DE2643677B2 - Stromspiegelverstärker mit Feldeffekttransistoren - Google Patents
Stromspiegelverstärker mit FeldeffekttransistorenInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf Verstärker und betrifft speziell sogenannte Stromspiegelverstärker mit Feldeffekttransistoren.
Verstärker vom Typ eines »Stromspiegels« sind allgemein bekannt und werden häufig eingesetzt, wenn
es auf ein fest vorgeschriebenes Verhältnis zwischen einem Eingangsstrom und einem oder mehreren
Ausgangsströmen ankommt. In einem Operationsverstärker oder Vergleicher beispielsweise verwendet man
typischerweise Stromspiegel zur Versorgung der verschiedenen Stufen mit Vorstrom und zur Durchführung
anderer Operationen wie etwa eine Pegelverschiebung oder eine Umsetzung von Differentialbetrieb
(Gegentakt) auf Eintakt in der Eingangsstufe, einer Zwischenstufe oder der Ausgangsstufe. Es sind auch
Stromspiegelverstärker mit Feldeffekttransistoren bekannt, worin ein in Sourceschaltung betriebener
Eingangs-Feldeffekttransistor mit seiner Gate- und Drainelektrode an eine Eingangsklemme angeschlossen
ist und worin ein ebenfalls in Sourceschaltung angeordneter Ausgangs-Feldeffekttransistor mit seiner
Gateelektrode an die Eingangsklemme und mit seiner Drainelektrode an eine Ausgangsklemme angeschlossen
ist. Das Verhältnis zwischen Eingangs- und Ausgangsstrom (das sogenannte »Spiegelverhältnis«)
eines solchen Stromspiegelverstärkers ist in guter Näherung bestimmt durch das Verhältnis der Transkonduktanzen
(d.h. der Vorwärts-Übertragungsleitwerte oder Vorwärtssteilheiten) des Eingangs- und des
Ausgangs-Feldeffekttransistors und ist somit im wesentlichen unabhängig von den wirklichen Werten dieser
Transkonduktanzen.
In einem mit Feldeffekttransistoren bestückten Stromspiegelverstärker gibt es jedoch auch Paramter,
die vom wirklichen Absolutbetrag der Transkonduktanz
abhängen. Hierzu gehört als wichtigster Parameter die
Eingangsimpedanz des Stromspiegels, die sich in erster Näherung als inverse Funktion der Transkonduktanz
ites Eingangstransistors ändert. Um eine niedrige Eingangsimpedanz zu erhalten, wie sie bei einem
Stromspiegelverstärker allgemein erwünscht ist, war '> man bisher darauf angewiesen, die Transkonduktanz
des Eingangstransistors zu erhöhen. Diese an sich wirksame Maßnahme bedingt aber, daß für ein
gegebenes Spiegelverhältnis auch die Transkonduktanz des Ausgangstransistors entsprechend erhöht wird, ι ο
Feldeffekttrasisistoren mit hoher Transkonduktanz
haben größere Abmessungen als solche mit niedrigerer Transkonduktanz, so daß der Stromspiegel bei Unterbringung
in einer integrierten Schaltung mehr Platz auf dem Schaltungsplätten beansprucht Dies ist ein
Nachteil, da hierdurch auf einem Plättchen gegebener Größe weniger Schaltungen untergebracht werden
können, wodurch letztlich Kosten und Aufwand erhöht werden. Es gehört daher zu den Aufgaben der
vorliegenden Erfindung, einen aus Feldeffekitransistoren
gebildeten Stromspiegelverstärker mit verminderter Eingangsimpedanz zu schaffen, ohne die Transkonduktanz
der beiden an der Stromspiegelung beteiligten Transistoren zu erhöhen, so daß man auf einem
integrierten Schaltungsplättchen weniger Platz benötigt als in bekannten Fällen.
Die bekannten mit Feldeffekttransistoren bestückten Stromspiegelverstärker haben ferner die unangenehme
Eigenschaft, daß während ihres Betriebs Spannungsschwankungen an der Eingangs- und an der Ausgangs-
klemme des Stromspiegels auftreten. Wenn man den Stromspiegel beispielsweise als aktive Last eines
Differenzverstärkers verwendet, um eine Umsetzung von Differentialbetrieb auf Eintakt zu erreichen, dann
kann diese Spannungsänderung zu einer wesentlichen Herabsetzung der Bandbreite der Gesamtschaltung
führen, falls der Verstärker so geartet ist, daß in ihm eine Kapazitätsvervielfachung infolge des Miller-Effekts
stattfindet Aufgabe der Erfindung ist daher auch die Schaffung eines Differentialstrom/Eintaktstrom-Umsetzers,
bei dem nur relativ kleine Änderungen der Eingangsspannung auftreten.
Die erfindungsgemäßen Maßnahmen einschließlich ihrer Weiterbildungen zur Lösung der vorstehend
genannten Aufgaben sind in den Patentansprüchen gekennzeichnet Mit der Erfindung wird im Prinzip am
Eingang eines mit Feldeffekttransistoren bestückten Stromspiegelverstärkers eine Impedanzwandlung mit
einem Stromverstärkungsfaktor von 1 realisiert. Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden nachstehend so anhand von Zeichnungen näher erläutert.
F i g. 1 zeigt das Schaltbild eines Stromspiegelverstärkers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
Fig.2 zeigt eine Abwandlung des Stromspiegelverstärkers
nach F i g. 1;
F i g. 3 zeigt eine Modifikation des Stromspiegelverstärkers nach F i g. 2 zur Differentialstrom/Eintaktstrom-Umsetzung;
Fig.4 und 5 zeigen weitere Abwandlungen der Schaltung nach Fig.3 zur Differentialspannung/Eintaktstrom-Umsetzung.
Der Stromspiegelverstärker nach F i g. 1 enthält einen Transistor 10, dessen Source- und Substratanschlüsse
mit einer »gemeinsamen« Klemme 1 und dessen Gate- und Drainanschlüsse mit einem Schaltungsknoten
A verbunden sind. Ein weiterer Transistor 20 ist mit seinen Source- und Substratanschlüssen an die
gemeinsame Klemme 1 angeschlossen, während seine Gateelektrode mit dem Schaltungsknoten A und seine
Drainelektrode mit einer Ausgangsklemme 3 verbunden ist. Ein dritter Transistor 30 liegt mit seinen Source- und
Substratanschlüssen an einer Eingangsklemme 2, mit seiner Gateelektrode an der gemeinsamen Klemme 1
und mit seiner Drainelektrode am Schaltungsknoten A.
Bei den Transistoren 10 und 20 handelt es sich um Feldeffekttransistoren in Metall-Oxid-Halbleiterbauweise
(MOS-Feldeffekttransistoren) eines bestimmten Leitungstyps (im vorliegenden Fall mit N-leitendem
Kanal), und der Transistor 30 ist ein MOS-Feldeffekttransistor des entgegengesetzten Leitungstyps (hier also
mit P-leitendem Kanal). Je nach den relativen Betriebspotentialen der Schaltung können diese Leitungstypen
in bestimmten Fällen auch jeweils umgekehrt sein, sie müssen nur in der angedeuteten Weise
zueinander komplementär sein. Das heißt, die Transistoren 10 und 20 können P-Kanal-Feldeffekttransistoren
und der Transistor 30 kann ein N-Kanal-Feldeffekitransistor
sein.
Es sei angenommen, daß die gemeinsame Klemme 1 im Betrieb der Schaltung mit einem Bezugspotential wie
z. B. Masse verbunden ist, während der Eingangsklemme 2 ein Eingangsstrom h zugeführt wird. Der Strom h,
der durch die hintereinandergeschalteten Stromleitungsstrecken (Kanäle) der Feldeffekttransistoren 30
und 10 fließt, bewirkt, daß der Feldeffekttransistor 10 im Sättigungsbereich seiner Drainkennlinien betrieben
wird und am Schaltungsknoten A ein positives Potential entsteht. Da die Gateelektrode des Feldeffekttransistors
10 mit dem Knoten A verbunden ist, ergibt sich ein Gegenkopplungseffekt, der das Potential des Knotens A
auf einen Gleichgewichtswert stabilisiert Dieser Gleichgewichtswert hängt ab von h und verschiedenen
Parametern des Feldeffekttransistors 10 wie z. B. dessen Vorwärts-Übertragungsleitwert (Transkonduktanz)
gm\o und dessen Schwellenspannung V, 10. Der Feldeffekttransistor
10 befindet sich deswegen im Sättigungsbereich, weil seine Gate- und Drainelektroden gemeinsam
mit dem Knoten A verbunden sind und davon ausgegangen wird, daß der Strom h durch die
Stromleitungsstrecke dieses Transistors fließt. Hierdurch ist zwangsläufig die bekannte Ungleichheitsbedingung
für den Sättigungsbetrieb erfüllt, d. h. die Drainspannung ist zwangsläufig größer als die Gate
spannung minus der Schwellenspannung (d. h. Vd > Vi - V,).
Wie erwähnt, stabilisiert sich das Potential des Knotens A auf einen Wert, der hauptsächlich von h,
£77iio und Vmo abhängt. Die Gatespannung des Feldeffekttransistors
20 ist daher proportional dem Eingangsstrom /2. Wenn davon ausgegangen wird, daß die
Ausgangsklemme 3 mit einer Stromquelle für einen Strom /3 verbunden ist, daß ferner der Feldeffekttransistor
20 in der Sättigung ist und daß die Schwellenspannung Vt 20 des Feldeffekttransistors 20 gleich derjenigen
des Feldeffekttransistors 10 ist, dann gilt für das Verhältnis der Ströme k und /3 näherungsweise:
g'»iO
Diese Gleichung besagt, daß die Transkonduktanz des Transistors 20 (d. h. die Größe gmx) etwa gleich
derjenigen des Transistors 10 (d. h. der Größe gm\o) sein
sollte, wenn ein Stromspiegelverhältnis von 1 erreicht werden soll, d. h. wenn der Ausgangsstrom /3 gleich dem
Eingangsstrom h sein soll. Für andere Stromspiegelverhältnisse
müssen die Transkonduktanzen entsprechend bemessen werden. So muß beispielsweise zur Erzielung
einer Stromverstärkung (h>fy die Transkonduktanz
des Transistors 20 größer als diejenige des Transistors 10 sein (d. h.grri2o>gm\o), während für eine Stromdämpfung
(h > /2) das Umgekehrte gilt (d. h. £77720
< gm\o)·
Wenn der Feldeffekttransistor 30 in der Schaltung fortgelassen und die Klemme 2 direkt mit dem Knoten
A verbunden wäre, dann würde sich die Eingangsimpedanz Rj des Stromspiegelverstärkers nacli F i g. 1 in
guter Näherung nach folgender Gleichung bestimmen:
R1 * -
JJHl1n +
(2)
wobei gdsw der differentielle Drainleitwert des Transistors
10 im Sättigungsbereich ist. Für die typischen handelsüblichen Transistoren gilt gm>gds, so daß sich
die Gleichung (2) auf folgenden Ausdruck vereinfacht:
R, *
g'"io
(3)
Das bei den bisher bekannten Stromspiegelverstärkern mit Feldeffekttransistoren auftretende Problem,
welches sich insbesondere bei der Ausführung in integrierter Schaltung ergibt, sei nun mit Hilfe der
Gleichungen (1) und (3) näher erläutert. Es sei daran erinnert, daß der Ausdruck in Gleichung (3), der die
Dimension eines reziproken Leitwerts hat, denjenigen Wert darstellt, den die Eingangsimpedanz Ri des
Stromspiegelverstärkers nach F i g. 1 haben würde, wenn der Transistor 30 in der Schaltung fortgelassen
und die Klemme 2 direkt mit dem Knoten A verbunden wäre. Zur Verminderung der Eingangsimpedanz ist es
offensichtlich notwendig, die Transkonduktanz £77?io zu
erhöhen. Die Gleichung (1) besagt jedoch, daß für jedes 4η
gegebene Spiegelverhältnis eine Erhöhung von gm\o mit
einer proportionalen Erhöhung von gm^o einhergehen
muß. Da die Transkonduktanz eines Feldeffekttransistors direkt von der Geometrie des Elements abhängt,
müßte also hier die Größe der beiden Transistoren (d. h. der Feldeffekttransistoren 10 und 20) erhöht werden,
wenn man die Eingangsimpedanz herabsetzen will. Ein solches Vorgehen ist jedoch wegen des teuren
Halbleitermaterials kostspielig.
Dieses Problem der Abhängigkeit eier Eingangsimpedanz
vom Spiegelverhältnis wird gemäß der Erfindung dadurch überwunden, daß in der Eingangsstufe des
Stromspiegelverstärkers ein Impedanzwandler mit einem Stromverstärkungsfaktor von 1 vorgesehen wird.
Dieser Impedanzwandler macht die Eingangsimpedanz praktisch unabhängig vom Spiegelverhältnis, so daß
man für die Feldeffekttransistoren 10 und 20 Elemente geringer Ausdehnung verwenden kann, wodurch Halbleitermaterial
eingespart wird. Der Impedanzwandler beansprucht natürlich selbst einen gewissen Raum, er bo
kann jedoch derart realisiert werden, daß insgesamt weniger Raum benötigt wird als man andernfalls für ein
gegebenes Spiegelverhältnis und eine gegebene Eingangsimpedanz brauchen würde.
Die vorstehend erwähnte Impedanzwandlung mit b5 einem Stromverstärkungsfaktor von 1 wird im Stromspiegelverstärker
nach F i g. 1 durch den in Gateschaltung angeordneten komplementären Feldeffekttransistor
30 bewirkt. Die Arbeitsweise des Feldeffekttransistors 30 und seine komplexe Wechselwirkung mit den
Feldeffekttransistoren 10 und 20 läßt sich sehr leicht durchschauen, wenn man fürs erste annimmt, daß der
Feldeffekttransistor 30 durch irgendwelche Mittel im Sättigungsbereich seiner Drainkennlinien betrieben
wird. Diese »Mittel«, die eine weitere Ausgestaltung des Erfindungsgedankens darstellen, werden an späterer
Stelle noch ausführlicher beschrieben.
Unter der Voraussetzung also, daß der Feldeffekttransistor 30 im Sättigungsbereich betrieben wird
(ebenso wie aus den obengenannten Gründen der Feldeffekttransistor 10), hängt das Spiegelverhältnis wie
im obigen Fall (Gleichung 1) vom Verhältnis der Transkonduktanzen der Feldeffekttransistoren 20 und
10 ab. Die an der Eingangsklemme 2 gemessene Eingangsimpedanz R, ist jedoch hier nicht mehr durch
die obengenannten reziproken Leitwertausdrücke der Gleichung (1) oder (2) bestimmt. Vielmehr gilt für R,
jetzt folgende Näherung:
rds:
— (4)
wobei rdsM den differentiellen Drainwiderstand (Sättigungsbereich)
des Feldeffekttransistors 30 darstellt
Die Gleichung (4) läßt sich vereinfachen, wenn man auch hier die der Gleichung (2) zugrunde liegende
Voraussetzung gelten läßt (d.h. gm\o>gdsu>) und
berücksichtigt, daß bei typischen handelsüblichen Transistoren das Produkt (£77730) · (rdx) viel größer als 1
ist, so daß:
8W130
(5)
Ein Vergleich der Gleichungen (5) und (3) zeigt, daß
ausgehend von einem gegebenen Wert für gmw dei
Eingangswiderstand des aus drei Transistoren gebildeten Stromspiegelverstärkers nach F i g. 1 (Gleichung 5]
durch geeignete Wahl der Parameter des Feldeffekttransistors 30 kleiner gemacht werden kann als dei
Eingangswiderstand des weiter oben als Annahme diskutierten Stromspiegels mit zwei Transistorer
(Feldeffekttransistoren 10 und 20, Gleichung 3). Da! Maß dieser Verbesserung (d. h. der Verminderung dei
Eingangswiderstands) läßt sich erkennen, wenn man füi die allgemeinen Ausdrücke in den Gleichungen (3) um
(5) spezielle Werte annimmt Wenn z.B g/nio=lOOx 10-6 Siemens und gntx=400x10-* Sie
mens und rdsw 104 Ohm ist, dann hätte der aus zwe
Transistoren bestehende Stromspiegelverstärker einei Eingangswiderstand von 10 000 Ohm, während de
Eingangswiderstand des aus drei Transistoren bestehen den Stromspiegelverstärkers nur die Hälfte diese
Werts, also 5000 Ohm betragen würde.
Die Schaltung nach F i g. 1 enthält nun einei Transistor mehr (d. h. den Feldeffekttransistor 30) al
der einfache aus zwei Transistoren (10 und 20 bestehende Stromspiegelverstärker nach dem Stand de
Technik. Indem man jedoch £77730 groß gegenüber gm\
macht, kann der Eingangswiderstand R, der Schaltuni
relativ klein gemacht werden, ohne daß man den Wer von £ϊηιο oder gniio irgendwie ändern muß. Das heiß
für ein gegebenes Spiegelverhältnis können di Feldeffekttransistoren 10 und 20 Elemente relati
kleiner Ausdehnung (niedriges gm) sein. Obwohl die
Schaltung einen Transistor mehr hat, kann der bei gegebenem Ri von der Schaltung beanspruchte Raum
kleiner sein als im Falle des aus zwei Transistoren bestehenden Stromspiegelverstärkers. Als Beispiel sei 5
der Fall angenommen, daß man zur Erzielung eines gegebenen R,- beim Stand der Technik die Flächen der
Feldeffekttransistoren 10 und 20 jeweils um den Faktor 10 erhöhen müßte. Wenn die Flächen der Transistoren
10 und 20 ursprünglich jeweils 1 Flächeneinheit betragen haben, dann beträgt die nunmehr für die
modifizierte Schaltung benötigte Fläche somit 20 Einheiten. Dasselbe Ergebnis wie oben läßt sich (in guter
Näherung) mit der Schaltung nach F i g. 1 erzielen, indem man einen gesonderten Feldeffekttransistor 30
von etwa 10 Flächeneinheiten vorsieht, während man die Größe der Feldeffekttransistoren 10 und 20 auf
ihrem ursprünglichen Wert von jeweils 1 Flächeneinheit beläßt. In diesem Fall beträgt aber die für die Schaltung
benötigte Gesamtfläche nur 12 Einheiten.
Bisher wurde davon ausgegangen, daß die Feldeffekttransistoren 10 und 30 beide im Sättigungsbereich
betrieben werden. Wie oben erwähnt, ergibt sich ein solcher Betrieb für den Feldeffekttransistor 10 infolge
seiner Gate-Drain-Verbindung. Wenn andererseits aber geeignete (weiter unten ausführlich beschriebene)
Mittel fehlen, könnte der Feldeffekttransistor 30 in denjenigen Bereich seines Betriebsverhaltens treten, wo
er als Triode wirkt. Da der differentielle Drainwiderstand (rdtw) des Feldeffekttransistors 30 im Triodenbereich
typischervveise um eine oder mehrere Größenordnungen niedriger ist als im Sättigungsbereich (d.h.
rdt<rds), hat der Triodenbetrieb zur Folge, daß der Feldeffekttransistor 30 die Eingangsimpedanz des
Stromspiegels erhöht statt vermindert. Dies läßt sich vermeiden, wenn man I2 geringer als einen Minimalwert
macht, indem man dafür, sorgt, daß das Verhältnis der effektiven Schwellenspannungen V, ^η der Feldeffekttransistoren
10 und 30 der folgenden Ungleichung genügt:
(6)
40
Es gibtzweiverschiedeneWege.urndieser Ungleichung zu genügen. Im Beispiel nach F i g. 1 werden bestimmte
Parameter der Bauelemente (etwa die Dicke der Oxidschicht an der Gateelektrode, die Dielektrizitätskonstante
dieser Oxidschicht, der Dotierungsgrad des Substrats und dergleichen) so gewählt, daß die
Ungleichung (6) erfüllt wird. Gemäß einer anderen Methode, die in Fig.2 veranschaulicht ist, wird die
Schwellenspannung des Feldeffekttransistors 30 durch Anlegen einer Substratvorspannung erhöht, um die
Ungleichung (6) zu erfüllen.
Bei der Ausführungsform nach Fig.2 ist die
Substrateleklrode des Transistors 30 von der Drainelektrode
dieses Transistors abgetrennt und statt dessen mit einer Vorspannungsklemme 4 verbunden. Die grundsätzlichen
Schwellenspannungen der Feldeffekttransistoren 10 und 30 können irgendeinen beliebigen eo
passenden Wert haben. Im Betrieb wird jedoch die Klemme 4 eine derart bemessene Vorspannung
angelegt, daß die effektive Schwellenspannung des Feldeffekttransistors 30 höher ist als die Schwellenspannung
des Feldeffekttransistors 10, so daß der Ungleichung (6) genügt wird. Ansonsten ist die Betriebsweise
dieselbe, wie sie vorstehend für den Stromspiegelverstärker nach F i g. 1 beschrieben wurde.
Es wurde erwähnt, daß die Erfüllung der Ungleichung (6) eine notwendige Bedingung ist, um den Feldeffekttransistor
30 mit Sicherheit im Sättigungsbetrieb zu halten, und wenn dies garantiert ist (und das
vorgeschriebene Transkonduktanzverhältnis besteht), wird der Vorteil einer verminderten Eingangsimpedanz
erzielt. Dies wird nachstehend als »normale Betriebsweise« bezeichnet. Ein weiteres Merkmal des in F i g. 1
oder 2 gezeigten Stromspiegelverstärkers besteht darin, daß der Feldeffekttransistor 30 unter gewissen Bedingungen
auch bei erfüllter Ungleichung (6) noch zum Triodenverhalten gezwungen werden kann, um eine
zweite Betriebsart der Schaltung zu ermöglichen. Diese Betriebsart, die nachstehend als »hochohmige Betriebsweise«
bezeichnet wird, erreicht man, indem man den Eingangsstrom I2 höher werden läßt als den obenerwähnten
gegebenen Wert. Mit der hochohmigen Betriebsweise kann in bestimmten Anwendungsfällen
der Vorteil einer Strombegrenzung erzielt werden.
Diese hochohmige Betriebsweise sei nachstehend näher erläutert Die Spannung am Knoten A ist eine
Funktion verschiedener Parameter des Feldeffekttransistors 10 und auch des Stroms I2, wie es oben erläutert
wurde. Wenn I2 steigt, dann wird auch die Spannung am
Knoten A höher. Wenn I2 einen derartigen Wert hat,
daß der Betrag der Drain-Source-Spannung des Transistors 30 kleiner ist als der Betrag der Differenz
zwischen der Gate-Source-Spannung und de der Schwellenspannung, dann gerät der Feldeffekttransistor
30 in den Triodenbetrieb.
- vl3
Wenn diese Ungleichung (7) erfüllt ist, dann ist die an der Eingangsklemme 2 gemessene Eingangsimpedanz in
guter Näherung:
R1 * rdtio + 1/gniio
(8)
wobei Ri und gm\o wie oben definiert sind und rdtx der
differentielle Drainwiderstand des Feldeffekttransistors 30 im Triodenbereich ist Der erste Ausdruck der
vorstehenden Gleichung (8) stellt den »Ganz-ein«- Widerstand des Feldeffekttransistors 30 dar und ist
vernachlässigbar klein. Der letztgenannte Ausdruck ist jedoch ziemlich groß, in Wirklichkeit (unter den
gegebenen Annahmewerten für gmx und gm\o) viel
größer als der durch die Gleichung (5) gegebene gesamte Eingangswiderstand. Dies hat letztlich zur
Folge, daß sich der Feldeffekttransistor 30 in der Sättigung befindet und Λ, (gegeben durch die Gleichung
5) niedrig ist, wenn der Eingangsstrom h kleiner als ein
gegebener Wert ist. Wenn I2 diesen gegebenen Wert
übersteigt, wird der Feldeffekttransistor 30 infolge der am Knoten Λ entwickelten Spannung in den Triodenbereich
gezwungen (d. h, die Ungleichung 7 wird erfüllt), und Rj ändert sich auf einen hohen Wert (Gleichung 8).
Die Stromstärke, bei welcher diese Impedanzänderung erfolgt, hängt von den Parametern der Feldeffekttransistoren
10 und 30 ab und läßt sich mit den bekannten Methoden der Schaltungsanalyse errechnen.
Wie erwähnt, läßt sich mit der hochohmigen Betriebsweise eine Strombegrenzung erzielen, die in
bestimmten Anwendungsfällen von Vorteil ist. Ein solcher Fall ist beispielsweise dann gegeben, wenn der
an der Eingangsklemme 2 zugeführte Eingangsstrom aus einer Signalquelle kommt, deren äquivalenter
Ausgangswiderstand (nach T h e ν e η i n) kleiner ist als
der durch die Gleichung (8) gegebene Widerstand aber
größer als der durch die Gleichung (5) gegebene Widerstand. In der normalen Betriebsweise würde der
Strom h somit hauptsächlich durch die Werte der Theveninschen Äquivalentspannung und des Theveninsehen
Äquivalentwiderstands bestimmt werden, während in der hochohmigen Betriebsweise dieser Strom
hauptsächlich durch die Thevenin-Spannung und Ri
nach Gleichung (8) bestimmt und somit begrenzt würde. Natürlich ist die äquivalente Ausgangsimpedanz aller
realen Quellen in der Praxis kleiner als unendlich, und daher tritt immer eine Strombegrenzung in gewissem
Maß ein, wenn der Feldeffekttransistor 30 aus dem Sättigungsbereich in den Triodenbereich übergeht. Das
vorstehende Beispiel einer Quellenimpedanz, die zwisehen den durch die Gleichungen (5) und (8) bestimmten
Widerstandswerten liegt, stellt lediglich den optimalen Fall dar, bei dem die stärkste Strombegrenzungswirkung
beob&chtet werden kann. Dieses Beispiel ist natürlich für den Hauptzweck der Erfindung nicht so
wesentlich.
Die Fig.3 zeigt eine abgewandelte Form des
Stromspiegelverstärkers nach Fig.2, bei der eine weitere Eingangsklemme 5 und ein zusätzlicher
P-Kanal-Feldeffekttransistor 40 vom Anreicherungstyp
vorgesehen ist. Der Feldeffekttransistor 40 ist mit seiner Sourceelektrode an die Eingangsklemme 5, mit seiner
Gateelektrode an die gemeinsame Klemme 1, mit seiner Drainelektrode an die Ausgangsklemme 3 und mit
seiner Substratelektrode an die Vorspannungsklemme 4 angeschlossen. Dieser modifizierte Stromspiegelverstärker
nach F i g. 3 wandelt die Differential- oder Gegentaktströme h und /5 in einen Eintaktstrom um.
Das heißt, aus den Eingangsströmen h und /5 wird durch Differential/Eintakt-Umsetzung ein Ausgangsstrom /6
erzeugt, dessen Richtung von den relativen Beträgen der Eingangsströme h und /5 und vom Stromspiegelverhältnis
(Gleichung 3) abhängt. Der Betrag des Ausgangsstroms |/e| hängt ebenfalls von diesen Faktoren
und außerdem noch von bestimmten anderen Faktoren ab, unter anderem von den Betriebsarten der
Feldeffekttransistoren 40 und 20 und von der Natur der an die Ausgangsklemme 3 angeschlossenen Last (nicht
dargestellt).
Der Feldeffekttransistor 40 dient einem ähnlichen Zweck wie der Feldeffekttransistor 30, nämlich einer
Verminderung der Eingangsimpedanz an der Eingangsklemme 5. Dies bringt u. a. einen besonderen Vorteil für
den Fall, daß der Stromspiegel nach F i g. 3 als aktive Last in einem Differenzverstärker verwendet wird. Wie
bereits weiter oben angedeutet wurde, können nämlich durch die verminderte Eingangsimpedanz an beiden
Eingangsklemmen die dort auftretenden Spannungsänderungen möglichst gering gehalten werden. Solche
Spannungsänderungen würden ansonsten zu einer unerwünschten Kapazitätsvervielfachung durch den
Miller-Effekt in der die Eingangsströme liefernden Quelle führen, wodurch die Bandbreite der Gesamtschaltung
unvertretbar stark begrenzt werden würde. Um den besagten Zweck zu erfüllen, sollten die
Parameter des Feldeffekttransistors 40 in ähnlicher Weise gewählt werden, wie es für den Feldeffekttransistor
30 beschrieben wurde.
Die Art und Weise, wie diese Wahl durchzuführen ist und wie die Schaltung insgesamt funktioniert, wird
nachstehend anhand eines speziellen Beispiels für einen linearen Betrieb mit dem Verstärkungsfaktor 1 beschrieben.
Es sei angenommen, daß die effektive Schwellenspannung beim Feldeffekttransistor 30 bzw. 40 größer ist als
beim Feldeffekttransistor 10 bzw. 20. Ferner sei angenommen, daß gnno=giri2o (d. h. der Stromverstärkungsfaktor
sei gleich 1), daß gmw>gmw und daß
gm4o>gm2o- Weiterhin sei angenommen, daß den
Eingangsklemmen 2 und 5 Eingangsströme I2 bzw. k
zugeführt werden, die einen solchen Wert haben, daß alle Transistoren in der Sättigung betrieben werden.
ίο Der Sättigungsbetrieb folgt aus den vorstehend
vorausgesetzten Bedingungen
und
V|(eff)10
V|(cff)40> V(eff)20
Schließlich sei angenommen, daß die Ausgangsklemme 3 mit einem Verbraucher oder einer Nutzschaltung wie
etwa einem weiteren Verstärker oder einer Last verbunden ist, deren Impedanz einen Regelteil Rl hat,
der endlich oder unendlich sein kann.
Unter den vorstehend genannten Voraussetzungen ergibt sich für den Eingangswiderstand R^2) an der
Eingangsklemme 2 ein Wert, der in guter Näherung mit dem durch die Gleichung (5) oder (4) bestimmten
Widerstandswert übereinstimmt. Unter der weiteren Voraussetzung, daß (gmm) ■ (rds»o)>l ist, bestimmt sich
der Eingangswiderstand Ä,(5) an der Eingangsklemme 5
näherungsweise durch folgende Gleichung:
W(5> —
g'"40
(g'«*o
) (K/. + rds2n)
Der wesentliche Unterschied zwischen dem durch die Gleichung (5) gegebenen Eingangswiderstand und dem
durch die Gleichung (9) gegebenen Eingangswiderstand besteht darin, daß im letztgenannten Fall der Lastwiderstand
Rl mitspielt. Wie nun im einzelnen erläutert werden wird, kann die Eingangsimpedanz an der
Klemme 5 vermindert werden, ohne die Transkonduktanz des Feldeffekttransistors 20 zu erhöhen (wodurch
dessen Ausdehnung vergrößert werden müßte und, was noch unangenehmer wäre, das Stromspiegelverhältnis
geändert würde), und zwar unabhängig davon, ob der Lastwiderstand endlich oder unendlich ist. Anders
ausgedrückt: Die Eingangsimpedanz an der Klemme 5 läßt sich sowohl bei niederohmigen als auch bei
hochohmigen Lasten vermindern, und zwar jeweils unabhängig vom Stromspiegelverhältnis.
Es sei der Fall betrachtet, daß die Last oder der Verbraucher ein Feldeffekttransistor-Verstärker ist und
daß die Ausgangsklemme 3 allein mit der Gateelektrode dieses Feldeffekttransistors verbunden ist. In einem
solchen Fall kann Rl praktisch immer als unendlich angesehen werden (der Gate-Leckwiderstand liegt
typischerweise bei 107Ohm oder noch höher). Beim
Vorhandensein einer solchen Last vereinfacht sich die
fao Gleichung (9) auf:
M(S) «
ĻUo
(10)
Da der Nenner des zweiten Ausdrucks dieser Gleichung wie weiter oben erwähnt typischerweise viel
größer als 1 ist, läßt sich bei einem gegebenen
differentiellen Drainwiderstand im Sättigungsbereich für den Transistor 20 die Eingangsimpedanz unabhängig
von Rl und gm® vermindern, indem man die Transkonduktanz
des Feldeffekttransistors 40 erhöht.
Auch im Falle, daß die Eingangsklemme 3 mit einer relativ niederohmigen Last (statt mit der eben
erwähnten hochohmigen Last) verbunden ist, werden die vorstehend erwähnten Vorteile erzielt. Als Beispiel
sei angenommen, daß Rl relativ klein ist, und zwar viel kleiner als der differentielle Drainwiderstand (Sättigungsbereich)
des Feldeffekttransistors 20. In diesem Fall vereinfacht sich die Gleichung (9) auf:
1+ Rl-
(I
T ——- -- - ι ι
g'" (g»Uo) (hIsw)
15
Man erkennt, daß hier der Eingangswiderstand an der Klemme 5 bei einem gegebenen Wert von Rl
vermindert werden kann, indem man die Transkonduktanz des Feldeffekttransistors 40 erhöht, und daß dies
wie im vorangegangenen Fall ohne Erhöhung der Transkonduktanz des Feldeffekttransistors 20 geschehen
kann, so daß das Spiegelverhältnis unbeeinflußt bleibt.
Zusammenfassend gesagt wird also beim Stromspiegelverstärker nach Fig.3 mittels in Gateschaltung
angeordneter Feldeffekttransistoren 30 und 40 die Eingangsimpedanz an beiden Eingangsklemmen vermindert
und im wesentlichen unabhängig vom Strom- m Spiegelverhältnis gemacht. Dies wird erreicht, indem
alle Transistoren in Sättigung betrieben werden, was seinerseits durch Erfüllung folgender Ungleichungen
möglich gemacht wird:
g"Un
v„
L-rn-id
(12)
(13)
(14)
(14)
(15)
J5
40
Die Fig.4 zeigt eine Weiterbildung der Schaltung
nach F i g. 3, mit welcher eine Differentialspannung in
einen Eintaktstrom umgesetzt werden kann. Diese Weiterbildung zeichnet sich dadurch aus, daß zwei
zusätzliche Spannungs-Eingangsklemmen 7 und 8, eine zusätzliche Strom-Eingangsklemme 6 und zwei zusätzliehe
P-Kanal-Feldeffekttransistoren 50 und 60 vom Anreicherungstyp vorgesehen sind. Source, Substrat,
Gate und Drain des Feldeffekttransistors 50 sind mit der Klemme 6 bzw. 4 bzw. 7 bzw. 2 verbunden. Source,
Substrat, Gate und Drain des Feldeffekttransistors 60 sind mit der Klemme 6 bzw. 4 bzw. 8 bzw. 5 verbunden.
Im Betrieb wird der Klemme 6 aus einer geeigneten Stromquelle (nicht dargestellt) ein Eingangsstrom /0
zugeführt. Die Stromquelle kann durch einen zwischen die Klemme 6 und ein Versorgungspotential geschalte- t>o
ten Widerstand gebildet sein, vorzugsweise sei jedoch eine Konstantstromquelle wie etwa ein geeignet
vorgespannter Widerstand verwendet. Derartige Quellen sind allgemein bekannt. Die mit ihren Sourceelektroden
zusammengekoppelten Feldeffekttransistoren 50 w und 60 teilen den Eingangsstrom /0 zwischen den
Klemmen 2 und 5 auf, und zwar entsprechend der Relation zweier Eingangsspannungen Vi und V2, die den
Eingangsklemmen 7 bzw. 8 angelegt werden.
Die Feldeffekttransistoren 50 und 60 haben vorzugsweise gleiche Eigenschaften (z. B. gleiche Schwellenspannungen
und Transkonduktanzen), so daß b·-.·'.
einander abgeglichenen Eingangsspannungen auch die Ströme I2 (vom Feldeffekttransistor 50 durchgelassen)
und /5 (vom Feldeffekttransistor 60 durchgelassen) einander gleich sind. In diesem Fall und unter
Voraussetzung eines Spiegelverhältnisses von 1 (d. h. gm\o=*gmia) ist der Strom /3 gleich dem Strom /2, so daß
der Gesamtausgangsstrom h gleich Null ist. Unter den gegebenen Voraussetzungen werden also Gleichtaktkomponenten
der Eingangsspannungen unterdrückt.
Jede Differenz zwischen den Eingangsspannungen bewirkt gemäß dem Kirchoffschen Stromgesetz einen
Ausgangsstrom, dessen Richtung von den relativen Beträgen der Eingangsspannungen Vi und V2 abhängt.
Wenn beispielsweise die Eingangsspannung V2 positiver als die Eingangsspannung Vj ist (bezogen auf die
gemeinsame Klemme 1), dann ist der Strom /2 größer als der Strom /5. Unter den gegebenen Voraussetzungen ist
auch /3 größer als /5, so daß der Ausgangsstrom h von der Last (nicht dargestellt) in die Klemme 3 fließt. Bei
umgekehrtem Verhältnis der Beträge der Eingangsspannungen ergibt sich das Gegenteil.
Da die Feldeffekttransistoren 30 und 40 die an den Klemmen 2 und 5 wirksame Impedanz niedrig halten,
hat dieses Ausführungsbeispiel der Erfindung die Eigenschaft, daß Drainspannungsänderungen an den
Feldeffekttransistoren 50 und 60 gering bleiben.
Entsprechend wird auch die den Feldeffekttransistoren 50 und 60 (infolge des Miller-Effekts) zugeordnete
Vervielfachung der Gate-Drain-Kapazitäten herabgesetzt, was den Vorteil eines besseren Hochfrequenzverhaltens
bringt.
Die vorstehend in Verbindung mit F i g. 4 beschriebenen Vorteile lassen sich auch ohne Verwendung der
zusätzlichen Transistoren 50 und 60 erreichen, wenn man die Schaltung nach Fig.3 in der in Fig.5
dargestellten Weise modifiziert. Im Falle der F i g. 5 sind die Einfachgate-Feldeffekttransistoren 30 und 40 durch
Doppelgate-Feldeffekttransistoren 31 und 41 ersetzt, deren jeder eine der Drainelektrode näherliegende
erste Gateelektrode (32 bzw. 42) und eine der Sourceelektrode näherliegende zweite Gateelektrode
(33 und 43) aufweist. Wie im Falle der F i g. 4 sind eine Strom-Eingangsklemme 6 zum Empfang eines Eingangsstroms
/0 und zwei Spannungs-Eingangsklemmen 7 und 8 zum Empfang der Eingangsspannungen Vi und
V2 vorgesehen.
Unter der Bedingung, daß die Transkonduktanz und die Schwellenspannung hinsichtlich der ersten Gateelektrode
32 des Feldeffekttransistors 30 größer sind als die entsprechenden Parameter des Feldeffekttransistors
10 und daß die Transkonduktanz und Schwellenspannung hinsichtlich der ersten Gateelektrode 42 des
Feldeffekttransistors 41 größer sind als die entsprechenden Parameter beim Feldeffekttransistor 20, arbeitet die
Schaltung nach F i g. 5 in der gleichen Weise und bringt die gleichen Vorteile wie die Schaltung nach F i g. 4. Die
Schaltung nach Fig.5 hat darüber hinaus noch den weiteren Vorzug, daß sie in der Ausführung wirtschaftlicher
ist, und zwar sowohl bei diskreter als auch bei integrierter Bauweise, denn in beiden Fällen kommt
man insgesamt mit weniger Transistoren und einer geringeren Gesamtzahl von Verbindungen aus.
Hierzu 2 Blall Zeichnungen
Claims (9)
1. Stromspiegelschaltung mit einer Eingangsklemme, einer Ausgangsklemme und einer dem Eingangs-
und Ausgangskreis gemeinsamen Klemme, ferner mit einem ersten und zweiten Feldeffekttransistor
eines ersten Leitungstyps, deren Sourceelektroden mit der gemeinsamen Klemme und deren Gateelektroden
mit einem Schaltungsknoten gekoppelt sind, der außerdem mit der Drainelektrode des ersten
Transitors verbunden ist, während die Drainelektrode des zweiten Transistors mit der Ausgangsklemme
der Schaltung gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen die Eingangsklemme (2) der Schaltung und den Schaltungsknoten (A) ein
Impedanzwandler (30) mit einem Stromverstärkungsfaktor von im wesentlichen 1 geschaltet ist,
derart bemessen ist, daß die Impedanz zwischen der Eingangsklemme (2) und der gemeinsamen Klemme
(1) kleiner als der Reziprokwert der Transkonduktanz des ersten Transistors (10) ist
2. Stromspiegelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Impedanzwandler
aus einem dritten Feldeffekttransistor (30) eines zweiten Leitungstyps besteht, dessen Sourceelektrode
mit der Eingangsklemme (2) und dessen Gateelektrode mit der gemeinsamen Klemme (1)
und dessen Drainelektrode mit dem Schaltungsknoten (A) verbunden ist und dessen Transkonduktanz jo
größer ist als diejenige des ersten Transistors (10).
3. Stromspiegelschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenspannung
des dritten Transistors (30) größer ist als diejenige des ersten Transistors (10). κ
4. Stromspiegelschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß mit einer Substratelektrode
des dritten Transistors (30) eine Vorspannungsklemme (4) verbunden ist, um eine derartige
Substratvorspannung anzulegen, daß die Schwellenspannung des dritten Transistors größer ist als
diejenige des ersten Transistors.
5. Stromspiegelschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Eingangsklemme (5) und ein vierter Feldeffekttransistor (40)
des zweiten Leitungstyps vorgesehen ist, dessen Sourceelektrode mit der zweiten Eingangsklemme
(5) und dessen Gateelektrode mit der gemeinsamen Klemme (1) und dessen Drainelektrode mit der
Ausgangsklemme (3) verbunden ist und dessen Transkonduktanz größer ist als diejenige des
zweiten Transistors (20).
6. Stromspiegelschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenspannung
des vierten Transistors größer ist als diejenige des zweiten Transistors.
7. Stromspiegelschaltung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Vorspannungsklemme (4),
die mit der Substratelektrode sowohl des dritten (30) als auch des vierten (40) Transistors verbunden ist, t>o
um diesen Transistoren eine Substratvorspannung solchen Werts anzulegen, daß die Schwellenspannung
des dritten Transistors (30) größer ist als diejenige des ersten Transistors (10) und daß die
Schwellenspannung des vierten Transistors (40) größer ist als diejenige des zweiten Transistors (20).
8. Stromspiegelschaltung nach Anspruch 5,6 oder 7, gekennzeichnet durch ihre Zusammenschaltung
mit einem fünften und einem sechsten Feldeffekttransistor (50 und 60) des zweiten Leitungstyps,
deren Drainelektroden mit der ersten bzw. der zweiten Eingangsklemme (2, 5) und deren Sourceelektroden
mit einer gemeinsamen Eingangsstromkleinme (6) gekoppelt sind und an deren Gateelektroden
(7, 8) eine erste bzw. eine zweite Signaleingangsspannung (V\, V2) anlegbar ist, um den
Eingangsstrom (70) zwischen der ersten und zweiten Eiingangsklemme (2, 5) entsprechend der Relation
der beiden zusätzlichen Eingangsspannungen (V\, V2) aufzuteilen.
9. Stromspiegelschaltung nach Anspruch 5,6 oder
7, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Eingangsklemmen (2, 5) mit einer gemeinsamen Eingangsstromklemme
(6) gekoppelt sind; daß der dritte und der vierte Transistor (31, 41) jeweils eine weitere
Gateelektrode (33 bzw. 43) zum Anlegen einer Signaleingangsspannung (V\ bzw. V2) aufweisen, daß
diese weitere Gateelektrode (33 bzw. 43) jedes dieser Transistoren der Sourceelektrode des betreffenden
Transistors näher liegt als die andere Gateelektrode (32 bzw. 42) des betreffenden
Transistors, derart, daß die Signaleingangsspannungen (Vu V2) die relativen Beträge der Ströme ß, I2)
bestimmen, die aus der Stromeingangsklemme (6) durch den dritten und den vierten Transistor (31,41)
fließen.
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