子と前記第２の電界効果トランジスタの前記ゲート端子とを電気的に接続する電気配線に第２の電圧源を更に備えた請求項１から４のいずれかに記載の擬似抵抗回路。
6. 前記第２の電圧源が、ＰＴＡＴ電流源と第３の抵抗素子とを備えるフローティング電圧源である請求項５に記載の擬似抵抗回路。
7. 請求項１から６のいずれかに記載の前記擬似抵抗回路と、
   前記第１の電界効果トランジスタのソース端子に電気的に接続された反転入力端子、第２の基準電圧が入力される非反転入力端子、及び前記第１の電界効果トランジスタの前記ドレイン端子に電気的に接続された出力端子を有する第２の演算増幅器と、
   前記第２の演算増幅器の前記反転入力端子と前記第２の演算増幅器の前記出力端子との間、及び前記第１の電界効果トランジスタの前記ソース端子Ｓと前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子との間に電気的に接続された及びコンデンサと、
   を備えた電荷検出回路。

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