DE2757464A1

DE2757464A1 - Verstaerker

Info

Publication number: DE2757464A1
Application number: DE19772757464
Authority: DE
Inventors: Nicholas Kucharewski
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1976-12-22
Filing date: 1977-12-22
Publication date: 1978-06-29
Also published as: FR2375763B1; FR2375763A1; JPS5524286B2; SE420880B; DE2757464C3; SE7714293L; US4069431A; IT1088429B; JPS5386549A; DE2757464B2; GB1591918A

Description

Verstärker

Die Erfindung betrifft Stromspiegelverstärker (CMA) mit gesteuerter, veränderbarer Stromverstärkung, wie sie beispielsweise in Vergleichsschaltungen verwendet werden, die Hystereseverhalten zeigen.

Ein bekannter, mit Feldeffekttransistoren aufgebauter Stromspiegelverstärker mit elektrisch steuerbarer Stromverstärkung ist im US-Patent 3 943 380 beschrieben. Sein Eingang ist an die Gate- und Drainelektroden eines Eingangsfeldeffekttransistors und an die Gateelektrode eines Ausgangsfeldeffekttransistors
angeschlossen. Die Sourceelektroden beider Feldeffekttransistoren sind an einen sogenannten gemeinsamen Anschluß des CMA angeschlossen, und die Drainelektrode des Ausgangsfeldeffekttransistors liegt am Ausgang des CMA. Die Stromverstärkung
dieses bekannten CI-IA ist praktisch gleich dem Verhältnis der
Steilheit des Ausgangstransistors zur Steilheit des Eingangstransistors, und diese Verstärkung oder das "Stromspiegelverhältnis" ist konstant.

Die effektive Stromverstärkung dieses bekannten CMA kann elektrisch verändert werden mit Hilfe eines einpoligen Schalters, der in einer ersten Stellung den Eingangsanschluß des CMA mit seinem gemeinsamen Anschluß verbindet und in einer zweiten
Stellung den Eingangsanschluß mit einer Eingangsstromquelle verbindet. (Der Schalter enthält ein Paar komplementärer Feldeffekttransistoren, und die Eingangsstromquelle ist tatsächlich eine Spannungsquelle, wobei der Eingangsstrom begrenzt wird
durch die Impedanz des Leitungspfades eines der beiden Feldeffekttransistoren. ) Befindet sich der Schalter in seiner ersten Lage, dann ist die effektive Stromverstärkung der Cesamtschaltung Hull, da der Eingangsstrom unterbrochen ist und die

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Eingangsknotenkapazität über den Schalter zum gemeinsamen Anschluß entladen wird. Befindet sich der Schalter dagegen in seiner zweiten Lage, dann wird die Stromverstärkung durch das erwähnte Steilheitsverhältnis bestimmt.

Ein Problem dieser bekannten Schaltung besteht darin, daß die Stromverstärkung der Gesamtschaltung nur zwischen Null und einem einzigen vorbestimmten Viert umgeschaltet werden kann. Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß der Schalter (ein Feldeffekttransistor) bei Reihenschaltung mit dem Eingangskreis des CT-IA dessen Eingangsimpedanz und Offsetspannung vergrößert, was bei manchen Anwendungsfällen unerwünscht sein kann.

Die Erfindung trägt nun einem Bedürfnis nach einem Stromspiegelverstärker Rechnung, dessen Stromverstärkung sich auf elektrischem Wege (entweder schrittweise oder kontinuierlich) zwischen zwei vorbestimmten Werten ändern läßt, von denen keiner Null zu sein braucht. Ferner wird durch die Erfindung ein Stromspiegelverstärker geschaffen, dessen Eingangscharakteristik durch die Verstärkungsregelschaltung nicht verändert wird.

Die Erfindung ist nachfolgend anhand der beiliegenden Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 und 2 jeweils die Schaltbilder eines erfindungsgemäßen Verstärkers mit regelbarer Verstärkung und

Fig. 3 das Schaltbild einer Vergleichsschaltung unter Verwendung eines erfindungsgemäßen regelbaren Stromspiegelve rs ta rke rs ^

Der in Fig. 1 dargestellte Stromspiegelverstärker 10 hat einen Eingangsanschluß 12, dem ein in einer Richtung fließender Eingangsstrom zugeführt wird, ferner einen Ausgangsanschluß 14 und einen gemeinsamen Anschluß 16 zum Anschluß an ein Bezugspotential, hier Masse. Die Transistoren 18, 20, 22 und 24 sind

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Isolierschicht-Feldeffekttransistoren rait N-Kanal vom Stromerhöhungstyp in Leiter-Isolator-Haibleitertechnik, also Metalloxid-Halbleiter oder MOS-Transistoren,

Zwischen der mit dem Anschluß 12 verbundenen Drainelektrode des Transistors 18 und seiner an den Anschluß 16 angeschlossenen Sourceelektrode hat dieser Transistor einen gesteuerten Leitungsweg. Die Leitfähigkeit dieses Leitungsweges wird gesteuert durch ein zwischen seiner Sourceelektrode und seiner Gate- oder Steuerelektrode angelegtes Potential. Der Transistor 18 ist mit einer unmittelbaren Rückkopplungsverbindung von Drain-zu Gateelektrode versehen, die gemäß Fig. 1 durch eine Überbrückung dargestellt ist. über diese Rückkopplungsverbindung wird das Gatepotential des Transistors 18 bestimmt, so daß der dem Eingangsanschluß 12 zugeführte Strom durch den gesteuerten Leitungspfad dieses Transistors fließt und somit prakcisch der gesamte Eingangsstrom über die Eingangsstromstrecke des CMA zum gemeinsamen Anschluß 16 fließt.

Das Gatepotential des Transistors 18 hängt nicht nur von der Größe des durch diesen Leitungspfad fließenden Stromes ab, sondern auch von den Abmessungen des Kanals. Diese Abmessungen bestimmen zum Teil die Steilheit (g ) des Elementes. Für Transi-

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stören mit gleicher Dotierungscharakteristik sind ihre Steilheiten proportional zu ihren relativen Verhältnissen von Kanalbreite (W) zu Kanallänge (L). Ist beispielsweise das Verhältnis W/L für zwei solche Transistoren gleich, dann sind es auch ihre Steilheiten.

Wird die Gate-Source-Spannung des Transistors 18, der hier als Haupttransistor (master transistor) betrachtet werden kann, einem zweiten Transistor zugeführt, der hier als Folgetransistor (slave transistor) betrachtet werden kann, dann wird dadurch ein Strom durch den letztgenannten Transistor bestimmt. Dieser sich ergebende Strom ist praktisch gleich dem Strom durch den Haupttransistor multipliziert mit dem Faktor -G, wo-

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bei G eine positive reelle Größe gleich g des Folgetransistors geteilt durch g des Haupttransistors ist. Ist beispielsweise

g für beide Transistoren gleich, dann ist die Größe des Ausm

gangsstroms praktisch gleich derjenigen des Eingangsstroms.

Wie Fig. 1 erkennen läßt, sind die Gateelektroden der Transistoren 18, 20 und 22 in gleicher Weise geschaltet: Damit sind auch die Gatepotentiale der Transistoren 18, 20 und 22 gleich. Die gesteuerten Stromleitungspfade der Transistoren 22 und 24 sind jeweils zwischen den Anschluß 16 und einen Knotenpunkt 26 geschaltet, welcher durch das sourceseitige Ende des gesteuerten Leitungspfades des Transistors 20 gebildet ist, dessen an der anderen Seite befindliche Drainelektrode am Ausgangsanschluß 14 liegt. Die Gate- oder Steuerelektrode des Transistors 24 ist über den Anschluß 28 mit einer Steuerspannungsquelle 30 verbunden.

Nimmt man an, daß der Transistor 24 zunächst gesperrt ist, beispielsweise durch Anlegen einer Gatespannung von Massepotential, und nimmt man weiterhin an, daß die Kanalbreiten der Transistoren 18 und 22 gleich derjenigen des Transistors 18 gewählt ist und den Wert W hat und daß die Kanallänge mit L/2 halb so groß wie die Kanallänge L des Transistors 18 gewählt ist, dann verhalten sich - also bei gesperrtem Transistor 24 - die Transistoren 20 und 22 zwischen den Anschlüssen 14 und 16 wegen der Reihenschaltung ihrer Leitungspfade praktisch äquivalent zu einem einzigen Transistor der Kanalbreite W und der Kanallänge L. Die Abmessungen der Einzeltransistoren stellen auf diese Weise sicher, daß die Steilheiten g_m der Eingangs- und der Ausgangsstrompfade gleich sind. Wenn also der Transistor 24 gesperrt ist, dann ist die Verstärkung G des CMA gleich -1.

Um nun die Verstärkung des CMA 10 zu verändern, wird der Transistor 24 durch ein Signal von der Steuerspannungsquelle 30 eingeschaltet. Ist das W/L-Verhältnis des Transistors 24 bel-

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spielsweise groß gegenüber demjenigen des Transistors 22 gewählt und hat die Steuerspannung eine genügend große Amplitude, um den Transistor 24 voll in den Leitungszustand zu steuern, dann kann der Transistor 24 als Schalter betrachtet werden, dessen Impedanz im geschlossenen Zustand sehr viel kleiner als die Impedanz des Leitungspfades des Transistors 22 ist. In diesem Fall kann der Transistor 22 bei eingeschaltetem Transistor durch einen Kurzschluß ersetzt werden. Da die Kanallänge des Transistors 20 halb so groß wie diejenige des Transistors 18 ist, ist die effektive Steilheit g des Ausgangsstrompfades des CMA nun zweimal so groß wie diejenige des Eingangsstrompfades, so daß die Verstärkung des CMA 10 gleich -2 ist. Kurz kann man also sagen, bei gesperrtem Transistor 24 ist die Verstärkung des CMA -1 und bei leitendem Transistor 24 ist sie -2. Wegen der endlichen Impedanz des Transistors 24, die wegen den oben angegebenen relativen Abmessungen nicht zu Null werden kann, wird die Verstärkung des CMA nicht exakt -2 sein, wenn der Transistor 24 eingeschaltet ist. Jedoch sind die Abmessungen der Transistoren 20, 22 und 24 so proportioniert, daß man irgend ein gewünschtes Verhältnis von Stromverstärkungen für die Grenzbedingungen bei eingeschaltetem bzw. ausgeschaltetem Transistor 24 erhalten kann. (Stromverstärkungen zwischen diesen Werten lassen sich erhalten durch Vorspannen der Gateelektrode des Transistors 24 so, daß der Leitungspfad dieses Transistors nur teilweise leitet.)

Es versteht sich, daß die hier angegebenen Verstärkungswerte für den CMA lediglich als Beispiele anzusehen sind. Der untere Wert für G des CMA 10 kann eine Zahl größer oder kleiner als 1 sein, der obere Wert braucht auch nicht das Doppelte des unteren Wertes zu sein. Der Gateelektrode des Transistors 24 kann eine Analogspannung zugeführt werden: Damit würde man die Impedanz des Leitungspfades kontinuierlich verändern anstatt schrittweise, und man würde entsprechend eine ähnliche kontinuierliche Änderung der CMA-Verstärkung erhalten. Weiterhin kann der Schalttransistor 24 durch andere Elemente ersetzt wer-

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den, welche die gewünschten Schaltcharakteristiken zeigen. Die wirksame Leitungspfaddimension, welche zur Veränderung von g verändert wird, kann wie oben erwähnt, die Länge sein, oder ebenfalls entsprechend der Lehre dieser Erfindung, die Breite oder auch sowohl Breite und Länge.

Wählt man die Breite als veränderlichen Parameter, dann kann die Steuerelektrode eines Transistors an den CMA-Eingangsanschluß gelegt werden und sein Leitungspfad wird in Reihe mit einem Schalter gelegt. Diese Reihenschaltung kann parallel zum Ausgangsstrompfad des QlA geschaltet werden, so daß man die Verstärkung des CMA verändern kann. Schließlich kann die Schaltung gemäß Fig. 1 auch mit Elementen entgegengesetzten Leitungstyps als dargestellt und entsprechender Wahl der Betriebspotentiale realisiert werden.

Der in Fig. 2 dargestellte CMA 10* mit steuerbarer Stromverstärkung entspricht demjenigen gemäß Fig. 1 mit der Ausnahme, daß der sich selbst vorspannende Eingangstransistor 18 durch Transistoren 18a und 18b ersetzt ist, deren Leitungspfade in Reihe zwischen die Anschlüsse 12 und 16 geschaltet sind. Die Steuerelektroden der Transistoren 18a und 18b sind am Anschluß 12 zusammengeschaltet.

Der in Fig. 2 dargestellte CMA 10' eignet sich besonders zur Realisierung als integrierte Schaltung, wo bestimmte Verstärkungsverhältnisse erwünscht sind. Wenn beispielsweise der niedrigere Wert G gleich 1 sein soll (bei gesperrtem Transistor 24) und die Kanallängen der Transistoren 20 und 22 jeweils gleich L sind, dann muß im Falle der Fig. 1 für den gewünschten Wert von G die Kanallänge des Transistors 18 gleich 2L sein. Im Falle der Fig. 2 ist dagegen die Länge jedes der Kanäle der Transistoren 18a und 18b gleich L. Das bedeutet, daß die Transistoren 18a, 18b, 20 und 22 gleiche Abmessungen haben können, so daß der Entwurf der Schaltung des CMA 10' in integrierter Schaltung einfacher ist. Die Betriebsweise des CMA 10',

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dessen Eingangsstromstrecke über die Kanäle oder gesteuerten Leitungspfade der Transistoren 18a und 18b verläuft, ist die gleiche wie beim CMA 10, dessen Eingangsstromstrecke über den Kanal oder die gesteuerte Stromstrecke nur des Transistors verläuft.

Die in den Fig. 1 oder 2 dargestellten Schaltungen lassen sich vorteilhafterweise dazu verwenden, einer Vergleichsschaltung Hystereseeigenschaften zu verleihen. Eine Vergleichsschaltung kann als Verstärkerschaltung angesehen werden, welche Ausgangsspannungen mit einem ersten und einem zweiten Pegel erzeugt, je nachdem, ob die Amplitude des Eingangssignals größer oder kleiner als ein Bezugssignal ist. Führt man in die Umschaltcharakteristik einer Vergleichsschaltung eine Hysterese ein, dann hängt die Amplitude des zum Umschalten der Vergleichsschaltung erforderlichen Signals davon ab, ob sie gegenüber der Bezugsamplitude ansteigt oder abfällt. Infolge der Hysterese wird die Wahrscheinlichkeit eines unerwünschten Umschaltens des Zustandes der Vergleichsschaltung verringert, wenn dem ihr zugeführten Signal elektrische Störungen relativ niedrigen Pegels überlagert sind.

Vergleichsschaltungen, welche Operationsverstärker verwenden und Hystereseeigenschaften haben, sind im Stande der Technik bekannt. Eine solche Schaltung enthält üblicherweise einen Operationsverstärker und einen Widerstandsspannungsteiler, der mit seinem Eingangs- und seinem Bezugsanschluß zwischen den Ausgang des Verstärkers und ein Bezugspotential geschaltet ist und dessen Abgriff an einen der Eingänge des Verstärkers angeschlossen ist.

Eine solche Schaltung neigt allerdings zu einigen Nachteilen. Beispielsweise ist die an der Bezugsspannungsquelle wirksame Impedanz nicht mehr die nahezu unendlich große Impedanz eines idealen Operationsverstärkers, sondern wird stattdessen zum Teil durch die Impedanz der Elemente der Widerstandsschaltung be-

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stimmt. Baut man eine solche Vergleichsschaltung in integrierter Form und darf die Bezugsspannungsquelle nur durch eine sehr hohe Impedanz belastet werden, dann kommt man zu Widerstandswerten für den Spannungsteiler, die zu groß für eine praktische Realisierung sind.

Außerdem möchte man häufig einer Vergleichsschaltung eine nur einseitige Hysterese geben, die also nur für die Änderung der Signalamplitude in einer bestimmten Richtung gegenüber dem Bezugseingang wirksam ist. Beispielsweise kann bei einer Spannungsvergleichsschaltung eine Hysterese gewünscht werden, wenn die Eingangsspannung gegenüber der Bezugsspannung sich vergrößert, nicht aber wenn sie abnimmt. In einem solchen Falle ist der Wert der Signalamplitude, welche einen der beiden Übergänge der Vergleichsschaltung bewirkt, genau bekannt, weil er unabhängig von der Größe der Hysterese ist. Es ist zwar bekannt, daß eine solche hysteresebehaftete Vergleichsschaltung mit einem Operationsverstärker durch Zufügen zusätzlicher Schaltungselemente so abgewandelt werden kann, daß sie auch diese Eigenschaft hat, jedoch ist eine so modifizierte Schaltung ziemlich kompliziert.

Fig. 3 zeigt eine als Vergleichsschaltung verwendete Verstärkerschaltung, die sowohl Hysterese als auch einen genau bekannten Umschaltpunkt hat und nicht die erwähnten Nachteile des Standes der Technik zeigt. Sie enthält einen CMA 10 gemäß Fig. 1. Zwei P-Kanal-MOS-Transistoren 100 und 104 sind als sogenanntes "long-tailed"-Paar 101 zusammengeschaltet und bilden einen sourcegekoppelten Differenzeingangsverstärker. Die Spannungsquelle 108 führt eine erste Spannung über den Anschluß 102 zur Gateelektrode des Transistors 1OO, und eine Spannungsquelle 110 legt eine zweite Spannung über den Anschluß 106 an das Gate des Transistors 104. üblicherweise ist eine dieser beiden Spannungen eine feste Bezugsspannung und die andere eine sich verändernde Signalspannung, die mit der Bezugsspannung verglichen werden soll. Die Sourceelektroden der Transi-

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storen 100 und 104 sind am Knotenpunkt 112 zusammengeschaltet, an welchem eine Stromquelle 114 einen Strom I. zuführt. Die Drainelektroden der Transistoren 100 und 104 sind an den Eingangsanschluß 12 bzw. den Ausgangsanschluß 14 des CMA 10 angeschlossen. Die Gateelektrode des N-MOS-Transistors 116 ist mit dem Anschluß 14 verbunden, während sein Leitungspfad zwischen den Knoten 118 und den Anschluß 16 geschaltet ist. Eine zwischen den Anschluß 140 und den Schaltungspunkt 118 geschaltete Stromquelle 120 liefert einen Strom I~ und bildet eine hochohmige Last für den Transistor 116. Die am Knotenpunkt 118 erscheinende Spannung wird dem Steuerspannungseingang 28 des CMA 10 an der Gateelektrode des Transistors 24 zugeführt. Beide Stromquellen 114 und 120 können in Form eines hochohmlgen Widerstandes oder der Source-Drain-Strecke eines Transistors mit fester Source-Gate-Vorspannung oder einer Transistorkaskadenschaltung vorgesehen sein.

Zwischen den Knotenpunkt 118 und den Ausgangsanschluß 124 der Schaltung ist ein Verstärker 122 als Puffer geschaltet, welcher den Knotenpunkt 118 von einer an den Ausgangsanschluß 124 angeschlossenen Last isoliert. Der Verstärker 122 kann beispielsweise ein komplementärer MOS-Inverter (CMOS) sein. Er kann gegebenenfalls aber auch entfallen, wobei dann der Knotenpunkt 113 der Ausgangspunkt der Schaltung ist.

Es sei zunächst angenommen, daß die Amplitude einer am Anschluß 102 liegenden Signalspannung wesentlich positiver als eine am Anschluß 106 liegende Bezugsspannung ist. Dadurch wird der Transistor 104 so vorgespannt, daß er einen größeren Anteil des von der Stromquelle 114 gelieferten Stromes I₁ führt als der Transistor 100. Da der Wert des Ausgangsstroms des Stromspiegelverstärkers 10 im linearen Betrieb auf den Wert seines Eingangsstroios begrenzt ist, steigt die Amplitude der Spannung am Knotenpunkt 14, um sich dem ansteigenden Strom anzupassen. Das Gatepotential des Transistors 116 wächst genügend an, so

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daß der verstärkt leitende Transistor 116 die Spannung am Knotenpunkt 118 auf einen Wert dicht beim Massepotential klemmt und die Vergleichsschaltung ihren ersten Zustand einnimmt. Hierbei ist der Transistor 24 gesperrt. Ein weiterer Signalanstieg hat nun keine Wirkung mehr auf den Zustand der Vergleichsschaltung.

Die Dimensionen der Transistoren 18, 20 und 22 sind so gewählt, daß bei gesperrtem Transistor 24 die Reihenschaltung ihrer Leitungspfade dem Transistor 104 dieselbe Impedanz darbietet, wie der Leitungspfad des Transistors 18 dem Transistor 100. Dies ist der Fall, damit bei gleichem Stromfluß durch die Transistoren 100 und 104, wie dies beim Anliegen von Spannungen gleicher Amplitude an den Anschlüssen 102 und 106 wäre, die Spannungen an den Knotenpunkten 12 und 14 ebenfalls praktisch gleich sind.

Es nehme nun die Amplitude der Signalspannung am Anschluß 102 ab. Wenn diese Spannung den Wert der Bezugsspannung am Anschluß 16 erreicht, dann erreicht auch die Spannung am Knotenpunkt 14 wegen der symmetrischen Belastung der Transistoren 1OO und 104 den Wert der Spannung am Knotenpunkt 12, wobei sich ein Zustand einzustellen sucht, wo sich die Leitungszustände der Transistoren 116 und 18 im selben Verhältnis wie ihre W/L-Verhältnisse verhalten. Wird die Signalspannung weniger positiv als die Bezugsspannung, dann sucht der CMA-Ausgangsstrom, welcher infolge des höheren Drainstromes des Transistors 100 fließt, den verringerten Drainstrom des Transistors 104 zu übersteigen, so daß die Spannung am Knotenpunkt 14 absinkt und demzufolge auch die Source-Gate-Spannung des Transistors 116 sich verringert und dieser daher auch aufhört zu leiten. Die Stromquelle Ij liefert Strom an den Knotenpunkt 118, so daß dessen Potential bis nahe zum Wert der am Anschluß 140 liegenden Spannung ansteigt und die Vergleichsschaltung ihren zweiten Zustand einnimmt. Durch den Anstieg der Spannung am Knotenpunkt 118 wird der Transistor 24 eingeschaltet, und dabei wird sein Leitungs-

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pfad parallel zu demjenigen des Transistors 22 geschaltet. Dadurch sucht die Stromverstärkung des CMA 10 anzusteigen, so daß der Wechsel des Ausgangssignals der Vergleichsschaltung in den zweiten Zustand beschleunigt wird und irgend ein Zwischenzustand verhindert wird, in welchem sich das Ausgangssignal zwischen den zum ersten und zum zweiten Zustand gehörigen Werten befindet. Der Übergangspunkt für die Vergleichsschaltung gemäß Fig. 3 legt dar, wo die Signalspannungsamplitude gleich der Bezugsspannung ist.

Ein weiteres Absinken der Amplitude der Signalspannung hat keine Wirkung mehr auf den Zustand der Vergleichsschaltung. Vergrößert man nun die Amplitude der Signalspannung auf einen Wert gleich der Bezugsspannung, dann ist die Spannung am Knotenpunkt 14 kleiner als der Wert der Spannung am Punkt 12, weil die Impedanz der zusammengeschalteten Leitungspfade der Transistoren 20, 22 und 24 kleiner al3 diejenige des Transistors 18 ist. Wegen dieses Impedanzunterschiedes wird die Spannung am Knotenpunkt 14 nicht gleich derjenigen am Knotenpunkt 12, obwohl sogar die Hälfte des von der Stromquelle 114 gelieferten Stromes durch jeden der Transistoren 100 und 104 fließen kann. Dieser Impedanzunterschied ist durch das Leiten des Transistors 24 bedingt. Wird die Amplitude der Signalspannung weiter vergrößert, dann kann ein Wert oberhalb der Bezugsspannung erreicht werden, wo der Zustand der Vergleichsschaltung sich nochmals ändert. Bei dieser Zustandsänderung wird der Transistor 116 eingeschaltet, und dadurch wird der Transistor 24 gesperrt. Ein weiterer Anstieg der Amplitude der Spannung am Anschluß 102 hat keine Wirkung mehr auf den Zustand der Vergleichsschaltung. Wenn die Amplitude dieser Signalspannung abnimmt, erfolgt die Zustandsänderung der Vergleichsschaltung, wenn die Werte von Signal und Bezugsspannung gleich sind.

Zusammengefaßt läßt sich sagen, daß im Fall, wo die Amplitude der Signalspannung von einem Wert oberhalb der Bezugsspannung auf einen Wert unterhalb der Bezugsspannung abnimmt, der über-

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gangspunkt der Vergleichsschaltung beim Wert der Bezugsspannung Vj^p liegt. Steigt dagegen die Amplitude der Signalspannung von einem Wert unterhalb auf einen Wert oberhalb der Bezugsspannung Vpgp, dann ist der Ubergangspunkt V^p plus V„, wobei V_H ein Maß für die Impedanzunsymmetrie ist, die durch das Leiten des Transistors 24 erzeugt wird. Die Spannung V„ ist die Hysteresespannung der Schaltung gemäß Fig. 3. Sie ist zum Teil eine Funktion des Verhältnisses der Leitungspfadimpedanzen der Transistoren 20, 22 und 24.

Gewünschtenfalls kann auch die Schaltung gemäß Fig. 2 bei der gemäß Fig. 3 Verwendung finden. Es sei betont, daß die gewünschte Hystereseeigenschaft in das Schaltverhalten der Vergleichsschaltung gemäß Fig. 3 eingebracht ist, ohne daß damit irgendwelche der erwähnten Nachteile der bekannten Schaltungen in Kauf genommen werden müßten. Beispielsweise sind die Eingangsimpedanzen an den Anschlüssen 102 und 106 gleich der Eingangsimpedanz eines MOS-Transistors. Es ergibt sich keine Verschlechterung dieser Impedanz durch den Einbau eines Hystereseverhaltens, und außerdem bleibt der Wert der Bezugsspannung am Anschluß 106 durch die Hysterese unbeeinflußt.

Die Spannungsvergleichsschaltung gemäß Fig. 3 beinhaltet auch eine Stromvergleichsschaltung, welche den CMA 10, den Transistor 116 und die Stromquelle 120 beinhaltet und die Drainströme der Transistoren 100 und 104 in Fig. 3 vergleicht. Diese Stromvergleichs schaltung kann jedoch auch benutzt werden, um die Werte zweier in gleicher Richtung fließender Ströme zu vergleichen, die von anderer Seite geliefert werden.

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Claims

RCA 70937/Sch/Vu A / O / t U H

U.S. Ser.No. 753,500 Dr. Dieter ν Bozold *

vom 22. Dezember 1976 Dipl.-Ing. P^t>r CchDte

Dipt.-Ing. Woifijdng Heusltr β MQnchen 88, Pustfach 860668

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

Stromspiegelverstärker mit einem Eingangsfeldeffekttransistor, dessen Leitungspfad zwischen einem Eingangs- und einem gemeinsamen Anschluß geschaltet ist, denen ein Eingangsstrom I₁ zugeführt wird, mit einer Drain-Gate-Rückkopplungsverbindung zur Zuführung einer Rückkopplungsspannung zum Gate des Eingangsfeldeffekttransistors derart, daß dieser den zugeführten Eingangsstrom leitet, mit einem Ausgangsfeldeffekttransistor, dessen Drainelektrode mit einem Ausgangsanschluß verbunden ist, dessen Sourceelektrode mit dem gemeinsamen Anschluß verbunden ist und dessen Gateelektrode die Rückkopplungsspannung zur Steuerung eines Ausgangsstromes I- zugeführt ist, der zwischen Ausgangsanschluß und gemeinsamen Anschluß fließt und in direktem Verhältnis zum Eingangsstrom steht, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindung der Sourceelektrode des Ausgangsfeldeffekttransistors zum gemeinsamen Anschluß die folgenden Elemente enthält:

ein erstes steuerbares Impedanzelement (22), dessen steuerbarer Leitungspfad zwischen den gemeinsamen Anschluß (16) und die Sourceelektrode des Ausgangsfeldeffekttransistors geschaltet

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ist und das eine Steuerelektrode hat, v/elcher die Rückkopplungsspannung zur Steuerung der Impedanz seines Leitungspfades zucreführt wird,

ein zweites steuerbares Impedanzelement (24), dessen steuerbarer Leitungspfad parallel zu demjenigen des ersten Impedanzelementes (22) geschaltet ist und das eine Steuerelektrode zur Steuerung der Impedanz seines Leitungspfades aufweist, und

eine Schaltung (30;116) zur Zuführung einer Verstärkungsregelspannung zur Steuerelektrode des zweiten steuerbaren Impedanzelementes (24) zur Veränderung des Verhältnisses I₂/I^ ·
2) Stromspiegelverstärker nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (30;116) einen Mitkopplungszweig (116) aufweist, der zwischen einen Ausgangspunkt (14) des Stromspiegelverstärkers und die Steuerelektrode des zweiten steuerbaren Impedanzelementes (2 4) geschaltet ist.
3) Stromspiegelverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Mitkopplungspfad einen Umkehrverstärker (116, 120) enthält.
4) Stromspiegelverstärker nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das erste steuerbare Impedanzelement (22) einen ersten Feldeffekttransistor aufweist, der mit seiner Drainelektrode an die Sourceelektrode des Ausgangsfeldeffekttransistors (20), mit seiner Gateelektrode an den Eingangsanschluß (12) und mit seiner Sourceelektrode an den gemeinsamen Anschluß (16) angeschlossen ist und daß der weitere Feldeffekttransistor so bemessen ist, daß seine Steilheit einen vorbestimmten Wert bezüglich der Steilheiten des Eingangsfeldeffekttransistors und des Ausgangsfeldeffekttransistors im Sinne der Bestimmung des Minimalwertes des Verhältnisses I₂/¹! ^nat·

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