DE2757464C3

DE2757464C3 - Stromspiegelverstärker

Info

Publication number: DE2757464C3
Application number: DE2757464A
Authority: DE
Inventors: Nicholas Lebanon N.J. Kucharewski
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1976-12-22
Filing date: 1977-12-22
Publication date: 1985-11-21
Also published as: DE2757464B2; US4069431A; FR2375763B1; SE7714293L; JPS5524286B2; GB1591918A; DE2757464A1; FR2375763A1; SE420880B; JPS5386549A; IT1088429B

Description

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Die Erfindung betrifft Stromspiegelverstärker, wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist. Derartige Stromverstärker mit einstellbarer Stromverstärkung werden beispielsweise in Vergleichsschaltungen verwendet, die Hystereseverhalten zeigen.

Aus der US-PS 38 57 047 ist eine Detektorschaltung bekannt, bei welcher ein Stromspiegelverstärker als aktive Last für einen Differenzverstärker geschaltet ist. Der Stromspiegelverstärker besteht aus einem Bipolartransistor, dessen Basis-Emitter-Strecke eine Diode parallelgeschaltet ist, wobei der Verbindungspunki der Diode mit der Basis des Transistors als Eingang des Stromspiegelverstärkers mit dem Xollektor aes einen der beiden Difierenzverstärkertransistoren verbunden ist, während der Kollektor des Stromspiegeltransistors als Ausgang mit dem Kollektor des anderen Differenzverstärkertransistors verbunden ist Damit diese Schaltung funktioniert, ist der Stromspiegeltransistor vom entgegengesetzten Leitungstyp wie die beiden Differenzverstärkertransistoren. Der Verbindungspunkt der Kollektoren des Stromspiegeltransistors und des Differenzverstärkertransistors ist über eine Diode mit einem Ausgangsanschluß verbunden, von dem eine Last auf ein Bezugspotential geschaltet ist Bei dieser bekannten Schaltung wird nun vermieden, daß die Krümmung der Diodenkennlinie zu Verzerrungen des durch diese Detektorschaltung demodulierten Signals führt, weil die Diode hier strom- und nicht spannungsgesteuert wird.

Ein Differenzverstärker mit einem Stromspiegel als aktive Last ist ferner in der DE-OS 24 52 445 beschrieben. Hierbei besteht der Stromspiegelverstärker aus zwei Teilverstärkern, deren einer einen festen Verstärkungsgrad hat und deren anderer zur Symmetrierungseinstellung eine geringfügige Korrektur seines Verstärkungsgrades erlaubt Zu diesem Zwecke sind die Emitter des Transistoren dieses zweiter Teilstromspiegelvers'ärkers nicht wie üblich unmittelbar zusammengeschaltet, sondern über ein Potentiometer miteinander verbunden, dessen Abgriff am Bezugspotential liegt und somit das Verhältnis der beiden in den Emitterleitungen liegenden Teilwiderstände zu verändern gestattet

Ein bekannter, mit Feldeffekttransistoren aufgebauter Stromspiegelverstärker mit elektrisch steuerbarer Stromverstärkung ist in der US-PS 39 43 380 beschrieben. Sein Eingang ist an die Gate- und Drainelektroden eines Eingangsfeldeffekttransistors und an die Gateelektrode eines Ausgangsfeldeffekttransistors angeschlossen. Die Sourceelektroden beider Feldeffekttransistoren sind an einen Bezugsanschluß des Stromspiegelverstärkers angeschlossen, und die Drainelektrode des Ausgangsfeldeffekttransistors liegt am Ausgang des Stromspiegelverstärkers. Die Stromverstärkung dieses bekannten Stromspiegelverstärkers ist praktisch gleich dem Verhältnis der Steilheit (Transkonduktanz = Drainstrom/Gatespannung) des Aasgangstransistors zur Steilheit des Eingangstrans'stors, und diese Verstärkung oder das »Stromspiegelverhältnis« ist konstant. Die effektive Stromverstärkung dieses bekannten Stromspiegelverstärkers kann elektrisch verändert werden mit Hilfe eines einpoligen Schalters, der in einer ersten Stellung den Eingangsanschluß des Stromspiegelverstärkers mit seinem Bezugsanschluß und in einer zweiten Stellung mit einer Eingangsstromquelle verbindet. Der Schalter enthält hier ein Paar komplementärer Feldeffekttransistoren, und als Eingangsstromquelle dient eine Spannungsquelle, wobei der Eingangsstrom begrenzt wird durch die Impedanz des Leitungspfades des einen der beiden Feldeffekttransistoren. Befindet sich der Schalter in seiner ersten Lage, dann ist die effektive Stromverstärkung der Gesamtschaltung Null, da der Eingangsstrom unterbrochen ist und die am EingangsanschluD wirksame Kapazität über den Schalter zum Bezugsanschluß entladen wird. Befindet sich der Schalter dagegen in seiner zweiten Lage, dann wird die Stromverstärkung durch das erwähnte Steilheitsverhältnis bestimmt.

Nachteilig ist bei dieser bekannten Schaltung, daß die Stromverstärkung der Gesamtschaltung nur zwischen Null und einem einzigen vorbestimmten Wert umgeschaltet werden kann und daß außerdem cer Schalter wegen der Reihenschaltung eines seiner Feldeffekttransistoren mit dem Eingangskreis des Stromspiegelverstärkers dessen Eingangsimpedanz und Offsetspannung vergrößert, was bei manchen Anwendungsfällen unerwünscht sein kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Stromspiegelverstärker die Stromverstärkung auf elektrischem Wege (entweder schrittweise oder kontinuierlich) zwischen zwei vorbestimmten Werten, von denen keiner Null zu sein braucht, zu verändern, ohne daß dabei die Eingangscharakteristik sich ändert

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angeführten Merkmale gelöst Hierdurch wird eine Beeinflussung des Stromverstärkungsverhältnisses möglich, ohne daß Cabei etwa Änderungen der Eingangsimpendanz oder der Offsetspannung des Stromspiegelverstärkers in Kauf zu nehmen wären.

Der erfindungsgemäßs Stromverstärker eignet sich u. a. zur Realisierung einer Spannungsvergleichsschaltung, welche nur bei einer Änderungsrichtung der Eingangsspannung ein Hystereseverhalten zeigt, indem für diese Änderungsrichtung sich der Zustand der Vergleichsschaltung nicht genau dann ändert, wenn die Eingangsspannung den Bezugspegel erreicht, sondern etwas später, während bei der entgegengesetzten Änderungsrichtung des Eingangssignals die Zustandsänderung genau beim Bezugspegel erfolgt Eine dies Verhalten bewirkende zweckmäßige Steuerschaltung für die in den Sourceelektrodenkreis des Ausgangstransistors eingefügten zusätzlichen Impedanzen ist in den Unteransprüchen 2 und 3 gekennzeichnet Der Unteranspruch 4 gibt eine zweckmäßige Bemessungsregel für die Steilheit g_m des einen der beiden eingefügten Impedanzelemente für die Bemessung des Bereichs des Verhältnisses von Ausgangsstrom zu Eingangsstrom, welches sich in der erfindungsgemäßen Weise verändern läßt

Die Erfindung ist nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert Es zeigen

F i g. 1 und 2 jeweils die Schaltbilder eines erfindungsgemäßen Verstärkers mit regelbarer Verstärkung und

F i g. 3 das Schaltbild einer Vergleichsschaltung unter Verwendung eines erfindungsgemäßen regelbaren Stromspiegelverstärkers.

Der in F i g. 1 dargestellte Stromspiegelverstärker tO hat einen Eingangsanschluß 12, dem ein in einer Richtung fließender Eingangsstrom zugeführt wird, ferner einen Ausgangsanschluß 14 und einen Bezugsanschlußlö, der hier an Masse liegt. Die Transistoren 18, 20, 22 und 24 sind Anreicherungs-lsolierschicht-Feldeffekttransistoren mit N-Kanal in MOS-Technik.

Zwischen der mit dem Eingangsanschluß 12 verbundenen Drainelektrode des Transistors 18 und seiner mit dem Bezugsanschluß 16 verbundenen Sourceelektrode hat dieser Transistor einen gesteuerten Leitungspfad (Kanal), dessen Leitfähigkeit durch eine zwischen seiner Sourceelektrode und seiner Gateelektrode angelegte Spannung gesteuert wird. Der Transistor 18 ist mit einer Gegenkopplung zwischen seiner Drain- und Gateelektrode versehen, die gemäß F i g. 1 durch eine Überbrükkung dargestellt ist. Über diese Gegenkopplung wird das Gatepotential des Transistors 18 bestimmt, so daß der dem Eingangsanschluß 12 zugeführte Strom durch den Leitungspfad dieses Transistors fließt und somi. praktisch der gesamte Eingangsstrom über die Eingangsstromstrecke des Stromspiegelverstärkers zum Bezugsanschluß i6 fließt

Das Gatepotential des Transistors 18 hängt nicht nur von der Größe des durch diesen Leitungspfad fließenden Stromes ab, sondern auch von den Abmessungen des Kanals. Diese Abmessungen bestimmen zum Teil die Steilheit (g_m) des Transistors. Für Transistoren mit gleicher Dotierungscharakteristik sind ihre Steilheiten proportional zu ihren relativen Verhältnissen von Kanalbreite (W) zu Kanallänge (L) Ist beispielsweise das Verhältnis WIL für zwei solche Transistoren gleich, dann sind es auch ihre Steilheiten.

Wird die Spannung zwischen Gate- und Sourceelektroden des Transistors 18, der hier als Haupttransistor betrachtet werden kann, an die Gate-Source-Strecke eines zweiten Transistors gelegt, der hier als Folgetransistor betrachtet werden kann, dann wird dadurch der durch den letztgenannten Transistor fließende Strom bestimmt: dieser ist praktisch gleich dem Strom durch den Haupttransistor multipliziert mit dem Faktor — G, wobei G eine positive reelle Größe gleich g_m des Folgetransistors geteilt durch g_m des Haupttransistors ist Ist beispielsweise g_m für beide Transistoren gleich, dann ist die Größe des Ausgangsstroms praktisch gleich derjenigen des Eingangsstroms.

Wie die F i g. 1 erkennen läßt, sind die Gateelektroden der Transistoren 18,20 und 22 an den Eingangsanschluß 12 geschaltet: Damit sind auch die Gatepotentiale der Transistoren 18,20 und 22 gleich. Die gesteuerten Stromleitungspfade der Transistoren 22 und 24 liegen jeweils zwischen dem Bezugsanschluß 16 und einem Schaltungspunkt 26, welcher durch das sourceseitige Ende des gesteuerten Leitungspfades des Transistors 20 gebildet ist dessen an der anderen Seite befindliche Drainelektrode am Ausgangsanschluß 14 liegt Die Gate- oder Steuerelektrode des Transistors 24 ist über den Anschluß 28 mit einer Steuerspannungsquelle 30 verbunden.

Nimmt man an, daß der Transistor 24 zunächst gesperrt ist beispielsweise durch Anlegen einer Gatespannung von Massepotential, und nimmt man weiterhin an, daß die Kanalbreite der Transistoren 20 und 22 gleich derjenigen des Transistors 18 gewählt ist und den Wert W hat und daß die Kanallänge mit L/2 halb so groß wie die Kanallänge L des Transistors 18 gewählt ist dann verhalten sich — also bei gesperrtem Transistor 24 — die Transistoren 20 und 22 zwischen den Anschlüssen 14 und 16 wegen der Reihenschaltung ihrer Leitungspfade praktisch äquivalent zu einem einzigen Transistor der Kanalbreite IV und der Kanallänge L Die Abmessungen der Einzeltransistoren stellen auf diese Weise sicher, daß die Steilheiten g_m der Eingangs- und der Ausgangsstrompfade gleich sind. Wenn also der Transistor 24 gesperrt ist, dann ist die Verstärkung G des Stromspiegelverstärkers gleich — 1. Um nun die Verstärkung des Stromspiegelverstärkers 10 zu verändern, wird der Transistor 24 durch eine Steuerspannung von der Steuerspannungsquelle 30 eingeschaltet Ist das WL-Verhältnis des Transistors 24 beispielsweise groß gegenüber demjenigen des Transistors 22 gewählt und hat die Steuerspannung eine genügend große Amplitude, um den Transistor 24 voll in den Leitungszustand zu steuern, dann kann der Transistor 24 als Schalter betrachtet werden, dessen Impedanz im geschlossenen Zustand sehr viel kleiner als die Impedanz des Leitungspfades des Transistors 22 ist.

In diesem Fall kann der Transistor 22 bei eingeschaltetem Transistor 24 durch einen Kurzschluß ersetzt werden. Da die Kanallänge des Transistors 20 halb so groß wie diejenige des Transistors 18 ist, ist die effektive Steilheit g_m des Ausgangsstrompfades des Stromspiegelverstärkers nun zweimal so groß wie diejenige des Eingangsstrompfades, so daß die Verstärkung des Stromspiegelverstärkers 10 gleich —2 ist Bei gesperrtem Transistor 24 ist also die Verstärkung des Stromspiegelverstärkers — 1 und bei leitendem Transistor 24 ist sie —2. Wegen der endlichen Impedanz des Transistors 24, die wegen der oben angegebenen relativen Abmessungen nicht zu Null werden kann, wird die Verstärkung des Stromspiegelverstärkers nicht exakt —2 sein, wenn der Transistor 24 eingeschaltet ist Jedoch sind Abmessungen der Transistoren 20, 22 und 24 so proportioniert daß man irgendein gewünschtes Verhältnis von Stromverstärkungen für die Grenzbedingungen bei eingeschaltetem bzw. ausgeschaltetem Transistor 24 erhalten kann. (Stromverstärkungen zwischen diesen Werten lassen sich erhalten durch Vorspannen der Gateelektrode des Transistors 24 so, daß der Leitungspfad dieses Transistors nur teilweise leitet).

Die hier angegebenen Verstärkungswerte für den Stromspiegelverstärker sollen lediglich als Beispiele anzusehen sein. Der untere Wert für G des Stromspiegelverstärkers 10 kann eine Zahl größer oder kleiner als 1 sein, der obere Wert braucht auch nicht das Doppelte des unteren Wertes zu sein. Der Gateelektrode des Transistors 24 kann eine Analogspannung zugeführt werden: Damit würde man die Impedanz des Leitungspfades kontinuierlich verändern anstatt schrittweise, und man würde entsprechend eine ähnliche kontinuierliche Änderung der Stromspiegelverstärkung erhalten. Weiterhin kann der Schalttransistor 24 durch andere Elemente ersetzt werden, welche die gewünschten Schaltcharakteristiken zeigen. Die wirksame Leitungspfaddimension, welche zur Veränderung von gm verändert wird, kann wie oben erwähnt, die Länge sein, oder ebenfalls entsprechend der Lehre dieser Erfindung, die Breite oder auch sowohl Breite und Länge. Schließlich kann die Schaltung gemäß Fig. 1 auch mit Elementen entgegengesetzten Leitungstyps als dargestellt und entsprechend der Wahl der Betriebspotentiale realisiert werden.

Der in F i g. 2 dargestellte Stromspiegelverstärker 10' mit steuerbarer Stromverstärkung entspricht demjenigen gemäß F i g. 1 mit der Ausnahme, daß der sich selbst vorspannende Eingangstransistor 18 durch Transistoren 18a und 18f> ersetzt ist deren Leitungspfade in Reihe zwischen den Eingangsanschiuß 12 und den Bezugsanschluß 16. also Masse, geschaltet sind. Die Steuerelektroden der Transistoren 18a und 18£> sind am Eingangsanschluß 12 zusammengeschaltet

Der in F i g. 2 dargestellte Stromspiegelverstärker 10' eignet sich besonders zur Realisierung als integrierte Schaltung, wo bestimmte Verstärkungsverhältnisse erwünscht sind. Wenn beispielsweise der niedrigere Wert G gleich 1 sein soll (bei gesperrtem Transistor 24) und die Kanallängen der Transistoren 20 und 22 jeweils gleich L sind, dann muß im Falle der F i g. 1 für den gewünschten Wert von G die Kanallänge des Transistors 18 gleich 2L· sein. Im Falle der F i g. 2 ist dagegen die Länge jedes der Kanäle der Transistoren 18a und 186 gleich L Das bedeutet daß die Transistoren 18a, 186,20 und 22 gleiche Abmessungen haben können, so daß der Entwurf der Schaltung des Stromspiegelverstärkers 10' in integrierter Schaltung einfacher ist Die Betriebsweise des Stromspiegelverstärkers 10', dessen Eingangsstromstrecke über die Kanäle oder gesteuerten Leitungspfade der Transistoren 18a und 186

verläuft ist die gleiche wie beim Stromspiegelverstärker 10, dessen Eingangsstromstrecke über den Kanal oder die gesteuerte Stromstrecke nur des Transistors 18 verläuft

Die in den Fig. 1 oder 2 dargestellten Schaltungen ίο lassen sich vorteilhafterweise dazu verwenden, einer Vergleichsschaltung Hystereseeigenschafien zu verleihen. Eine Vergleichsschaltung kann als Verstärkerschaltung angesehen werden, welche Ausgangsspannungen mit einem ersten und einen zweiten Pegel erzeugt je nachdem, ob die Amplitude des Eingangssignals größer oder kleiner ais ein Bezugssignai ist Führt man in dte Umschaltcharakteristik einer Vergleichsschaltung eine Hysterese ein, dann hängt der zum Umschalten der Vergleichsschaltung erforderliche Amplitudenwert des

Eingangssignals davon ab, ob das Eingangssignal gegenüber der Bezugsamplitude ansteigt oder abfällt Infolge der Hysterese wird die Wahrscheinlichkeit eines unerwünschten Umschaltens in der Vergleichsschaltung verringert wenn ihrem Signal elektrische Störungen

relativ niedrigen Pegels überlagert sind.

Vergleichsschaltungen, welche mit Operationsverstärkern aufgebaut sind und Hystereseeigenschaften haben, enthalten üblicherweise einen zwischen den Ausgang des Verstärkers und ein Bezugspotential

geschalteten Widerstandsspannungsteiler, dessen Abgriff an einen der Eingänge des Verstärkers zurückgeführt ist Eine solche Schaltung hat allerdings einige Nachteile. Beispielsweise ist die an der Bezugsspannungsquelle wirksame Impedanz nicht mehr die nahezu

unendlich große Impedanz eines idealen Operationsverstärkers, sondern wird statt dessen zum Teil durch die Impedanz der Elemente der Widerstandsschaltung bestimmt Baut man eine solche Vergleichsschaltung in integrierter Form und darf die Bezugsspannungsquelle

nur durch eine sehr hohe Impedanz belastet werden, dann kommt man zu Widerstandswerten für den Spannungsteiler, die zu groß für eine praktische Realisierung sind.

Häufig möchte man auch bei einer Vergleichsschal-

tung ein Hystereseverhalten nur für eine Signaländerungsrichtung haben, wie dies nachfolgend erläutert sei. Beispielsweise kann bei einer Spannungsvergleichsschaltung ein Überziehen des Bezugsspannungspegels gewünscht werden, wenn die Eingangsspannung gegen-

über der Bezugsspannung sich vergrößert also eine Schaltverzögerung nur für diese eine Signaländerungsrichiung auftritt, nicht aber für die andere, also wenn die Spannung abnimmt Man kann dies als einseitiges Hystereseverhalten bezeichnen. In einem solchen Falle

ist der Wert der Signalamplitmde, welche eine der beiden Zustandsänderungen (nämlich die hysteresefreie) der Vergleichsschaltung bewirkt genau bekannt Man kann zwar hysteresebehaftete Vergleichsschaltungen mit einem Operationsverstärker durch Zufügen

zusätzlicher Schaltungselemente so abwandeln, daß sie auch diese Eigenschaft haben, jedoch ist eine so modifizierte Schaltung ziemlich kompliziert

F i g. 3 zeigt eine als Vergleichsschaltung verwendete Verstärkerschaltung, deren Umschaltpunkt für eine

Signaländerungsrichtung hysteresebehaftet ist für die andere Signaländerungsrichtung dagegen genau bekannt ist und die nicht die erwähnten Nachteile hat. Sie enthält einen Stromspiegelverstärker 10 gemäß Fig. 1

und zwei P-Kanal-MOS-Transistoren 100 und 104, die als sourcegekoppelter Differenzeingangsverstärker 101 zusammengeschaltet sind. Die Spannungsquelle 108 führt der Gateelektrode des Transistors 100 eine erste Spannung über den Anschluß 102 zu und von einer Spannungsquelle 110 gelangt eine zweite Spannung über den Anschluß 106 an das Gate des Transistors 104. Üblicherweise ist eine dieser beiden Spannungen eine Feste Bezugsspannung und die andere eine sich verändernde Signalspannung, die mit der Bezugsspannung verglichen werden soll. Die Sourceelektroden der Transistoren 100 und 104 sind am Knotenpunkt 112 zusammengeschaltet, welchem eine Stromquelle 114 einen Strom I\ zuführt. Die Drainelektroden der Transistoren 100 und 104 sind an den Eingangsanschluß 12 bzw. den Ausgangsanschluß 14 des Stromspiegelverstärkers 10 angeschlossen. Der Anschluß 14 ist mit der Gateelektrode eines N-MOS-Transistors 116 verbunden, dessen Leitungspfad zwischen einen Knotenpunkt 118 und den Bezugsanschluß 16 geschaltet ist. Eine zwischen eine Klemme 140 und den Knotenpunkt 118 geschaltete Stromquelle 120 liefert einen Strom k und bildet eine hochohmige Last für den Transistor 116. Die am Knotenpunkt 118 erscheinende Spannung wird dem Steuerspannungseingang 28 des Stromspiegelverstärkers 10 an der Gateelektrode des Transistors 24 zugeführt. Beide Stromquellen 114 und 120 können in Form eines hochohmigen Widerstandes oder der Source-Drain-Strecke eines Transistors mit fester Source-Gate-Vorspannung oder einer Transistorkaskadenschaltung vorgesehen sein.

Zwischen den Knotenpunkt 118 und einen Ausgangsanschluß 124 der Schaltung ist ein Verstärker 122 als Puffer geschaltet, welcher den Knotenpunkt 118 von einer an den Ausgangsanschluß 124 angeschlossenen Last isoliert. Der Verstärker 122 kann beispielsweise ein mit komplementären MOS-Transistoren aufgebauter Inverter sein. Ist eine Lastisolierung nicht erforderlich, dann kann er auch entfallen, wobei dann der Knotenpunkt 118 der Ausgangspunkt der Schaltung ist

Es sei zunächst angenommen, daß dem Anschluß 102 eine Signalspannung zugeführt ist und daß die Amplitude der am Anschluß 102 liegenden Signalspannung wesentlich positiver als eine am Anschluß 106 liegende Bezugsspannung ist Dadurch wird der Transistor 104 so vorgespannt, daß er einen größeren Anteil des von der Stromquelle 114 gelieferten Stromes /i führt als der Transistor 100. Da der Wert des Ausgangsstroms des Stromspiegelverstärkers 10 im linearen Betrieb auf den Wert seines Eingangsstroms begrenzt ist, steigt die Amplitude der Spannung am Knotenpunkt 14, um sich dem ansteigenden Strom anzupassen. Das Gatepotential des Transistors 116 wächst genügend an, so daß der verstärkt leitende Transistor 116 die Spannung am Knotenpunkt 118 auf einen Wert dicht beim Massepotential klemmt und die Vergleichsschaltung ihren ersten Zustand einnimmt Hierbei ist der Transistor 24 gesperrt Ein weiterer Signalanstieg hat nun keine Wirkung mehr auf den Zustand der Vergleichsschaltung.

Die Dimensionen der Transistoren 18,20 und 22 sind so gewählt, daß bei gesperrtem Transistor 24 die Reihenschaltung ihrer Leitungspfade dem Transistor 104 dieselbe Impedanz darbietet, wie der Leitungspfad des Transistors 18 dem Transistor 100, damit bei gleichem Stromfluß durch die Transistoren 100 und 104, wie dies beim Anliegen von Spannungen gleicher AmDlitude an den Anschlüssen 102 und 105 der Fall wäre, die Spannungen an den Knotenpunkten 12 und 14 ebenfalls praktisch gleich sind.

Es nehme nun die Amplitude der Signalspannung am Anschluß 102 ab. Wenn diese Spannung den Wert der Bezugsspannung am Anschluß 16 erreicht, dann erreicht auch die Spannung am Knotenpunkt 14 wegen der symmetrischen Belastung der Transistoren 100 und 104 den Wert der Spannung am Knotenpunkt 12, wobei sich ein Zustand einzustellen sucht, wo sich die Leitungszustände der Transistoren 116 undl8 im selben Verhältnis wie ihre W/L·Verhältnisse verhalten. Wird die Signalspannung weniger positiv als die Bezugsspannung, dann sucht der Stromspiegelverstärker-Ausgangsstrom infolge des höheren Drainstromes des Transistors 100, den verringerten Drainstrom des Transistors 104 zu übersteigen, so daß die Spannung am Knotenpunkt 14 absinkt und demzufolge auch die Source-Gate-Spannung des Transistors 116 sich verringert und dieser daher auch aufhört zu leiten. Die Stromquelle /2 liefert Strom an den Knotenpunkt 118, so daß dessen Potential bis nahe zum Wert der am Anschluß 140 liegenden Spannung ansteigt und die Vergleichsschaltung ihren zweiten Zustand einnimmt. Durch den Anstieg der Spannung am Knotenpunkt 113 wird der Transistor 24 eingeschaltet, und dabei wird sein Leitungspfad parallel zu demjenigen des Transistors 22 geschaltet. Dadurch sucht die Stromverstärkung des Stromspiegelverstärkers 10 anzusteigen, so daß der Wechsel des Ausgangssignals der Vergleichsschaltung in den zweiten Zustand beschleunigt wird und irgendein Zwischenzustand verhindert wird, in welchem sich das Ausgangssignal zwischen den zum ersten und zum zweiten Zustand gehörigen Werten befindet. Der Umschaltpunkt für die Vergleichsschaltung gemäß F i g. 3 ist festgelegt auf den Punkt, bei dem die Signalspannungsamplitude gleich der Bezugsspannung ist

Ein weiteres Absinken der Amplitude der Signalspannung hat keine Wirkung mehr auf den Zustand der Vergleichsschaltung. Vergrößert man nun die Amplitude der Signalspannung auf einen Wert gleich der Bezugsspannung, dann ist die Spannung am Knotenpunkt 14 kleiner als der Wert der Spannung am Punkt 12, weil die Impedanz der zusammengeschalteten Leitungspfade der Transistoren 20,22 und 24 kleiner als diejenige des Transistors 18 ist Wegen dieses Impedanzunterschiedes wird die Spannung am Knotenpunkt 14 nicht gleich derjenigen am Knotenpunkt 12, obwohl sogar die Hälfte des von der Stromquelle 114 gelieferten Stromes durch jeden der Transistoren 100 und 104 fließen kann. Dieser Impedanzunterschied ist durch das Leiten des Transistors 24 bedingt. Wird die Amplitude der Signalspannung weiter vergrößert dann kann ein Wert oberhalb der Bezugsspannung erreicht werden, wo der Zustand der Vergleichsschaltung sich nochmals ändert Bei dieser Zustandsänderung wird der Transistor 116 eingeschaltet, und dadurch wird der Transistor 24 gesperrt Ein weiterer Anstieg der Amplitude der Spannung am Anschluß 102 hat keine Wirkung mehr auf den Zustand der Vergleichsschaltung.

Wenn die Amplitude dieser Signalspannung abnimmt, erfolgt die Zustandsänderung der Vergleichsschaltung, wenn die Werte von Signal und Bezugsspannung gleich sind.

Zusammengefaßt läßt sich sagen, daß im Fall, wo die Amplitude der Signalspannung von einem Wert oberhalb der Bezugsspannung auf einen Wert unterhalb der Bezugsspannung abnimmt, der Übergangspunkt der Vergleichsschaltung beim Wert der Bezugsspannung

teigt dagegen die Amplitude der Signalspannung von einem Wert unterhalb auf einen Wert oberhalb der Bezugsspannung Vref, dann ist der Übergangspunkt Vref plus Vh, wobei V)/einMaßfürdie Impedanzunsymmetrie ist, die durch das Leiten des Transistors 24 erzeugt wird. Die Spannung Vh ist die Hysteresespannung der Schaltung gemäß F i g. 3. Sie ist zum Teil eine Funktion des Verhältnisses der Leitungspfadimpedanzen der Transistoren 20,22 und 24.

Es kann auch die Schaltung gemäß Fig.2 bei der gemäß F i g. 3 Verwendung finden. Es sei betont, daß die gewünschte Hystereseeigenschaft in das Schaltverhalten der Vergleichsschaltung gemäß Fig.3 eingeführt ist, ohne daß damit irgendwelche der erwähnten Nachteile der bekannten Schaltungen in Kauf genommen werden müßten. Beispielsweise sind die Eingangs-

impedanzen an den Anschlüssen 102 und 106 gleich der Eingangsimpedanz eines MOS-Transistors. Es ergibt sich keine Verschlechterung dieser Impedanz durch den Einbau eines Hystereseverhaltens, und außerdem bleibt der Wert der Bezugsspannung am Anschluß 106 durch die Hysterese unbeeinflußt

Die Spannungsvergleichsschaltung gemäß Fig.3 beinhaltet auch eine Stromvergleichsschaltung, welche den Stromspiegelverstärker 10, den Transistor 116 und die Stromquelle 120 enthält und die Drainströme der Transistoren 100 und 104 in Fig.3 vergleicht. Diese Stromvergleichsschaltung kann jedoch auch benutzt werden, um die Werte zweier in gleicher Richtung fließender Ströme zu vergleichen, die von anderer Seite geliefert werden.

Herzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche: 15 20 25

1. Stromspiegelverstärker mit einem Eingangsfeldeffekttransistor, dessen Leitungspfad zwischen einen Eingangs- und einen Bezugsanschluß geschaltet ist, über die ein Eingangsstrom I\ geführt ist und von dessen Drainelektrode eine Gegenkopplungsverbindung auf seine Gateelektrode zurückgeführt ist, welche so bemessen ist, daß der Eingangsfeldeffekttransistor den zugeführten Eingangsstrom leitet, ferner mit einem Ausgangsfeldeffekttransistor, dessen Gateelektrode die Gegenkopplungsspannung zur Bestimmung des von seiner mit einem Ausgangsanschluß des Stromspiegelverstärkers verbundenen Drainelektrode gelieferten Ausgangsstromes k zugeführt ist, der zwischen Ausgangsanschluß und Bezugsanschluß fließt und in direktem Verhältnis zum Eingangsstrom steht, und dessen Sourceelektrode mit dem Bezugsanschluß verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß in die Verbindung der Sourceelektrode des Ausgangsfeldeffekttransistors (20) zum Bezugsanschluß (16) die parallelgeschalteten Leitungspfade eines ersten und eines zweiten Impedanzelementes (22,24) eingefügt sind und einer Steuerelektrode des ersten Impedanzelementes (22) die Gegenkopplungsspannung zur Steuerung der Impedanz seines Leitungspfades zugeführt ist, während einer Steuerelektrode des zweiten Impedanzelementes (24) von einer Steuerschaltung (30; 116) eine Verstärkungsregelspannung zur Veränderung des Stromverhältnisses hll\ zugeführt ist.

2. Stromspiegelverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die die Verstärkungsregelspannung erzeugende Steuerschaltung (30; 116) einen Mitkopplungszweig (116,118,28) enthält, der zwischen den Ausgangsanschluß (14) des Stromspiegelverstärkers und die Steuerelektrode des zweiten steuerbaren Impedanzelementes (24) geschaltet ist.

3. Stromspiegelverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Mitkopplungszweig einen Umkehrverstärker(116,120) enthält.

4. Stromspiegelverstärker nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das erste steuerbare Impedanzelement (22) ein Feldeffekttransistor ist, der mit seiner Drainelektrode an die Sourceelektrode des Ausgangsfeldeffekttransistors (20), mit seiner Gateelektrode an den Eingangsanschluß (12) und mit seiner Sourceelektrode an den Bezugsanschluß (16) angeschlossen ist, und dessen Steilheit g_m bezüglich der Steilheiten des Eingangsfeldeffekttransistors und des Ausgangsfeldeffekttransistors im Sinne der Bestimmung des Minimalwertes des Verhältnisses hll\ bemessen ist.

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