CN103064455B - 一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路。工作于线性区的PMOS晶体管作为调零电阻，此调零电阻的阻值随输出电流的变化而变化，从而保证由调零电阻引入的零点在不同的负载条件下和反馈环路的第二极点相互抵消，保证反馈环路的稳定性并扩大反馈环路的带宽。

Description

一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路

技术领域

本发明涉及一种半导体集成电路，特别涉及一种线性电压调整电路。

背景技术

随着人们应用的多样化和集成电路工艺技术的发展，不同集成电路的供电电压差异很大，这就需要有种专门的电路将电源(如锂电池、蓄电池等)电压转换成合适的供电电压。同时电源的电压也随着时间、温度等外界因素变化很大，需要有专门的电路来保持集成电路供电电压的稳定。这些功能都可以通过线性电压调整电路来实现。

线性电压调整电路依靠反馈环路来实现输出电压的恒定。但由于反馈环路的存在，为了保持反馈环路的稳定性，需要对线性电压调整电路进行补偿。米勒补偿是一种保持反馈环路稳定性的补偿形式，在线性电压调整电路中被大量使用。因为米勒补偿会引入一个右半平面零点，这将大大影响反馈环路的稳定性和限制反馈环路的带宽，所以一般会使用某种方法来消除此零点或改变其位置从而使其变成左半平面零点。图1就是一种常见的带有调零电阻的米勒补偿线性电压调整电路。图1中调零电阻Rz的目的就是调整零点的位置，此时零点的位置为：

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{zero}}=-\frac{1}{C_c(R_z-1/C_{m,\mathrm{MPO}})}$

其中ω_zero代表零点位置，G_m，MPO代表PMOS晶体管MPO的跨导。由于反馈环路的第二极点位置为：

${\mathrm{\ω}}_{p2}=-\frac{G_{m,\mathrm{MPO}}}{C_L}$

其中ω_p2代表第二极点位置，C_L代表负载电容(负载的一部分)。如果调零电阻R_z＞1/G_m，MPO，零点将变成左半平面零点。可以用左半平面零点来补偿第二极点，此时ω_zero＝α*ω_p2(即R_z＝(1/G_m，MPO)*(α*C_L/C_c+1)，其中α为人为设定的正实数)，从而保证反馈环路的稳定性并扩展反馈环路的带宽。但有两个问题使ω_zero＝α*ω_p2条件很难得到满足：

(1)工艺漂移问题：电阻Rz和G_m，MPO都分别有自己的工艺漂移，这使Rz很难满足R_z＝(1/G_m，MPO)*(α*C_L/C_c+1)；

(2)输出电流变化问题：G_m，MPO随输出电流变化，在不同输出电流条件下很难满足R_z＝(1/G_m，MPO)*(α*C_L/C_c+1)。

图2所示电路使用工作于线性区的PMOS晶体管MPz充当调零电阻。工作于线性区的PMOS晶体管MPz的电阻值为：

$R_{\mathrm{MPz}}=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}(W/L)(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH},p})}=\frac{1}{G_{m,\mathrm{MPz},\mathrm{Sat}}}$

其中μ_p为PMOS迁移率，C_ox为单位面积的栅介质电容，W/L为MPz的宽长比，V_GS为栅源电压，V_TH，p为PMOS阈值电压，G_{m，MPz，Sat}为饱和区时MPz的跨导。此时为满足ω_zero＝α*ω_p2，需要G_{m，MPz，Sat}＝(G_m，MPO/α)*C_C/(C_c+C_L)，而G_{m，MPz，Sat}和G_m，MPO的工艺漂移是一致的，所以可以有效的解决工艺漂移问题。但是输出电流变化问题依然不能得到解决。

发明内容

本发明提出了一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路。所谓动态零点，是指在输出电流发生变化时，反馈环路的零点位置随之变化，从而实现在不同输出电流条件下零点和第二极点的相互补偿。

为实现以上功能，本发明采取如下技术方案：

一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路，如图3所示，包括误差放大器(100)，输出调整晶体管(102)，反馈网络(114)和负载(116)，其特征为所述误差放大器(100)的同相输入端(E)为线性电压调整电路的输入VIN、误差放大器(100)的反向输入端接节点(F)、误差放大器(100)的输出端(A)接输出调整晶体管(102)的栅极，输出调整晶体管(102)的漏极接线性电压调整电路的输出节点(D)，反馈网络(114)的输入端为线性电压调整电路的输出节点(D)，负载在节点(D)和地GND之间；包括输出电流采样电路(112)，其功能为将输出调整晶体管(102)中的漏极电流(即输出电流)IDSL进行采样，从而得到和漏极电流IDSL成比例的电流ISNS(ISNS＝IDSL/M，M为某一实数)；包括第一PMOS晶体管(104)和第二PMOS晶体管(106)，其特征为第一PMOS晶体管(104)的栅极和漏极都连接至第二PMOS晶体管(106)的源极，第二PMOS晶体管(106)的栅极和漏极都连接至节点(B)，输出电流采样电路(112)的输出电流ISNS流过第一PMOS晶体管(104)和第二PMOS晶体管(106)；包括第三PMOS晶体管(108)和电容(110)，其中第三PMOS晶体管(108)的栅极接节点(B)起调零电阻的作用，而电容(110)一端接节点(C)另一端接线性电压调整电路的输出节点(D)，其作用为米勒电容。

第一PMOS晶体管(104)的宽长比(W/L)₁₀₄＝(1/M)*(W/L)₁₀₂，其中(W/L)₁₀₂为输出调整晶体管(102)的宽长比，M为输出调整晶体管(102)中的漏极电流和采样电流ISNS的比值；第一PMOS晶体管(104)的长宽比(W/L)₁₀₄＝(1/N1)*(W/L)₁₀₂，第二PMOS晶体管(106)的长宽比(W/L)₁₀₆＝(1/N2)*(W/L)₁₀₂，N1和N2为某一实数。由于输出调整晶体管(102)、第一PMOS晶体管(104)、第二PMOS晶体管(106)、第三PMOS晶体管(108)构成了跨导线性环，并且V_GS，102＝V_GS，104(其中V_GS，102为输出调整晶体管(102)的栅源电压，V_GS，104为第一PMOS晶体管(104)的栅源电压，那么可以得出V_GS，108＝V_GS，106，于是可以得出：

$R_z=1/\sqrt{{\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{108}\frac{N1}{N2}\frac{\mathrm{IDSL}}{M}}$

其中G_m108为第三PMOS晶体管(108)的跨导。

由零点和第二极点相补偿的条件R_z＝(1/G_m，MPO)*(α*C_L/C_c+1)可得：

$\sqrt{{2\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{108}\frac{N1}{N2}\frac{\mathrm{IDSL}}{M}}=\sqrt{{2\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{102}\mathrm{IDSL}}*\frac{C_c}{C_c+\mathrm{\α}*C_L}$

化简可得：

$\frac{C_c}{C_c+\mathrm{\α}*C_L}=N2*\sqrt{\frac{M}{N1}}$

此条件和输出电流(即流过输出调整晶体管(102)的电流IDSL)无关，所以在不同的负载条件下都可以使零点和第二极点相抵消。这就合理解决了输出电流变化问题。

本发明中的反馈网络(114)，可以由无源器件构成，也可以由有源器件构成，或者允许其输入端和输出端相短接，即由短路替代。

本发明一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路并不依赖于所采用的工艺类型，例如可以是标准CMOS工艺，可以是BiCMOS工艺，也可以是绝缘硅(SOI)工艺等。本发明的电路原理及其实现也不依赖于所用工艺的特征尺寸，适用本发明的工艺特征尺寸可以是微米级(大于1微米)，亚微米级(0.1微米到1微米)，或者纳米级(小于0.1微米)等。

附图说明

图1是带有调零电阻的米勒补偿线性电压调整器。

图2是线性区PMOS充当调零电阻的米勒补偿线性电压调整器。

图3是本发明的一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路。

图4是本发明的具体实施1。

图5是本发明的具体实施2。

具体实施方式

下面通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，请参阅图4和图5。本领域的技术人员可以由本说明书所揭示的内容轻易的了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用。本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

图4是本发明的具体实施1。其中PMOS晶体管(200)、NMOS晶体管(202)、NMOS晶体管(204)构成输出电流采样电路(112)，NMOS晶体管(204)的漏极电流即为采样电流ISNS；电阻(206)和电阻(208)构成反馈网络(114)，输出节点(D)为反馈网络(114)的输入，节点(F)为反馈网络的输出；电阻(210)和电容(212)构成负载(116)。工作于线性区的第三PMOS(108)充当调零电阻Rz，由零点和第二极点相补偿的条件R_z＝(1/G_m，MPO)*(α*C_L/C_c+1)可得：

$\sqrt{{2\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{108}\frac{N1}{N2}\frac{\mathrm{IDSL}}{M}}=\sqrt{{2\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{102}\mathrm{IDSL}}*\frac{C_c}{C_c+\mathrm{\α}*C_L}$

简化可得：

$\frac{C_c}{C_c+\mathrm{\α}*C_L}=N2*\sqrt{\frac{M}{N1}}$

此条件和输出电流(即流过输出调整晶体管(102)的电流IDSL)无关，所以在不同的负载条件下都可以使零点和第二极点相抵消。

图5是本发明的具体实施2。其中PMOS晶体管(300)、NMOS晶体管(302)、NMOS晶体管(304)、差分输入放大器(306)构成输出电流采样电路(112)，NMOS晶体管(304)的漏极电流即为采样电流ISNS；图3中节点(D)和节点

(F)通过导线直接相连合并为本图节点(D)，从而形成单位增益反馈；电流源(308)构成负载。工作于线性区的第三PMOS(108)充当调零电阻Rz，由零点和第二极点相补偿的条件R_z＝(1/G_m，MPO)*(α*C_L/C_c+1)可得：

$\sqrt{{2\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{108}\frac{N1}{N2}\frac{\mathrm{IDSL}}{M}}=\sqrt{{2\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{102}\mathrm{IDSL}}*\frac{C_c}{C_c+\mathrm{\α}*C_L}$

简化可得：

$\frac{C_c}{C_c+\mathrm{\α}*C_L}=N2*\sqrt{\frac{M}{N1}}$

此条件和输出电流(即流过输出调整晶体管(102)的电流IDSL)无关，所以在不同的负载条件下都可以使零点和第二极点相抵消。

上述实施例仅示例性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。熟悉此领域的技术人员皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍然由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (4)

1.一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路，包括误差放大器、输出调整晶体管、反馈网络、负载，其特征为，所述电路还包括输出电流采样电路、第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管、第三PMOS晶体管、米勒电容；负载包括：负载电容；其中，

所述误差放大器的反相输入端为线性电压调整电路的输入VIN，误差放大器的同相输入端接反馈网络的输出端，误差放大器的输出节点接输出调整晶体管的栅极，输出调整晶体管的漏极为线性电压调整电路的输出VOUT，输出调整晶体管的源极接电源VDD，反馈网络的输入端为线性电压调整电路输出VOUT，负载电容在线性电压调整电路输出VOUT和地GND之间；输出电流采样电路将输出调整晶体管的输出电流IDSL进行采样，得到和输出电流成比例的输出电流ISNS；第一PMOS晶体管的源极接电源VDD，第一PMOS晶体管栅极和漏极短接并连接第二PMOS晶体管的源极，第二PMOS晶体管的栅极和漏极短接并连接至输出电流采样电路的输出端；第三PMOS晶体管的栅极接第二PMOS晶体管的栅极，第三PMOS晶体管的源极连接调整晶体管的栅极，第三PMOS晶体管的漏极接线性电压调整电路的输出VOUT，米勒电容的一端接第三PMOS晶体管的漏极、另一端接线性电压调整电路的输出VOUT；输出调整晶体管、第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管、第三PMOS晶体管构成了跨导线性环，并且V_GS，102＝V_GS，104，其中V_GS，102为输出调整晶体管的栅源电压，V_GS，104为第一PMOS晶体管的栅源电压；

其中，PMOS晶体管200、NMOS晶体管202、NMOS晶体管204构成输出电流采样电路，NMOS晶体管202的栅极和漏极短接并连接NMOS晶体管204的栅极，NMOS晶体管202和NMOS晶体管204的源极均接地，NMOS晶体管204的漏极电流即为采样电流ISNS，PMOS晶体管200的源极接电源VDD，栅极接误差放大器的输出端，漏极接NMOS晶体管202的漏极；

或者，PMOS晶体管300、NMOS晶体管302、NMOS晶体管304、差分输入放大器306构成输出电流采样电路，NMOS晶体管302的栅极连接NMOS晶体管304的栅极及差分输入放大器306的输出端，NMOS晶体管302和NMOS晶体管304的源极均接地，NMOS晶体管304的漏极电流即为采样电流ISNS，PMOS晶体管300的源极接电源VDD，栅极接误差放大器的输出端，漏极接NMOS晶体管302的漏极及差分输入放大器306的正相输入端，差分输入放大器306的反相输入端接电压调整电路的输出VOUT。

2.如权利要求1所述一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路，其特征为输出电流采样电路对输出电流进行采样，所得采样电流和输出电流成比例，并流过第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管，使第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管的栅极电压随输出电流变化。

3.如权利要求1所述一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路，第三PMOS晶体管工作于线性区，和米勒电容串联充当调零电阻，并引入左半平面零点，此左半平面零点和第三PMOS晶体管的栅极电压有关，即和输出电流有关，当输出电流变化时，左半平面零点和反馈环路第二极点变化一致，从而使左半平面零点和反馈环路第二极点相互补偿。

4.如权利要求1所述一种基于调零电阻的动态零点米勒补偿线性电压调整电路，所述反馈网络由无源器件构成，或由有源器件构成，或者其输入端和输出端相短接，由短路替代。