JP2020102774A - チャージアンプ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】増幅動作の精度を高めることができるチャージアンプを提供する。【解決手段】信号検出システム１において、チャージアンプ２は、第１入力端子Ｔ１に入力電圧Ｖｉｎもしくは電荷が入力される信号入力端子が接続されており、第２入力端子Ｔ２に基準電圧Ｖｇｎｄを供給する基準電圧部位が接続されているオペアンプＯＰ１を備える。チャージアンプは、オペアンプの出力端子Ｖｏｕｔ１とオペアンプの第１入力端子との接続経路上に備えられている帰還容量Ｃｆを備える。チャージアンプは、帰還容量に並列接続されている帰還抵抗Ｒｆを備える。チャージアンプは、入力端子がオペアンプの出力端子に接続されている反転増幅部ＯＰ２を備える。チャージアンプは、反転増幅部の出力端子とオペアンプの第１入力端子との接続経路上に備えられている第１抵抗Ｒｃを備える。【選択図】図１

Description

本明細書が開示する技術は、チャージアンプ回路に関する。

特許文献１には、チャージアンプが備えるオペアンプの反転入力端子及び出力端子間に、帰還容量と帰還抵抗とが並列に接続されている構成が開示されている。チャージアンプの応答性及び精度を高めることができる。

特開２０１５−１９７３８２号公報

特許文献１のチャージアンプでは、帰還抵抗に印加される電圧による生じる帰還電流が中和電流となって、帰還容量の電荷を中和してしまう。すなわち、帰還容量に蓄積されていた電荷が減少してしまう。その結果、オペアンプから出力される出力波形が歪んでしまい、増幅動作の精度が低下してしまう。

本明細書で開示するチャージアンプの一実施形態は、第１入力端子に入力電圧もしくは電荷が入力される信号入力端子が接続されており、第２入力端子に基準電圧を供給する基準電圧部位が接続されているオペアンプを備える。チャージアンプは、オペアンプの出力端子とオペアンプの第１入力端子との接続経路上に備えられている帰還容量を備える。チャージアンプは、帰還容量に並列接続されている帰還抵抗を備える。チャージアンプは、入力端子がオペアンプの出力端子に接続されている反転増幅部を備える。チャージアンプは、反転増幅部の出力端子とオペアンプの第１入力端子との接続経路上に備えられている第１抵抗を備える。

オペアンプの出力端子から出力される出力電圧を反転増幅部で反転増幅することができる。そして、反転増幅された電圧が第１抵抗に印加されることで発生する電流によって、帰還抵抗に印加される電圧による生じる帰還電流を相殺することができる。これにより、帰還容量の電荷が中和されてしまう速度を緩和することができる。オペアンプから出力される出力波形の歪みを低減することができる。

反転増幅部のゲインは−１であってもよい。帰還抵抗と第１抵抗との抵抗値が等しくてもよい。効果の詳細は実施例で説明する。

反転増幅部の出力端子が第２抵抗および第３抵抗を介して基準電圧部位に接続されていてもよい。第１抵抗の一端が、第２抵抗と第３抵抗との接続点に接続されていてもよい。第１抵抗の他端が、オペアンプの第１入力端子に接続されていてもよい。効果の詳細は実施例で説明する。

反転増幅部のゲインは−１であり、第１抵抗の抵抗値は帰還抵抗の抵抗値より大きいまたは小さくてもよい。効果の詳細は実施例で説明する。

帰還抵抗と第１抵抗との抵抗値が等しくてもよい。反転増幅部のゲインは−１より大きいまたは−１より小さくてもよい。効果の詳細は実施例で説明する。

信号入力端子とオペアンプの第１入力端子との接続経路上に配置されている入力容量を備えていてもよい。

実施例１に係る信号検出システム１の回路構成図である。 実施例１における入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔ１の波形図である。 比較例のチャージアンプの回路構成図である。 比較例における入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔ１の波形図である。 実施例２に係る信号検出システム１ａの回路図である。

（信号検出システム１の構成)
図１に、実施例１に係る信号検出システム１の回路構成図を示す。信号検出システム１は、チャージアンプ２、信号源３を備える。信号源３は、例えば圧電型加速度センサである。信号源３の一端は、信号入力端子Ｔ１に接続されている。信号源３から出力される入力電圧Ｖｉｎは、信号入力端子Ｔ１に入力される。信号源３の他端は、グランド電圧部位Ｖｇｎｄに接続されている。グランド電圧部位Ｖｇｎｄは、グランド電圧を供給する部位である。本実施形態では、グランド電圧は０Ｖである。

チャージアンプ２は、信号入力端子Ｔ１および基準電圧端子Ｔ２、容量Ｃｉ、オペアンプＯＰ１、帰還抵抗Ｒｆ、帰還容量Ｃｆ、出力端子Ｔ３、反転増幅部４、補償抵抗Ｒｃ、を備える。基準電圧端子Ｔ２の一端はグランド電圧部位Ｖｇｎｄに接続され、他端はオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に接続されている。容量Ｃｉの一端は信号入力端子Ｔ１に接続され、他端はオペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ１には、所定電圧＋ＶＤＤ（例：５Ｖ）および所定電圧−ＶＳＳ（例：−５Ｖ）が供給されている。オペアンプＯＰ１は、信号入力端子Ｔ１に入力される入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔ１に増幅し、出力端子Ｔ３を介して出力する。オペアンプＯＰ１の増幅度ＧＡ１は、下式（０）で求まる。
ＧＡ１＝−Ｃｉ／Ｃｆ ・・・式（０）

オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子との接続経路上には、帰還容量Ｃｆが備えられている。帰還容量Ｃｆには、帰還抵抗Ｒｆが並列接続されている。帰還抵抗Ｒｆは、ＤＣ電圧を基準電圧であるグランド電圧に安定化させるための抵抗である。またオペアンプＯＰ１の出力端子は、出力端子Ｔ３および反転増幅部４の入力部に接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子からは、出力電圧Ｖｏｕｔ１が出力される。

反転増幅部４は、オペアンプＯＰ２、抵抗ＲＡ１およびＲＡ２を備える。オペアンプＯＰ２の反転入力端子には、抵抗ＲＡ１を介して、オペアンプＯＰ１の出力端子および出力端子Ｔ３が接続されている。オペアンプＯＰ２の非反転入力端子には、グランド電圧部位Ｖｇｎｄが接続されている。オペアンプＯＰ２の出力端子は、抵抗ＲＡ２を介してオペアンプＯＰ２の反転入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ２には、所定電圧＋ＶＤＤ（例：５Ｖ）および所定電圧−ＶＳＳ（例：−５Ｖ）が供給されている。オペアンプＯＰ２の出力端子からは、出力電圧Ｖｏｕｔ２が出力される。

反転増幅部４の増幅度ＧＡ２は、下式（１）で求まる。
ＧＡ２＝−ＲＡ２／ＲＡ１ ・・・式（１）
実施例１のチャージアンプ２では、反転増幅部４の増幅度ＧＡ２が「−１」である場合を説明する。すなわち、抵抗ＲＡ１とＲＡ２の抵抗値が等しい場合である。

オペアンプＯＰ２の出力端子とオペアンプＯＰ１の反転入力端子との接続経路上には、補償抵抗Ｒｃが備えられている。補償抵抗Ｒｃの抵抗値と、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値とは、等しくされている。

実施例１における、チャージアンプ２の容量値や抵抗値の組み合わせの一例を、以下に示す。Ｒｆ＝Ｒｃ＝１００ＭΩ、ＲＡ１＝ＲＡ２＝１０ｋΩ、Ｃｉ＝１００ｐＦ、Ｃｆ＝１００ｐＦ、＋ＶＤＤ＝５Ｖ、−ＶＳＳ＝−５Ｖ。

（課題）
比較例を用いて、課題を説明する。図３に、比較例となるチャージアンプ１０２を示す。また図４に、比較例における、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔ１の波形図を示す。図４（Ａ）の縦軸は、上向きが負である。図４（Ｂ）の縦軸は、上向きが正である。比較例のチャージアンプ１０２（図３）は、実施例１のチャージアンプ２（図１）から、反転増幅部４および補償抵抗Ｒｃを除去したチャージアンプである。比較例のチャージアンプ１０２と実施例１のチャージアンプ２とで同一の符号を付した部位の内容は同一であるため、説明を省略する。

入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔ１の関係は、下式（２）で示される。
Ｖｏｕｔ１＝−ＧＡ１×Ｖｉｎ＝（Ｃｉ／Ｃｆ）×Ｖｉｎ ・・・式（２）
比較例のチャージアンプ１０２では、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続されている接続点Ｎ１の電圧は、グランド電圧である。従って、帰還抵抗Ｒｆには出力電圧Ｖｏｕｔ１が印加される。よって、下式（３）に示す帰還電流Ｉ１が発生する。
Ｉ１＝Ｖｏｕｔ１／Ｒｆ ・・・式（３）
この帰還電流Ｉ１は、中和電流Ｉ２となり、帰還容量Ｃｆの電荷を中和する。すなわち、帰還容量Ｃｆに蓄積されている電荷が減少してしまう。その結果、図４（Ｂ）の出力電圧Ｖｏｕｔ１では、誤差電圧Ｖｅｒｒが生じてしまう。図４（Ａ）に示す入力電圧Ｖｉｎの矩形波に対して、図４（Ｂ）の出力電圧Ｖｏｕｔ１の波形が歪んでしまうため、チャージアンプ１０２の増幅動作の精度が低下してしまう。

ここで、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を超高抵抗値（例：１ＧΩ）にすれば、帰還電流Ｉ１および中和電流Ｉ２を低減することができ、その結果、誤差電圧Ｖｅｒｒを低減できる。しかし、超高抵抗値の帰還抵抗Ｒｆは信頼性が低いため、結果としてチャージアンプの信頼性が低下してしまう。超高抵抗素子は、抵抗体等に付着する水分や汚れ、基板等の特性劣化により、寄生的な抵抗成分が並列接続され、抵抗値が変動しやすいためである。また超高抵抗素子の抵抗値には１％程度の誤差が発生してしまうが、抵抗値が高いために、抵抗値のバラつきの絶対値が無視できない程度に大きくなってしまうためである。

（効果）
実施例１のチャージアンプ２の効果を、図１および図２を用いて説明する。図２は、実施例１における、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔ１の波形図である。図２（Ａ）の縦軸は、上向きが負である。図２（Ｂ）の縦軸は、上向きが正である。反転増幅部４の増幅度ＧＡ２は「−１」であるため、オペアンプＯＰ２から出力される出力電圧Ｖｏｕｔ２は、下式（４）で示される。
Ｖｏｕｔ２＝ＧＡ２×Ｖｏｕｔ１＝−Ｖｏｕｔ１ ・・・式（４）
また、補償抵抗Ｒｃを流れる補償電流Ｉ３の絶対値は、下式（５）で示される。
Ｉ３＝Ｖｏｕｔ２／Ｒｃ＝Ｖｏｕｔ１／Ｒｃ ・・・式（５）
ここで、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値と補償抵抗Ｒｃの抵抗値とが等しいため、式（３）および式（５）から、帰還電流Ｉ１と補償電流Ｉ３とが等しくなることが分かる。従って、補償電流Ｉ３によって中和電流Ｉ２を相殺することができる。中和電流Ｉ２をゼロにすることができる。これにより、帰還容量Ｃｆの電荷が中和電流Ｉ２によって中和されてしまうことがない。その結果、図２（Ｂ）の出力電圧Ｖｏｕｔ１では、誤差電圧Ｖｅｒｒが発生しない。図２（Ａ）の入力電圧Ｖｉｎの矩形波に対して、図２（Ｂ）の出力電圧Ｖｏｕｔ１の矩形波が歪んでしまうことがない。入力電圧Ｖｉｎに忠実な、高精度な増幅動作が可能となる。

中和電流Ｉ２をゼロにすることができることから、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を見かけ上無限大にすることができる。すなわち、超高抵抗素子（例：１ＧΩ）よりも低抵抗で信頼性の高い帰還抵抗Ｒｆおよび補償抵抗Ｒｃ（例：１００ＭΩ）を用いて、帰還抵抗Ｒｆを擬似的に超高抵抗素子として機能させることができる。チャージアンプ２の信頼性を高めることと、高精度な増幅動作を実現することとを、両立することができる。

（チャージアンプ２ａの構成）
図５に、実施例２に係る信号検出システム１ａの回路構成図を示す。実施例２の信号検出システム１ａが備えるチャージアンプ２ａは、実施例１のチャージアンプ２（図１）に対して、電圧調整部５を追加した構成を備える。

電圧調整部５は、抵抗ＲＴ２およびＲＴ３を備えている。オペアンプＯＰ２の出力端子は、抵抗ＲＴ２および抵抗ＲＴ３を介してグランド電圧部位Ｖｇｎｄに接続されている。抵抗ＲＴ２と抵抗ＲＴ３との接続点Ｎ２からは、調整電圧Ｖｏｕｔ３が出力される。調整電圧Ｖｏｕｔ３は、出力電圧Ｖｏｕｔ２が分圧された電圧である。補償抵抗Ｒｃの一端が、接続点Ｎ２に接続されている。補償抵抗Ｒｃの他端が、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続されている。補償抵抗Ｒｃ、抵抗ＲＴ２およびＲＴ３の抵抗値は、「Ｒｃ＞＞ＲＴ２＋ＲＴ３」の条件を満たすように定めてもよい。例えば、補償抵抗Ｒｃの抵抗値が、抵抗ＲＴ２およびＲＴ３の合成抵抗値の１００倍程度であってもよい。なお、実施例２のチャージアンプ２ａと実施例１のチャージアンプ２とで同一の符号を付した部位の内容は同一であるため、説明を省略する。

補償抵抗Ｒｃを流れる補償電流Ｉ３ａは、下式（６）で示される。
Ｉ３ａ＝Ｖｏｕｔ３／Ｒｃ ・・・式（６）
式（６）から、補償抵抗Ｒｃの値および調整電圧Ｖｏｕｔ３の値を制御することで、補償電流Ｉ３ａの大きさを制御することができることが分かる。そして、補償電流Ｉ３ａと帰還電流Ｉ１との大小関係を制御することで、中和電流Ｉ２の大きさや方向を任意に制御することができる。以下に制御例を説明する。

（帰還抵抗Ｒｆの見かけ上の抵抗値の制御）
実施例２に係るチャージアンプ２ａでは、帰還抵抗Ｒｆの見かけ上の抵抗値を、任意の高抵抗値に設定することができる。例えば、中和電流Ｉ２＞０の設定をする場合を説明する。すなわち、帰還容量Ｃｆに流れ込む向き（図５の矢印Ｙ１の向き）の中和電流Ｉ２を発生させる場合である。この場合、「帰還電流Ｉ１＞補償電流Ｉ３ａ」に設定すればよい。例えば、「補償電流Ｉ３ａ＝０．９×帰還電流Ｉ１」に設定すれば、中和電流Ｉ２の値を「０．１×帰還電流Ｉ１」に設定することができる。すなわち、帰還抵抗Ｒｆの見かけ上の抵抗値を、実際の抵抗値の１０倍にすることができる。また例えば、「補償電流Ｉ３ａ＝０．９９×帰還電流Ｉ１」に設定すれば、中和電流Ｉ２の値を「０．０１×帰還電流Ｉ１」に設定することができる。すなわち、帰還抵抗Ｒｆの見かけ上の抵抗値を、実際の抵抗値の１００倍にすることができる。

以上より、帰還抵抗Ｒｆの見かけ上の抵抗値を任意の高抵抗値に設定することで、中和電流Ｉ２の値を自由に制御できることが分かる。中和電流Ｉ２の値を、誤差電圧Ｖｅｒｒが許容範囲内に収まる値に設定することで、ノイズに強いチャージアンプを構成することができる。静電気等のノイズにより出力電圧Ｖｏｕｔ１がドリフトしてしまった場合においても、中和電流Ｉ２によってドリフト状態を解消することができるためである。いわゆる「ゼロ点探し」が可能なチャージアンプを構成することができる。

（リーク電流の補償）
実施例２に係るチャージアンプ２ａでは、リーク電流を補償することができる。例えば、図５に示すように、オペアンプＯＰ１の内部にリークパスＬＰが存在する場合に、リークパスＬＰから接続点Ｎ１にリーク電流ＩＬが流れ込んでくる場合を想定する。この場合、「帰還電流Ｉ１＜補償電流Ｉ３ａ」に設定すればよい。これにより、帰還電流Ｉ１とリーク電流ＩＬとを合わせた電流を、補償電流Ｉ３ａとして引き抜くことができるため、中和電流Ｉ２を減少させることが可能となる。

具体例として、「リーク電流ＩＬ＝帰還電流Ｉ１」である場合を考える。帰還容量Ｃｆへ流れる中和電流Ｉ２の電流値は、「帰還電流Ｉ１＋リーク電流ＩＬ＝２×帰還電流Ｉ１」となる。この場合、「補償電流Ｉ３ａ＝２×帰還電流Ｉ１」になるように、補償抵抗Ｒｃや調整電圧Ｖｏｕｔ３を調整すれば、中和電流Ｉ２をゼロにすることができる。

なお、リーク電流の向きが逆方向である場合（接続点Ｎ１からリークパスＬＰへリーク電流ＩＬの引き抜きがある場合）においても、中和電流Ｉ２を減少させることが可能である。すなわち、「帰還電流Ｉ１＞補償電流Ｉ３ａ」に設定すればよい。リーク電流ＩＬおよび補償電流Ｉ３ａとを合わせた電流によって、帰還電流Ｉ１を引き抜くことができるため、中和電流Ｉ２を減少させることができる。

（中和電流Ｉ２の完全補償）
実施例２のチャージアンプ２ａを用いて、実施例１のチャージアンプ２と同様の動作を行うことも可能である。すなわち、「帰還電流Ｉ１＝補償電流Ｉ３ａ」となるように、補償抵抗Ｒｃおよび調整電圧Ｖｏｕｔ３を制御することができる。具体例として、「補償抵抗Ｒｃ＝帰還抵抗Ｒｆ／２」である場合を説明する。この場合、抵抗ＲＴ２とＲＴ３の抵抗値を等しくすればよい。これにより、「調整電圧Ｖｏｕｔ３＝出力電圧Ｖｏｕｔ２／２」となる。よって、前述した式（６）から、「帰還電流Ｉ１＝補償電流Ｉ３ａ」にすることができることが分かる。中和電流Ｉ２をゼロにすることができる。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

（変形例）
実施例１のチャージアンプ２（図１）において、補償電流Ｉ３と帰還電流Ｉ１との大小関係を制御することで、中和電流Ｉ２を減少させてもよい。例えば、反転増幅部４の増幅度ＧＡ２が「−１」である場合には、補償抵抗Ｒｃの抵抗値を帰還抵抗Ｒｆの抵抗値より大きく設定したり、小さく設定すればよい。例えば、リークパスによって接続点Ｎ１にリーク電流ＩＬが流れ込んでくる場合には、補償抵抗Ｒｃの抵抗値を帰還抵抗Ｒｆの抵抗値より小さくすればよい。これにより、式（３）および式（５）から、「帰還電流Ｉ１＜補償電流Ｉ３」にすることができる。帰還電流Ｉ１とリーク電流ＩＬとを合わせた電流を、補償電流Ｉ３として引き抜くことができるため、中和電流Ｉ２を減少させることが可能となる。また例えば、リークパスによって接続点Ｎ１からリーク電流ＩＬが引き抜かれる場合には、補償抵抗Ｒｃの抵抗値を帰還抵抗Ｒｆの抵抗値より大きくすればよい。これにより、式（３）および式（５）から、「帰還電流Ｉ１＞補償電流Ｉ３」にすることができる。リーク電流ＩＬおよび補償電流Ｉ３とを合わせた電流によって、帰還電流Ｉ１を引き抜くことができるため、中和電流Ｉ２を減少させることができる。

実施例１のチャージアンプ２（図１）において、補償電流Ｉ３ａと帰還電流Ｉ１との大小関係を制御することで、中和電流Ｉ２を減少させてもよい。例えば、補償抵抗Ｒｃの抵抗値と帰還抵抗Ｒｆの抵抗値とが等しい場合には、反転増幅部４の増幅度ＧＡ２の絶対値を「１」より大きく設定したり、小さく設定すればよい。例えば、リークパスによって接続点Ｎ１にリーク電流ＩＬが流れ込んでくる場合には、増幅度ＧＡ２の絶対値を「１」より大きくすればよい。これにより、式（３）〜式（５）から、「帰還電流Ｉ１＜補償電流Ｉ３」にすることができる。また例えば、リークパスによって接続点Ｎ１からリーク電流ＩＬが引き抜かれる場合には、増幅度ＧＡ２の絶対値を「１」より小さくすればよい。これにより、式（３）〜式（５）から、「帰還電流Ｉ１＞補償電流Ｉ３」にすることができる。

オペアンプＯＰ１およびＯＰ２に入力される基準電圧は、グランド電圧に限られず、任意のＤＣ電圧（例：２Ｖ）であってもよい。また、ＤＣ電圧を供給する基準電圧部位とオペアンプＯＰ１およびＯＰ２との接続経路上には、互いに並列接続された帰還抵抗Ｒｆと帰還容量Ｃｆが配置されていてもよい。

本実施例では、図２（Ａ）に示すように入力電圧Ｖｉｎが「負」の範囲内である場合を例として説明した。従って図１に示すように、「オペアンプＯＰ１の反転入力端子側に位置する帰還容量Ｃｆの電極」には負の電荷が蓄積し、「オペアンプＯＰ１の出力端子側に位置する帰還容量Ｃｆの電極」には正の電荷が蓄積する場合を説明した。また、帰還抵抗Ｒｆから「オペアンプＯＰ１の反転入力端子側に位置する帰還容量Ｃｆの電極」へ中和電流Ｉ２が流れ込む場合を説明した。しかし、帰還容量Ｃｆに蓄積される電荷の正負や、中和電流Ｉ２の向きは、入力電圧Ｖｉｎが「正」の範囲内にある場合には、逆転することはいうまでもない。

容量Ｃｉは容量素子に限られない。容量値を有する圧電素子や、容量変化型素子であってもよい。

反転入力端子は、第１入力端子の一例である。非反転入力端子は、第２入力端子の一例である。グランド電圧は、基準電圧の一例である。グランド電圧部位Ｖｇｎｄは、基準電圧部位の一例である。補償抵抗Ｒｃは、第１抵抗の一例である。抵抗ＲＴ２は、第２抵抗の一例である。抵抗ＲＴ３は、第３抵抗の一例である。容量Ｃｉは、入力容量の一例である。

１：信号検出システム、２：チャージアンプ、３：信号源、４：反転増幅部、５：電圧調整部、Ｉ１：帰還電流、Ｉ２：中和電流、Ｉ３：補償電流、Ｃｆ：帰還容量、Ｒｃ：補償抵抗、Ｒｆ：帰還抵抗、Ｔ１：信号入力端子、Ｔ２：基準電圧端子、Ｔ３：出力端子、Ｖｇｎｄ：グランド電圧部位

Claims (6)

1. 第１入力端子に入力電圧もしくは電荷が入力される信号入力端子が接続されており、第２入力端子に基準電圧を供給する基準電圧部位が接続されているオペアンプと、
   前記オペアンプの出力端子と前記オペアンプの前記第１入力端子との接続経路上に備えられている帰還容量と、
   前記帰還容量に並列接続されている帰還抵抗と、
   入力端子が前記オペアンプの前記出力端子に接続されている反転増幅部と、
   前記反転増幅部の出力端子と前記オペアンプの前記第１入力端子との接続経路上に備えられている第１抵抗と、
   を備えるチャージアンプ回路。
2. 前記反転増幅部のゲインは−１であり、
   前記帰還抵抗と前記第１抵抗との抵抗値が等しい、請求項１に記載のチャージアンプ回路。
3. 前記反転増幅部の出力端子が第２抵抗および第３抵抗を介して前記基準電圧部位に接続されており、
   前記第１抵抗の一端が、前記第２抵抗と前記第３抵抗との接続点に接続されており、
   前記第１抵抗の他端が、前記オペアンプの前記第１入力端子に接続されている、請求項１に記載のチャージアンプ回路。
4. 前記反転増幅部のゲインは−１であり、
   前記第１抵抗の抵抗値は前記帰還抵抗の抵抗値より大きいまたは小さい、請求項１に記載のチャージアンプ回路。
5. 前記帰還抵抗と前記第１抵抗との抵抗値が等しく、
   前記反転増幅部のゲインは−１より大きいまたは−１より小さい、請求項１に記載のチャージアンプ回路。
6. 前記信号入力端子と前記オペアンプの前記第１入力端子との接続経路上に配置されている入力容量を備える、請求項１〜５の何れか１項に記載のチャージアンプ回路。

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