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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
Erfindung bezieht sich auf Differenzverstärker und insbesondere auf solche
Verstärker
mit einem erweiterten Gleichtaktbetriebsbereich.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Differenzverstärker sind
eine gängige
Form von Verstärkern
und sind besonders in Analogschaltungen nützlich, wo sie üblicherweise
als ein Stromspiegel und die Eingangsstufe von Operationsverstärkern verwendet
werden.
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Ein
Problem mit der Grundform eines Differenzverstärkers des Standes der Technik
besteht darin, dass er tendenziell einen relativ schmalen Gleichtaktbetriebsbereich
hat, der auf einen Bruchteil des Spannungsunterschieds zwischen
der VDD-Energieversorgungsbahn und der VSS-Energieversorgungsbahn der Verstärkerschaltung
beschränkt
ist.
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Diese
Beschränkung
entsteht dadurch, dass diese Form von Differenzverstärker mit
einer Gleichtaktspannung VCM in einer Größe, die
kleiner ist als ausreichen würde,
um die Summe der Gate-zu-Source-Spannung VGS der
Eingangstransistoren plus der Drain-zu-Source-Sättigungsspannung VDS der
Endstromquelle zu erhalten, nicht richtig arbeitet. Inbesondere
funktioniert dieser Differenzverstärker nicht, wenn VCM > VDD – VDSMIN – VGS,wobei VDSMIN die
zulässige
Mindest-Drain-zu-Source-Spannung der Endstromquelle ist, die notwendig ist,
um den Verstärker
gesättigt
zu halten. Das bezüglich
eines Differenzverstärkers
allgemeine Ziel besteht darin, einen zufriedenstellenden Betrieb
bis zu einem Wert der VCM, der nahe an dem
der VDD ist, zu erlauben, um dadurch den
Betriebsbereich und folglich den dynamischen Bereich des Verstärkers zu maximieren.
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Der übliche Lösungsansatz
für dieses
Problem besteht darin, eine zweite Eingangspaarstufe hinzuzufügen, die
parallel zu der ersten Eingangspaarstufe ist, wobei die zweite Stufe
aus Transistoren von dem Typ besteht, der komplementär zu dem
in der ersten Stufe ist, z.B. verwendet die erste Eingangsstufe
Transistoren vom p-Typ und die zweite Eingangsstufe Transistoren
vom n-Typ. Jede Stufe deckt einen Teil des Eingangsgleichtaktbereichs
ab, wobei die PMOS-Eingangsstufe zu der Bahn für die niedrigere Versorgung
mit Spannung VSS hinunter arbeitet und die
NMOS-Eingangsstufe zu der Bahn für die
höhere
Versorgungsspannung VDD hoch arbeitet. Verschiedene
Schemata für
das Transformieren von vorgespanntem Strom von einer Stufe zu der
anderen Stufe wurden entwickelt, um die Änderung in der Kombinations-Transkonduktanz
der zwei Stufen zu minimieren. Eine breit variierende Kombinations-Transkonduktanz
ist im Allgemeinen nicht wünschenswert,
da sie Schwierigkeiten beim Erreichen der erwünschten Kompensations- und
Konstruktionsergebnisse des Gesamtverstärkers schafft. Jedoch hängen solche
Lösungsansätze bezüglich des
Erfolgs stark von gut gesteuerten Verhältnissen zwischen den Eigenschaften
der NMOS- und der PMOS-Vorrichtung ab, die in der Praxis ohne eine starke
Erhöhung
der Herstellungskosten schwierig zu realisieren sind.
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In
WO 97/33365 ist ein Operationsverstärker beschrieben, der einen
breiten Steuerbereich für
den Eingang und den Ausgang schafft, der zwei parallele Eingangsstufen
mit Transistoren vom gleichen Leitfähigkeitstyp aufweist.
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Die
vorliegende Erfindung beinhaltet einen modifizierten Lösungsansatz.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist ein Verstärker
nach Anspruch 1 vorgesehen. Ferner ist gemäß der vorliegenden Erfindung
ein Verstärkungsverfahren
nach Anspruch 9 vorgesehen.
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Die
vorliegende Erfindung vermeidet das erörterte Problem durch das Verwenden
eines Paars von Transistoren, das den gleichen Leitfähigkeitstyp wie
das Paar der ersten Eingangsstufe oder des Hauptdifferenzpaars hat,
als eine zweite Eingangsstufe oder ein Hilfsdifferenzpaar, wobei
die Eingangsspannungen zu jedem von dem zweiten Paar so gewählt sind,
dass sie komplementär
zu den an das erste Paar angelegten Eingangsspannungen sind, und die
Ausgangs-Drains der zweiten Stufe mit den Ausgangs-Drains des ersten
Paars verbunden sind, um die Last zu speisen. Durch das geeignete
Steuern der Endstromquelle des zweiten Paars, um den Gesamtstrom
zu der Last im Wesentlichen konstant zu halten, wird der nutzbare
Betriebsbereich der Gleichtaktspannung im Wesentlichen auf den Spannungsunterschied
zwischen der Bahn für
die positive Spannungsversorgung und der Bahn für die negative Spannungsversorgung
ausgedehnt. Vorteilhafterweise wird das zweite Eingangspaar von
Spannungen von einem Paar Transistoren geliefert, die von dem Leitfähigkeitstyp
sind, der dem des ersten und des zweiten Paars entgegengesetzt ist,
und die als Sourcefolger verbunden sind.
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In
einer erläuternden
Ausführungsform
wird die Steuerung durch das Schaffen von im Wesentlichen einer
Kopie der ersten (Haupt-)Eingangsstufe für das Messen des Stroms in
der ersten Eingangsstufe und das Verwenden des gemessenen Stroms, um
Strom von der zweiten (Hilfs-)Eingangsstufe umzuleiten, um den von
den zwei Stufen an die Last gelieferten Strom im Wesentlichen konstant
zu halten, hergestellt.
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In
einer anderen erläuternden
Ausführungsform
wird die Steuerung durch das Schaffen einer verkleinerten Kopie
der Hauptstufe und das Verwenden des reduzierten Stroms, um den
Strom von der Hilfsstufe umzuleiten, um den von der Haupt- und Hilfsstufe
zu der Last gelieferten Gesamtstrom im Wesentlichen konstant zu
halten, hergestellt.
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In
einer anderen erläuternden
Ausführungsform
weist ein Verfahren für
das Verstärken
eines ersten Paars Differenzsignale die Schritte des Anlegens der
Differenzsignale in komplementärer
Form an den ersten und den zweiten Differenzverstärker der
Transistoren vom gleichen Leitfähigkeitstyp,
deren Ausgangssignale in einer gemeinsamen Last kombiniert werden,
des Messens des Ausgangsstroms des ersten Differenzverstärkers in
einer Kopie des ersten Differenzverstärkers und des Verwendens des
gemessenen Stroms für
das Steuern des Aus gangsstroms des zweiten Differenzverstärkers, um den
kombinierten Strom zu der Last konstant zu halten, auf.
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Die
Erfindung wird besser aus der anschließenden detaillierteren Beschreibung
in Verbindung mit der begleitenden Zeichnung verständlich.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNG
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1 ist
ein Schaltungsschema der Grundform des Differenzverstärkers des
Standes der Technik und 2 und 3 sind Schaltungsschemata von
zwei beispielhaften Differenzverstärkern gemäß der Erfindung.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG
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Mit
Bezug auf die Zeichnung zeigt 1 jetzt die
Grundform eines Differenzverstärkers 10 des Standes
der Technik von der Art, deren Verbesserung die Erfindung dient.
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Der
Verstärker
weist das Paar P-Kanal-MOSFETs 12A und 12B auf,
deren Sources miteinander und dann mittels des Stromquellen-P-Kanal-MOSFETs 16,
dessen Gate mit einer Vorspannungsquelle VBIAS verbunden
ist, mit der Bahn für
die Versorgung mit positiver Spannung VSS 14 verbunden
sind. Die Drains der Transistoren 12A und 12B speisen
die Last 20, typischerweise eine aktive Last, wie z.B.
ein Stromspiegel. Diese ist mit der Bahn für die Versorgung mit negativer
Spannung VSS 22 verbunden; die
zwei Differenzsignale VCM – OV und
VCM + OV werden an die Gates der Transistoren 12A und 12B angelegt
und der Spannungsunterschied zwischen den zwei Signalen wirkt so,
dass sie den von der Stromquelle 16 zwischen den zwei Transistoren 12A und 12B zugeführten Strom
dementsprechend teilen. Wie obenstehend erwähnt, funktioniert, wenn die
Gleichtakteingangsspannung überhöht ist,
der Verstärker
nicht, weil es eine unzulängliche Drain-zu-Source-Spannung über der
Stromquelle 16 gibt, um sie gesättigt zu halten, was für den vorgesehenen
Betrieb des Verstärkers
wichtig ist.
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Wie
ebenso obenstehend erörtert,
bestand die übliche
Lösung
darin, zwei Eingangsstufen zu verwenden, die im Wesentlichen parallel
sind, wobei eine ein Dif ferenzpaar von p-Kanal-Transistoren verwendet
und die andere ein Differenzpaar von n-Kanal-Transistoren verwendet,
wobei jedes Paar einen Differenzteil des Eingangsgleichtaktbereichs
abdeckt. Jedoch wird es für
eine lineare Verstärkung über den
Betriebsbereich, wie sie in analogen Verstärkern allgemein wichtig ist,
notwendig, die Verstärkerkennlinien
der Transistoren vom n- und vom p-Typ sehr genau anzupassen, was
schwierig sein kann und die Kosten des Verstärkers erhöht.
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Das
ist besonders schwierig, wenn die Energieversorgungsspannung mit
der Schwellenspannung der in dem Verstärker verwendeten Transistoren
vergleichbar ist, wie zum Beispiel, wenn die Energieversorgungsspannung
ein Volt ist, wie es jetzt üblich
geworden ist, und die Transistoren eine Schwellenspannung von einem
halben Volt haben. Die vorliegende Erfindung ist in einer solchen
Situation von besonderer Bedeutung.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird die Beschränkung
des erörterten
Basisverstärkers
in einem Verstärker 100 von
der in 2 erläuterten
Art überwunden.
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Dieser
Verstärker 100 weist
eine erste Eingangsstufe auf, die von dem Hauptdifferenztransistorenpaar 110A, 112A,
erläuternderweise
P-MOSFETs, geschaffen wird, das dem Differenztransistorpaar des
Basisverstärkers
entspricht. Die Sources dieses Differenzpaars von Transistoren sind
mittels der Stromquelle 113 vom p-Typ mit der Bahn für die Versorgung
mit positiver Spannung VDD verbunden.
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Als
die zweite Eingangsstufe ist auch ein Hilfs-Differenz-P-MOSFET-Transistorenpaar 110B, 112B vorgesehen,
das zu dem Hauptpaar 110A, 112A passt, wobei das
Drain des Transistors 110B mit dem Drain des Transistors 110A verbunden
ist und das Drain des Transistors 112B mit dem Drain des
Transistors 112A verbunden ist. Die Sources der Transistoren 110A und 112A sind
miteinander und mittels der Stromquelle 114 vom p-Typ mit
der Bahn für
die Versorgung mit positiver Spannung VDD verbunden.
Das Gate des Transistors 110A wird mit der Spannung VCM – OV
direkt von dem ersten Eingangsanschluss 120A versorgt und
das Gate des Transistors 112A wird mit der Differenzspannung
VCM + OV direkt von dem zweiten Eingangsanschluss 120B versorgt.
Das Gate des Transistors 110B wird mittels des N-MOSFETs 122A,
der als ein Sourcefolger verbunden ist, dessen Gate auch mit dem
Eingangsanschluss 120A verbunden ist, von dem ersten Eingangsanschluss 120A indirekt
versorgt. Das Gate des Transistors 112A wird mittels des
N-MOSFETs 122B, der auch als ein Sourcefolger verbunden
ist, dessen Gate mit dem zweiten Eingangsanschluss 120B verbunden
ist, von dem zweiten Eingangsanschluss 120B indirekt versorgt.
Die Drains der MOSFETs 122A und 122B sind jedes
mit der Bahn für
die Versorgung mit positiver Spannung VDD verbunden und
ihre jeweiligen Quellen sind mit den Gates der Transistoren 110B bzw. 112B und
mittels der Stromquellen 125A bzw. 125B mit der
Bahn für
die Versorgung mit negativer Spannung VSS verbunden,
die typischerweise masseverbunden ist, wie in 2 gezeigt.
Die jeweiligen Drains der Transistoren 110B und 112B sind
mit den Drains der Transistoren 110A bzw. 112A und
mit den zwei Differenzausgängen
verbunden, die die Last 126 speisen, die typischerweise ein
Stromspiegel ist, der einen Operationsverstärker speist.
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Der
Teil der bis zu diesem Punkt beschriebenen Schaltung weist grundlegend
ein zusammenpassendes Paar Differenzverstärker auf, die so verbunden
sind und betrieben werden, dass jedes Paar in einem anderen Teil
des Eingangsgleichtaktspannungsbereichs arbeitet und dass die Paare
mit komplementären
Signalen beliefert werden. Es bleibt das Problem, Vorspannungsstrom
von einer Stufe auf die andere zu übertragen, um die Änderung
in der Kombinations-Transkonduktanz der zwei Stufen über den vollen
Betriebsbereich zu minimieren.
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Wenn
die Spannung VCM groß genug ist, tendieren die
Haupttransistoren 110A und 112A dazu, abzuschalten,
wenn ihr von der Stromquelle 113A zugeführter Endstrom abnimmt. Wenn
die von den Sourcefolgern 122A und 122B gelieferte
Gleichstromspannungsänderung
groß genug
ist, erleiden die Transistoren 110B und 112B des
Hilfseingangspaars nicht das gleiche Problem und sollten weiterhin als
ein Eingangsdifferenzverstärker
arbeiten, bis VCM gleich VDD ist.
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Man
beachte, dass diese Schaltungsanordnung folgende Eigenschaften hat.
Wenn VDD gleich einem Volt ist und wenn
alle Transistoren Schwellenspannungen im Bereich von etwa 0,3 V–0,5 V aufweisen,
kann die Schaltung leicht so gebaut werden, dass sie das oben dargelegte
Pegelverschiebungskriterium erfüllt,
und kann tatsächlich
mit einer Bahn-zu-Bahn-Spannung arbeiten, die gleich VCM ist. Dies
ist wichtig, da eine wichtige Anwendung der Erfindung einen Betrieb
mit einer Ein-Volt-Spannungsversorgung beinhalten soll. Außerdem ist
der oben erwähnte
Schwellenspannungsbereich gegenwärtig der
Standard bei den Herstellungstechniken von integrierten Schaltungen
für Vorrichtungen,
die dafür ausgelegt
sind, mit einer Ein-Volt-Versorgungsspannung betrieben zu werden.
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Außerdem kann
die in der Zeichnung gezeigte "Last" 126 nicht
nur die Last der Eingangsstufe des Operationsverstärkers, sondern
auch den Rest der Schaltungsanordnung des Verstärkers, einschließlich der
anschließenden
Stufen, darstellen. Mit der geeigneten Steuerung des Endstroms wird
die Last nie von dem Eingangshilfspaar beeinflusst und kann so jeder
beliebige Differenzverstärker,
sogar einer, der ohne eine Berücksichtigung
der Bahn-zu-Bahn-Eingangstauglichkeit konstruiert ist, auf diese
Weise ohne Modifikation nachgerüstet
werden.
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Zu
diesem Zweck erfahren die Last und anschließende Schaltungen keinerlei Änderung
in dem Gleichstromvorspannungszustand, wenn die Summe der Ströme durch
die Eingangsvorrichtungen 110A, 110B, 112A, 112B über den
VCM-Bereich konstant bleibt. Eine Weise, um dies zu erreichen, ist
wie folgt. Zuerst kann die Originaleingangsstufe, die aus den Transistoren 110A, 112A und
ihrem Endstrom-Source-Transistor 113A besteht, unverändert gelassen werden.
Als Nächstes
ist eine ungefähre
Kopie der Originaleingangsstufe für die Verwendung beim Messen
des von der Originaleingangsendstromquelle 113A gelieferten
Stroms, wenn sich VCM ändert, vorgesehen. Zuletzt
wird die Hilfseingangsstufe, die aus den Transistoren 110B und 112B besteht,
mit dem Unterschied zwischen dem nominalen Vorspannungsstrom der
Originaleingangsstufe und dem von der Kopierschaltung gemessenen
Strom vorgespannt. Dies bedeutet, dass über VCM =
0 die Originaleingangsstufe von 110A und 110B bei
voller Vorspannung arbeiten würde,
zum Beispiel mit dem von der Hauptendstromquelle 115 gelieferten
Strom IO. Wenn VCM zunimmt,
würde dieser
Endstrom dazu tendieren, auf IO – f (VCM) abzufallen, wobei f (VCM)
die Änderung
in dem Endstrom ist, wenn VCM variiert.
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Der
zusätzliche
Teil der Schaltung aus 2 ist eine erläuternde
Technik für
das Erreichen der erörterten
Wirkungen. Zuerst wird der Pfad zwischen der VDD und
der VSS, der die P-MOSFETs 130A und 130B in
Parallelschaltung aufweist, hinzu gefügt. Die Sources von 130A und 130B sind
miteinander und mittels der Endstromquelle 132 mit der
Bahn für
die Versorgung mit positiver Spannung VDD verbunden. Die
Drains der Transistoren 130A und 130B sind miteinander
und mittels eines Stromspiegels mit der Bahn für die Versorgung mit negativer
Spannung VSS verbunden. Der Stromspiegel
ist aus den N-MOSFET-Transistoren 136A und 136B gebildet.
Die Gates der P-MOSFET-Transistoren 130A und 130B werden
jedes von dem Signal von einem Eingangsanschluss, z.B. dem Anschluss 120B,
beliefert. Eine genauere Kopie würde
durch das Zuführen
getrennter Signale von den Eingangsanschlüssen 120A und 120B zu
den Gates der Transistoren 136A bzw. 136B geschaffen
werden. Jedoch ist OV allgemein klein im Vergleich zu VCM.
Dementsprechend können
für die Verwendung
in der Messschaltung der Erfindung sowohl die Signale als auch die
Eingangsanschlüsse 120A–120B statt
der zwei den Transistoren 110A, 112A zugeführten getrennten
Signale verwendet werden, wie es in diesem Beispiel getan wird.
Der erwähnte
Stromspiegel arbeitet durch zuerst das Laden des aus der kurzgeschlossenen Gate-Drain-Strecke
des Transistors 136B gebildeten Kondensators mit dem von
den Transistoren 130A, 130B zugeführten Strom
und dann das Übertragen der
entstehenden Spannung auf den Transistor 136A. Der Transistor 136A dient
als eine sekundäre Stromquelle
für das
aus den Transistoren 110B, 112B gebildete Hilfsdifferenzpaar.
In dem Ausmaß,
in dem der Strom von dem Hauptdifferenzpaar von Transistoren 110A, 110B zu
der Last 126 zunimmt, nimmt der Strom durch das Paar 130A, 130B auch
zu und desto mehr wird der von der Stromquelle 114 gelieferte
Strom von dem Fließen
zu der Last durch das Hilfsdifferenzpaar von Transistoren 110B, 112B umgeleitet,
um anstattdessen durch den Transistor 136A zu der Bahn
für negative
Spannung VSS zu fließen. Umgekehrt wird in dem
Ausmaß,
in dem der Strom durch das Hauptpaar von Transistoren 110A, 112A abnimmt,
desto weniger Strom von dem Fließen durch die Hilfstransistoren 110B, 112B zu
der Last umgeleitet. Demzufolge bleibt der Stromfluss zu der Last
wie erwünscht
im Wesentlichen konstant.
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Vorteilhafterweise
für die
linearste Antwort passen die Verstärkertransistoren 110A, 110B, 112A, 112B, 130A und 130B alle
zusammen, um eine ähnliche
Stromkennlinie zu haben. Ebenso passen für eine lineare Antwort die
als Stromquellen verwendeten Transistoren 113, 114, 115 und 132 vorteilhafterweise
alle zu einander.
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Die
Transkonduktanz der aus den Transistoren 110A, 110B und 112A und 112B gebildeten
Kombinationseingangsstufe variiert, wenn wie beschrieben betrieben,
von einem Mindestwert, der gleich der Transkonduktanz von einer
der 110A, 110B Seite allein ist, zu einem Maximum,
das dem Betriebspunkt entspricht, wenn beide Seiten mit der Hälfte des
nominalen Vorspannungsstroms arbeiten.
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In
der in 2 gezeigten Ausführungsform 100 kann
jede der Schaltungen des Hauptdifferenzpaars, des Hilfsdifferenzpaars
und der Überwachungsschaltung
bei Anlass im Wesentlichen den gesamten nominalen Vorspannungsstrom
IO ziehen, obwohl viel davon von der Last
weg umgeleitet und so im Wesentlichen verschwendet wird. 3 zeigt
einen Differenzverstärker 200,
der Strom effektiver verwendet, insbesondere den für die Überwachungsschaltung
verwendeten Strom. Die Ersparnis wird durch die Verwendung einer
verkleinerten Version der Hauptschaltung für das Überwachen des Stromflusses
der Hauptschaltung erreicht. Das Verkleinern geschieht um einem
Faktor von 1/N, wobei N normalerweise vier ist.
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In
dem in 3 gezeigten Verstärker 200 wurden den
verschiedenen Elementen, die Elementen in der Ausführungsform
der 2 entsprechen, Bezugszahlen gegeben, die bezüglich der
in 2 verwendeten um einhundert erhöht sind.
Wenn nicht anders aufgezeigt, werden entsprechende Elemente in den
zwei Ausführungsformen
auf die im Wesentlichen gleiche Art betrieben.
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In
dem Differenzverstärker 200 weist
die Hauptschaltung das Differenzpaar 210A, 212A auf, dessen
Source-Elektroden jede mit der Endstromquelle 213 verbunden
sind, dessen Gates mit den Eingangsanschlüssen 220A bzw. 220B verbunden sind
und dessen Drain-Elektroden mit der Last 226 verbunden
sind.
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Die
Hilfsschaltung weist das Differenzpaar 210B, 212B auf,
dessen Source-Elektroden mit der Endstromquelle 214 verbunden
sind. Das Gate der Stromquelle 214 ist jetzt mit dem Gate
und dem Drain des skalierten P-MOSFETs 246 verbunden, dessen Source-Elektrode
mit der VDD verbunden ist. Die Gate- und
die Drain-Elektrode
des Transistors 246 sind mit dem Verbindungspunkt zwischen
dem Drain des N-MOSFETs 236A, der ein Teil eines Stromspiegels
ist, und dem Drain des P-MOSFETs 243, der ein Teil der Überwachungsschaltung
ist, verbunden, wie später
detaillierter beschrieben wird. Die Überwachungsschaltung weist
die skalierte Endstromquelle 232 auf, deren Source-Elektrode
mit der Spannungsversorgung VDD verbunden
ist und deren Gate mit der Hauptstromquelle 215 verbunden
ist. Das Drain des Transistors 232 ist mit dem Drain des
N-MOSFETs 236B verbunden, dessen Source mit der VSS verbunden ist und dessen Gate sowohl mit
seinem Drain als auch mit dem Gate des N-MOSFETs 236A verbunden
ist. Die Source-Elektrode des Transistors 236A ist mit
der VSS verbunden und seine Drain-Elektrode ist,
wie zuvor erwähnt,
mit dem Gate der Endstromquelle 214 verbunden. Auch als
Teil der Überwachungsschaltung
enthalten ist ein zusätzlicher
Pfad zwischen der VDD und der VSS,
der den skalierten P-MOSFET 242, den skalierten P-MOSFET 243 und den
N-MOSFET-Transistor 236A aufweist, die alle in Reihe geschaltet
sind. Das Gate des Transistors 242 ist mit dem Gate-Drain
der Endstromquelle 215 verbunden und das Gate des Transistors 243 ist
mit dem Eingangsanschluss 220B verbunden, um mit der Eingangsspannung
VCM + OV versorgt zu werden. Alternativ
könnte
es mit dem Eingangsanschluss 220A verbunden sein.
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Um
als eine reduzierte Version des Hauptstroms zu dienen, wird die
Größe der Endstromquellen 232 und 242 um
einem Faktor von 1/N oder 1/4 von der Größe der Transistoren 213, 214 und 215, der
anderen Endstromquellen, verkleinert. Folglich wird der Strom, der
durch die Stromquelle 232 fließt, nominal IO/N
sein und auch der Stromfluss, der durch die Stromquelle 242 fließt, nominal
IO/N sein.
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Auf ähnliche
Weise wird die Größe der Transistoren 243 und 246 auf
1/N der Größe der Transistoren,
die als der Haupt- und der Hilfstransistor dienen, reduziert. Folglich
wird, wenn der Strom, der von der Stromquelle 213 zu der
Last fließt,
IO ist, und der Strom, der davon zu der
Last fließt,
Ix ist, der Strom, der durch die Stromquelle 232 in
den Stromspiegel fließt,
IO/N sein und der Strom, der durch den Transistor 243 fließt, Ix/N sein. Dies führt zu einem Stromfluss durch
den Transistor 246 gleich IO/N – 1x/N, was die Stromquelle 214 vorspannt,
wie z.B. um zu einem Stromfluss von IO +
Ix in dem Hilfspfad zu führen, um als der Strom an die
Last geliefert zu werden. Dies führt,
wenn er zu dem von dem Hauptpfad gelieferten Laststrom von Ix addiert wird, zu dem erwünschten Gesamtstrom
IO zu der Last.
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Es
versteht sich, dass die spezifische beschriebene Schaltung nur die
allgemeinen beteiligten Prinzipien darstellt. Verschiedene Modifikationen sollten
in der spezifischen Konstruktion möglich sein, ohne von dem Umfang
der Erfindung abzuweichen. Insbesondere sind alternative Anordnungen
für das Messen
der Änderung
in dem von dem Hauptdifferenzpaar an die Last gelieferten Strom,
wenn sich VCM ändert,
und das Verwenden der Messung für das
Vornehmen von kompensierenden Änderungen in
dem von dem Hilfsdifferenzpaar an die Last gelieferten Strom, um
den Gesamtstrom im Wesentlichen konstant zu halten, realisierbar.