DE60213101T2

DE60213101T2 - Niederspannungs-verstärkungszelle mit hoher bandbreite und spannungsfolgerschaltung mit verbesserter steilheit

Info

Publication number: DE60213101T2
Application number: DE60213101T
Authority: DE
Inventors: Elmar Santa Cruz BACH; Thomas Blon; Sasa Scotts Valley CYRUSIAN; Stephen Felton FRANCK
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2001-05-25
Filing date: 2002-05-24
Publication date: 2007-01-11
Anticipated expiration: 2022-05-25
Also published as: CN1260880C; CN1524340A; EP1417752B1; DE60213101D1; US20020175761A1; WO2002097975A2; US6580326B2; WO2002097975A3; EP1417752A2

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft Spannungsfolger und Verstärkungszellen und insbesondere Spannungsfolger, die in Niederspannungs-Verstärkungszellen mit hoher Bandbreite verwendet werden.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Differenzschaltungen erzeugen Signale, die proportional zu der algebraischen Differenz zwischen zwei Eingangssignalen sind. Diese Schaltungen erzeugen ein Ausgangssignal nur dann, wenn Differenzen zwischen den Eingangssignalen vorliegen.
Im Idealfall hängt das Ausgangssignal einer Differenzschaltung nicht von dem Betrag ihrer Eingangssignale ab. Wenn Eingangssignale sehr "schwach" sind, können solche Signale jedoch so klein sein, daß sie nicht zuverlässig verarbeitet werden können. Wenn "schwache" Eingangssignale einer Differenzschaltung zugeführt werden, können somit die "schwachen" Eingangssignale gedämpft werden und die Kleinsignalschwankungen, die zwischen diesen Eingangssignalen existieren können, können nicht erkannt werden. Anders ausgedrückt, können die in den Eingangssignalen und in der algebraischen Differenz zwischen ihnen enthaltenen Informationen verloren gehen.
Konzeptuell könnte man Signalverstärker verwenden, um Eingangssignale aufzubereiten, bevor die Differenzschaltung die Eingangssignale verarbeitet. Bei Verwendung von Signalverstärkern müssen die Signalverstärker angepaßt sein und die Signalverstärker müssen ferner die in den Eingangssignalen enthaltenen Informationen erhalten. Ein Nachteil der Verwendung von Signalverstärkern besteht darin, daß die resultierende Schaltung eine begrenzte Bandbreite aufweisen kann.
Pole der Signalverstärker können die Eingangssignale bei hohen Frequenzen dämpfen, wodurch die Bandbreite der Differenzschaltung begrenzt wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszahlen in den verschiedenen Ansichten durchweg ähnliche Teile.
1 ist ein Schaltbild einer zur Zeit bevorzugten Spannungsfolgerausführungsform.
2 ist ein Schaltbild einer zur Zeit bevorzugten Verstärkungszellenausführungsform, die 1 enthält.
3 ist ein Schaltbild einer zur Zeit bevorzugten alternativen Lastausführungsform, die in 2 integriert werden kann.
4 ist ein Schaltbild einer zweiten zur Zeit bevorzugten alternativen Lastausführungsform, die in 2 integriert werden kann.
5 ist ein Schaltbild einer zur Zeit bevorzugten Kaskodeausführungsform, die in 2, 3 und 4 integriert werden kann.
6 ist ein Schaltbild zur Zeit bevorzugter digitaler Logik, die in 2, 3 und 4 integriert werden kann.
7 ist ein Schaltbild zur Zeit bevorzugter alternativer digitaler Logik, die in 2, 3 und 4 integriert werden kann.
ZUSAMMENFASSUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Niederspannungs-Verstärkungszelle mit hoher Bandbreite, die die obigen potentiellen Nachteile des Standes der Technik überwindet, so wie er zum Beispiel in dem Artikel von T.W. Pan und A.A. Abidi, "A 30 KHz Low-Noise CMOS Preamplifier for Disk Drive Heads", IEEE 1989, custom integrated circuit conference, offengelegt wird. Außerdem betrifft die vorliegende Erfindung einen Spannungsfolger und Puffer mit verbesserter Transkonduktanz. Die zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen minimieren die Signaldämpfung und maximieren die Signalbandbreite in Festplattenlaufwerken und anderen elektromechanischen und elektronischen Einrichtungen. Der zur Zeit bevorzugte Puffer und Spannungsvollwert enthält einen asymmetrischen Ausgang, einen Sourcefolger und eine Stromrückkopplungsschleife. Die Stromrückkopplungsschleife ist an den asymmetrischen Ausgang und an den Sourcefolger angekoppelt. Die Stromrückkopplungsschleife erzielt eine hohe Stromverstärkung zwischen Eingangs- und Ausgangsstrom durch Verwendung einer Strom-Spannungs-Umsetzung mit hoher Verstärkung, wobei ein Sourceschaltungs-Transistor eine Spannung-Strom-Umsetzung durchführt.
Eine zur Zeit bevorzugte Verstärkungszellenausführungsform enthält einen ersten und einen zweiten Sourcefolger, eine erste und eine zweite Stromrückkopplungsschleife um den Sourcefolger herum, eine erste und eine zweite Stromspiegelschaltung, eine Last, eine Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung und eine erste und eine zweite Konstantstromquelle, Vorzugsweise enthält die Differenzanordnung die erste und die zweite Sourcefolgerschaltung, die an die erste bzw. die zweite Stromrückkopplungsschleife angekoppelt sind. Die erste und die zweite Sourcefolgerschaltung sind außerdem an die erste bzw. die zweite Stromspiegelschaltung angekoppelt. Die erste und die zweite Stromspiegelschaltung sind an die Last angekoppelt, die an die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung angekoppelt ist. Die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung steuert die Konstantstromquelle, die gespiegelte Ströme senkt, die durch die erste und die zweite Stromspiegelschaltung fließen.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ZUR ZEIT BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Eine Festplatte ist eine elektromechanische Einrichtung, die von Platten liest oder auf diese schreibt, die aus einem Material bzw. Materialien, das bzw. die Daten speichern, besteht bzw, damit beschichtet sind. Eine Festplatte kann eine Spindel enthalten, auf der die Platte(n) getragen wird bzw, werden, Motor(en), wodurch die Platte(n) angetrieben wird bzw. werden, einen oder mehrere Lese-/Schreibköpfe, Kopfpositionierungsmechanismen, eine Stromversorgung und eine Steuerung. In einem Festplattenlaufwerk kann man einen Spannungspuffer verwenden, um Signale, die von Quellen mit hohem Quellenwiderstand angesteuert werden, für eine Last mit niedriger Impedanz zu puffern. Ein Spannungsvorgang könnte zum Beispiel verwendet werden, wenn der Spannungsquellenwiderstand viel größer als der Lastwiderstand ist. Ein direktes Verbinden der Spannungsquelle mit der Last ohne einen Spannungsfolger kann zu einer signifikanten Signaldämpfung führen. In solchen Fällen kann ein Spannungsfolger mit hohem Eingangswiderstand (viel größer als der Lastwiderstand) und einem niedrigen Ausgangswiderstand als ein Spannungspuffer verwendet werden. Ähnlich gibt es Anwendungen, wie zum Beispiel in einer Festplatten-Leseschaltung, bei denen die Differenz zwischen den beiden Eingangssignalen erkannt werden muß, ohne die Integrität der Eingangssignale zu verändern.
1 ist ein Schaltbild einer zur Zeit bevorzugten Spannungsfolgerausführungsform 100, Die zur Zeit bevorzugte Ausführungsform 100 mit einem asymmetrischen Ausgang 102 enthält drei Transistoren: einen Sourcefolgertransistor T₁ 104, einen Sourceschaltungs-Transistor T₂ 106 und einen Folded-Kaskode-Transistor T₃ 108 sowie zwei Konstantstromquellen I₁ 110 und I₂ 112. Der erste und der zweite Transistor T₁ 104 und T₂ 106 sind vorzugsweise PMOS-FETs (P-Kanal-Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistoren), und der dritte Transistor T₃ 108 ist vorzugsweise ein NMOS-FET (N-Kanal-Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistor).
Vorzugsweise folgt die Ausgangsspannung der zur Zeit bevorzugten Spannungsfolgerausführungsform 100 der Eingangsspannung. Bei der zur Zeit bevorzugten Ausführungsform 100 unterscheidet sich die Ausgangsspannung um eine Gate-Source-Spannung, die von der Schwellenspannung V_t des Sourcefolgertransistors T₁ 104 abhängt. Diese Schwellenspannung V_t wird während des Herstellungsprozesses definiert, wobei die Schwellenspannung V_t die minimale Gatespannung ist, die für das Einsetzen des Stromflusses zwischen Source und Drain notwendig ist. Ferner hängt die Gate-Source-Spannung des Sourcefolgertransistors T₁ 104 von dem von Source zu Drain fließenden Vorstrom ab.
Vorzugsweise erhalten der Sourcefolgertransistor T₁ 104 und der Folded-Kaskode-Transistor T₃ 108 durch eine Stromsenke oder die Stromquelle I₂ 112 Vorstrom. Der Drainstrom I_DC1 des Transistors T₃ 108 wird durch die Stromquelle I₁ 110 definiert. Der Drain-Vorstrom I_DC2 des Sourcefolgertransistors T₁ 104 ist vorzugsweise die Differenz zwischen den aus den Stromquellen I₁ 110 und I₂ 112 fließenden Strömen, wobei die Stromquelle I₂ 112 einen kombinierten Gleichstrom (DC) leitet, der als I_DC1 + I_DC2 bezeichnet wird. Das Symbol R₀ 114, das zwischen Source und Gate des Sourceschaltungs-Transistors T₂ 106 geschaltet ist, stellt die Ausgangsimpedanz der Stromquelle I₁ 110 dar. Aufgrund eines hohen Gatewiderstands des Sourceschaltungs-Transistors T₂ 106 bei der bevorzugten Ausführungsform ist R₀ 104 ein signifikanter Teil der von dem Knoten A 116 nach Masse 118 gemessenen Gesamtimpedanz. Die Gesamtimpedanz von Knoten A 116 nach Masse 118 hängt jedoch von der Transkonduktanz des Folded-Kaskode-Transistors T₃ 108, der Ausgangsimpedanz der Stromquelle I₂ 112 und der Impedanz ab, die in den Drain-Anschluß des Sourcefolgertransistors T₁ 104 hineingesehen wird.
Vorzugsweise folgt die an dem Anschluß V_out 102 erzeugte Ausgangsspannung der an dem Anschluß V_in 120 empfangenen Eingangsspannung. Das dynamische Verhalten der zur Zeit bevorzugten Spannungsfolgerausführungsform 100 kann jedoch durch die Zeitverzögerungen oder Ausbreitungsverzögerungen, die entstehen, wenn sich die Eingangsspannung ändert, charakterisiert werden. Da die meisten Schalter von Null verschiedene Schaltzeiten und unweigerlich etwas Kapazität zwischen Knoten aufweisen, kann die Schaltungsfunktion von dem verzögerten Ansprechen der Schalter, wie zum Beispiel der bei der zur Zeit bevorzugten Spannungsfolgerausführung 100 verwendeten Transistoren, abhängen.
Wenn das an dem Anschluß V_in 120 empfangene Eingangssignal abnimmt, bewirkt zum Beispiel eine Ausbreitungsverzögerung, daß die Gate-Source-Spannung V_gs des Sourcefolgertransitors T₁ 104 anfänglich zunimmt. Das an V_out 102 erzeugte Signal ändert sich nicht augenblicklich mit dem an V_in 120 empfangenen Signal. Mit zunehmendem V_gs nimmt der in dem Sourcefolgertransistor T₁ 104 induzierte leitende Kanal zu und es wird entsprechend ein wechselnder Ausgangsstrom erzeugt. Dieser Wechselstrom (AC), der als i_Sourcefolger oder i_sf bezeichnet wird, trägt zu dem stationären DC-Strom I_DC2 bei, der durch den leitenden Kanal des Sourcefolgertransistors T₁ 104 fließt. Da I₂ 112 nicht dafür konfiguriert oder programmiert ist, i_sf zu senken, wird i_sf im wesentlichen an dem Gate des Sourceschaltungs-Transistors T₂ 106 und dem Drain des Folded-Kaskode-Transistors T₃ 108 an dem Knoten A 116 addiert. Mit zunehmendem Wechselstrom an dem Knoten A 116 ergänzt eine relativ große Wechselstrom-Gate-Vorspannung die DC-Gate-Vorspannung des Sourceschaltungs-Transistors T₂ 106 teilweise aufgrund der großen Impedanz R₀. Diese Gate-Vorspannungen bewirken, daß der leitende Kanal des Sourceschaltungs-Transistors T₂ 106 abnimmt. Die effektive Abnahme der Gate-Source-Vorspannung V_gs verkleinert den Strom durch T₂ 106, der einer Gleichstromversorgung Vdd 122 entnommen wird und führt daher zu einem Wechselstrom i_{Sourceschaltung}, der auch als i_cs bezeichnet wird. Letztendlich kommt die Differenz zwischen der an dem Anschluß V_in 120 empfangenen Eingangsspannung und der an dem Anschluß V_out 102 erzeugten Ausgangsspannung in einen Spannungsbereich, der im wesentlichen durch die Schwellenspannung V_t des Sourcefolgertransistors T₁ 104 und den DC-Vorstrom I_DC2 definiert wird.
Wie gezeigt, bilden der Folded-Kaskode-Transistor T₃ 108, die beiden Stromquellen (I₁ 110, I₂ 112) und der Sourceschaltungs-Transistor T₂ 106 eine Stromrückkopplungsschleife um den Sourcefolgertransistor 104 herum. Die Gesamt-Transkonduktanz bzw. das Verhältnis von Eingangs-Wechselspannung zu Ausgangs-Wechselstrom (g_m) dieser zur Zeit bevorzugten Ausführungsform ist wesentlich größer als die Transkonduktanz des Sourcefolgertransistors T₁ 104 und auch des Sourceschaltungs-Transistors T₂ 106, die durch den Vorstrom I_DC2 gesetzt wird. Die Dynamikzunahme bzw. die Verstärkung der Transkonduktanz des Sourceschaltungs-Transistors T₂ 106 wird erreicht, indem man an das Gate des Sourceschaltungs-Transistors T₂ 106 eine induzierte Wechselspannung anlegt. Die Wechselspannung wird durch eine Strom-Spannungs-Umsetzung mit hoher Verstärkung erzielt, die den gemessenen Wechselstrom i_sf am Knoten 116A benutzt. Vorzugsweise wird der Drain-Wechselstrom i_cs des Sourceschaltungs-Transistors T₂ 106 dieser zur Zeit bevorzugten Ausführungsform 100 verstärkt und weist im Vergleich zu dem Wechselstrom i_sf eine invertierte Phase auf. Die Stromrückkopplungsschleife minimiert den Wechselstrom i_sf, der durch den Sourcefolgertransistor T₁ 104 fließt, um den Strom zu erhalten, der durch den Sourcefolger fließt, der dem Gleichstrom I_DC2 nahe kommt. Die Gate-Source-Spannung des Sourcefolgertransistors T₁ 104 ist daher eine konstante Offsetspannung zwischen dem Eingang V_in 120 und dem Ausgang V_out 102 und ist größtenteils von dem Wechselstrombetrieb unabhängig. Der Ausgangswechselstrom i_out, der erforderlich ist, um den Spannungspegel an dem Ausgangsknoten V_out 102 zu ändern, wird durch den Sourceschaltungs-Transistor T₂ 106 angesteuert und der Betrag von I_out ist im wesentlichen gleich dem Betrag von i_cs oder in der Nähe davon. Folglich ist die Transkonduktanz des zur Zeit bevorzugten Spannungsfolgers 100 viel größer als die Transkonduktanz eines Sourcefolgertransistors T₁ 104 alleine.
Die Kleinsignalverstärkung des zur Zeit bevorzugten Spannungsfolgers 100 ist von der Ausgangsimpedanz des Spannungsfolgers und der Lastimpedanz abhängig. Die Kleinsignal-Ausgangsimpedanz der zur Zeit bevorzugten Ausführungsform 100 ist umgekehrt proportional zu der Transkonduktanz des Sourceschaltungs-Transistors T₂ 106. Aufgrund des Betriebs der zur Zeit bevorzugten Ausführungsform 100 mit verstärkter Transkonduktanz ist die Signaldämpfung der Schaltung klein.
Vorzugsweise ist die Gate-Source-Spannung des Sourcefolgertransistors T₁ 104 sogar mit einer Kleinsignalschwankung der Eingangssignale fast konstant. Die Kapazität, die die Schaltung oder Quelle sieht, die das Gate des Sourcefolgertransistors T₁ 104 an dem Anschluß V_in 120 ansteuert, wird vorzugsweise durch die Gate-Source-Kapazität und die Gate-Drain-Kapazität des Sourcefolgertransistors T₁ 104 bestimmt. Da die Änderung der Gate-Source-Spannung vorzugsweise aufgrund der Arbeitsweise der Stromrückkopplungsschleife sehr klein ist, wird die Belastung aufgrund der Gate-Source-Kapazität vorzugsweise reduziert. Dieser Effekt der reduzierten Belastung gilt auch aufgrund der hohen Bandbreite der hohen Stromrückkopplungsschleife bei sehr hohen Frequenzen. Der Effekt der Gate-Drain-Kapazität ist vorzugsweise auch aufgrund der Arbeitsweise des Sourcefolgertransistors T₁ 104 im Sättigungsbereich und aufgrund der niedrigen Impedanz an dem Source-Anschluß des Folded-Kaskode-Transistors T₃ 108, wodurch eine Dynamikzunahme der Kapazität des Miller-Effekts vermieden wird, auch klein.
Wie in 1 zu sehen ist, werden vorzugsweise der Bulk- und Source-Anschluß des Sourcefolgertransistors T₁ 104 direkt verbunden. Vorzugsweise minimiert dieser direkte Durchgang zwischen dem Bulk- und dem Source-Anschluß die Signaldämpfung weiter, die durch die Lasten verursacht wird, die an den Anschluß V_out 102 angekoppelt werden können, weil das g_m des Sourcefolgers T₁ 104 optimal ist. Bei den alternativen zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen, bei denen der Bulk-Anschluß an eine Wechselstrom-Massenspannung angeschlossen ist, z.B. eine positive Versorgungsspannung im Fall eines PMOS-FET-Sourcefolgertransistors T₁ 104, wird eine Verstärkung der Gate- und Bulk-Transkonduktanz erzielt. Die Bulk-Transkonduktanz hat somit einen negativen Effekt und verringert den Nutzen der Stromrückkopplungs-Transkonduktanzverstärkungsschleife. Die Kleinsignaldämpfung hängt in diesem Fall von dem Verhältnis der Gate- und der Bulk-Transkonduktanz ab. Vorzugsweise ist diese Signaldämpfung von den an den Anschluß V_out 102 angekoppelten Lasten weniger abhängig oder unabhängig.
Die oben beschriebenen Spannungsfolgeausführungsformen 100 sind nicht auf die dargestellten Komponenten (d.h. PMOS oder NMOS-Transistoren) beschränkt, da die zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen 100 auch Transistoren umfassen können, die auf komplementäre Weise aufgebaut sind, indem PMOS-FETs durch NMOS-FETs und NMOS-FETs durch PMOS-FETs ersetzt werden. Ferner können viele geeignete Stromversorgungen oder Transistoren, wie zum Beispiel Kaskode-Transistoren als die Stromquellen I₁ 110 und I₂ 112 verwendet werden, um die Ausgangsimpedanz der Stromquellen zu verbessern, genauso wie die Gatevorspannung an dem Anschluß V_bias 124 des Folded-Kaskode-Transistors T₃ 108 durch eine beliebige externe oder interne Quelle oder einen Vorspannungsblock oder einen Vorspannungsgenerator angesteuert werden kann.
Die zur Zeit bevorzugte Spannungsfolgerausführungsform 100 kann auch unitärer Teil in einer festen oder einer variablen zur Zeit bevorzugten Verstärkungszellenausführungsform mit einer diskreten Schaltung oder einer integrierten Schaltung sein bzw. darin integriert sein. Wie in 2 gezeigt, umfaßt die zur Zeit bevorzugte Verstärkungszellenausführungsform 200 zwei Spannungsfolger 202 und 204 mit Ausgangsanschlüssen, die durch eine passive Komponente, wie zum Beispiel den dargestellten Widerstand R₀ 206, verbunden werden. Die letztere oder passive Komponente kann auch mit einer aktiven Komponente, wie zum Beispiel einem variablen Widerstand oder Transistor, implementiert werden. Bei einer zur Zeit bevorzugten Ausführungsform kann der Transistor ein NMOS-Bauelement sein, das in dem linearen Bereich betrieben wird und durch eine hohe Gatespannung vorgespannt wird. Durch Einstellen der Gatespannung des NMOS-Bauelements in dem linearen Bereich ändert sich der Widerstandswert des induzierten leitenden Kanals entsprechend genauso wie sich die variable Verstärkung dieser zur Zeit bevorzugten alternativen Ausführungsform ändert.
Die zur Zeit bevorzugte Verstärkungszellenausführungsform 200 verwendet zwei Transistoren T_4a 208 und T_4b 210, um den durch R₀ 206 fließenden Strom zu verfolgen und auszugeben. Vorzugsweise befinden sich die Transistorpaare T_2a 106a, T_4a 208 und T_2b 106b und T_4b 210 in Stromspiegelkonfigurationen, die Stromfluß durch die Sourceschaltungs-Transistoren T_2a 106a bzw. T_2b 106b verfolgen. Obwohl die Transistoren T_4a 208 und T_4b 210 nicht an T_2a 106a bzw. T_2b 106b angepaßt sind, um eine Verstärkung N bereitzustellen, können bei anderen zur Zeit bevorzugten alternativen Ausführungsformen Paare angepaßter Transistoren verwendet werden. Folglich können die zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen abhängig von der an den Anschlüssen V_outp 212 und V_outm 214 erzeugten gewünschten Ausgangsverstärkung eine Eins-zu-Eins-Stromspiegelkonfiguration oder eine Eins-zu-Eins-N-Stromspiegelkonfiguration verwenden. Das Stromspiegelverhältnis N kann auch durch digitale Logik gesteuert werden, die die Verstärkung der zur Zeit bevorzugten alternativen Ausführungsform einstellt indem sie parallel zu den Transistoren T_4a 208 und T_4b 210 positionierte Transistoren steuert.
Wie gezeigt, stellen die Stromspiegel T_2a 106a, T_4a 208 und T_2b 106b, T_4b 210 mehrere Referenzen des durch die Sourceschaltungs-Transistoren T_2a 106a und T_2b 106b fließenden Stroms für eine zur Zeit bevorzugte Lastausführungsform 216 bereit. Vorzugsweise führt die zur Zeit bevorzugte Lastausführungsform 216 unter Verwendung eines Differenzwiderstands R₁, der gleich R_1a 218a plus R_1b 218b ist, und zweier Stromquellen I_3a 220 und I_3b 222, die durch eine Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung 228 gesteuert werden, eine Strom-Spannungs-Umsetzung durch. Die Gleichtaktspannung an den Ausgangsanschlüssen V_outp 212 und V_out _m 214 wird vorzugsweise durch die Stromquellen I_3a 220 und I_3b 222 gesteuert, die den durch die Sourceschaltungs-Transistoren T_4a 106a und T_4b 106b fließenden Gleichstrom senken. Vorzugsweise senken die Stromquellen I_3a 220 und I_3b 222 die Gleichstromkomponenten N × I_DC2, die durch T_4a 208 und T_4b 210 fließen, so daß nur die Differenzströme N × i_csa bzw. N × i_csb an den Ausgangsanschlüssen V_o _utp 212 und V_outm 214 zurückbleiben.
Der Spannungsabfall an R_1a 218a und R_1b 218b, die beide gleich ½ von R₁ sind, ist die Differenzausgangsspannung der zur Zeit bevorzugten Ausführungsform, und die Spannungsverstärkung N × R1/R0 wird durch das Verhältnis der Widerstände und das Stromspiegelverhältnis eingestellt. Folglich kann die zur Zeit bevorzugten Verstärkungszellenausführungsform 200 die Differenz zwischen den an den Anschlüssen V_inp 120a und V_inm 120b empfangenen Signalen durch Messung des durch die Widerstände R_1a 218a und R_1b 218b fließenden Stroms N × i_out erfassen.
Ein zwischen den beiden Widerständen R_1a 218a und R_1b 218b positionierter Knoten B 224 ist eine virtuelle Wechselstrommasse. Die Spannung an diesem Knoten B 224 ist gleich der Gleichtaktspannung an den Ausgangsanschlüssen V_outp 212 und V_outm 214 und kann mit einer Referenzspannung verglichen werden, die durch die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung 228, die die Gleichtaktspannung der Ausgangsknoten V_ou _tp 212 und V_outm 214 einstellt, an dem Spannungsreferenzanschluß V_ref 226 empfangen wird. Vorzugsweise vergleicht die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung 228 die Spannung an dem virtuellen Wechselstrommassenknoten B 224 mit einer internen Referenzspannung oder einer durch eine externe Quelle erzeugten Referenzspannung und steuert ferner die Stromquellen I_3a 220 und I_3b 222, um entsprechende Ströme N × I_DC2 zu senken.
3 ist eine zur Zeit bevorzugte alternative Lastausführungsform 300, die die Lastausführungsform 216 von 2 ersetzen kann. Vorzugsweise führt diese alternative Lastausführungsform unter Verwendung des Differenzwiderstands R₁ 218a und 218b und einer einzigen Stromquelle I₄ 302, die durch eine Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung 228 gesteuert wird, eine Strom-Spannungs-Umsetzung durch. Vorzugsweise leitet die Einzelstromquelle I₄ 302 zweimal soviel Gleichstrom wie der einer der Stromquellen I_3a 220 oder I_3b 222 von 2. Die Verwendung der Differenzwiderstände R₁ × ½ 218a und 218b führt zu einer Gleichspannungsverschiebung der Gleichstrom-Gleichtaktspannung an den Anschlüssen V_outp 212a und V_outm 214b um (N × R₁ × ½ × I_DC2). Darüber hinaus erscheint die Kapazität der Stromquelle I₄ 302 nicht als eine Lastkapazität an den Ausgangsanschlüssen V_ou _tp 212a und V_outm 214b. Da die Stromquelle I₄ 302 mit dem virtuellen Wechselstrommassenknoten B 224 verbunden ist, kann die Auswahl der Ausgangsimpedanz der Strom quelle I₄ 302 variieren. Schließlich sollte beachtet werden, daß die Gleichtaktspannung durch die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 228 gesteuert wird, indem der Gleichtaktpegel an dem virtuellen Wechselstrommassenknoten B 224 abgegriffen wird, indem der Gleichstrom gesteuert wird, den die Stromquelle I₄ 302 gesenkt hat, und die Gleichspannungsverschiebung durch die Lastwiderstände R₁ × ½ 218a und 218b berücksichtigt wird.
4 ist eine zur Zeit bevorzugte dritte Lastausführungsform 400 zu der Lastausführungsform 216 von 2, wobei die Transistoren T_4a 208 und T_4b 210 von 2 (die in 4 als Stromquellen I_5a 402a und I_5b 402b dargestellt sind) mit Konstantstromquellen I_6a 406 und I_6b 408 parallelgeschaltet sind. Wie gezeigt, vermeidet diese alternative Lastausführungsform 400 das Senken von durch die Ausgangsanschlüsse V_outp 212 und V_outm 219 direkt zu Masse 118 fließenden Stroms. Statt dessen sind die Ausgangsanschlüsse V_outm 212 und V_outm 214 durch zwei Widerstände R₁ 404 von Masse 118 isoliert. Da diese Widerstände R₁ 404 mit zwei anderen Widerständen R₂ 405 parallelgeschaltet sind, die die Anschlüsse V_outm 212 an V_outm 214 koppeln, kann bewirkt werden, daß der effektive Widerstand zwischen V_outm 212 und V_outm 214 gleich oder etwa gleich dem effektiven Widerstand der zur Zeit bevorzugten Lastausführungsform 216 von 2 wird. Wenn R₂ viel größer als R₁ ist, ist der Zweck des Widerstands R₂ 405 das Abgreifen der Gleichtaktspannung der Ausgangsknoten. Darüber hinaus kann die zur Zeit bevorzugte Lastausführungsform 400 einen sehr niedrigen Gleichtaktpegel verarbeiten. Bei einer zur Zeit bevorzugten Ausführungsform können Gleichtaktpegel unterhalb von etwa 400 Millivolt erreicht werden.
Wie weiter in 4 gezeigt, werden zwei Stromquellen I_6a 406 und I_6b 408 durch die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 228 gesteuert, die außerdem den Gleichtaktpegel an dem virtuellen Wechselstrommassenknoten B 224 überwacht. Vorzugsweise ziehen die Stromquellen I_6a 406 und I_6b 408 genug Strom, um den Gleichtaktpegel an den Anschlüssen V_outp 212 und V_outm 214 zu vergrößern oder zu verkleinern. Wegen der großen Gleichspannungsdifferenz zwischen VDD 122 und dem Gleichtaktspannungspegel an den Ausgangsanschlüssen V_outp 212 und V_outm 214 können beide Stromquellen I_6a 406 und I_6b 408 so entworfen werden, daß sie eine sehr hohe Ausgangsimpedanz aufweisen. Daher wird die Kleinsignalverstärkung durch die parasitäre Ausgangsimpedanz der Stromquellen I_6a 406 und I_6b 408 nicht so viel gedämpft.
Um die Ausgangsimpedanz der Gleichtakt-Rückkopplungs-Stromquellen zu verbessern, kann ein Kaskodetransistor T_4c 502 mit der Konstantstromquelle I_5a 402a in Reihe geschaltet werden, und ein zweiter Kaskodetransistor T_4c 502 kann zu I_5b 402b in Reihe hinzugefügt werden (siehe 4). Zusätzlich kann man einen Kaskodetransistor T_4c 502 zwischen T_4a 208 und den Anschluß V_outp 212 und einen zweiten Kaskodetransistor T_4c 502 in Reihe zwischen T_4b 210 und den Anschluß V_outm 214 von 2 schalten. Die Kaskodetransistoren, von denen in 5 einer gezeigt ist, werden vorzugsweise an jeweilige Drain-Anschlüsse von T_4a 208 und T_4b 210 geschaltet. Vorzugsweise werden die Kaskodetransistoren durch dieselbe Gleichspannung wie die Eingangs-Gleichtaktspannung am Gate vorgespannt. Bei Herstellung innerhalb einer integrierten Schaltung können die Transistoren T_4c ein Verhältnis von W und L aufweisen, das N mal das Verhältnis von W und L der Sourcefolgertransistoren T_1a 104a und T_1b 104b beträgt. Folglich liegen bei dieser zur Zeit bevorzugten Ausführungsform die Drainknoten der Kaskodetransistoren T_4c 502 etwa auf demselben Potential wie die Drainknoten der Sourceschaltungs-Transistoren T_2a 106a und T_2b 106b. Das zur Zeit bevorzugte Kaskode ergänzt folglich die sehr präzisen Stromspiegelschaltungen mit einer sehr hohen Ausgangsimpedanz. Die Kaskodetransistoren können zwischen den Gleichtakt-Stromquellentransistoren und den Signalwegtransistoren T_4a 208 und T_4b 210 gemeinsam benutzt werden.
6 zeigt zur Zeit bevorzugte Logik, die in die Ausführungsformen von 2, 3 und 4 integriert werden kann. Bei diesen zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen kann man die Transistoren T_4a 208 und T_4b 210 von 2 und die Stromquellen I_5a 402a und I_5b 402b von 4 jeweils mit den in 6 gezeigten Schaltungen implementieren. Bei diesen zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen werden N-1 Transistoren T₄₂-T_4N zu dem Transistor T₄₁ 602 parallelgeschaltet. Die Gate-Vorspannung dieser Transistoren wird durch digitale Logik 604 mit N-1 Steuerleitungen 606 gesteuert, die separat den gewählten Transistor bzw. die gewählten Transistoren durch eine gemeinsame Gate-Vorspannung ansteuern. Um die Transistoren T₄₂-T_4N einzuschalten, muß jeder vorausgehende Transistor aktiviert werden. Um zum Beispiel T₄₃ einzuschalten, müssen zuerst T₄₂ und T₄₁ eingeschaltet sein. Wenn eine zweite digitale Steuerleitung 606 auf ein logisches High gesteuert wird, teilt sich das Gate von T₄₃ 610 die Gate-Vorspannung von T₄₂ 608 und T₄₁ 602. Diese gemeinsame Gate-Vorspannung schaltet T₄₃ 610 ein.
Jeder in 6 gezeigte Transistor T₄₂-T_4N hat vorzugsweise eine im wesentlichen gleiche Breite und Länge. Die sequentielle Aktivierung jedes gewählten Transistors vergrößert den Sourcevorstrom von T_4c 502 monoton oder um gleiche Schritte. Vorzugsweise sind die oben beschriebenen Ausführungsformen ein unitärer Teil einer integrierten Schaltung, obwohl bei alternativen zur Zeit bevorzugten diskreten Ausführungsformen auch angepaßte Transistoren verwendet werden können. Die Anzahl der digital betätigten Transistoren definiert vorzugsweise die bei diesen zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen verwendeten Multiplikationsfaktoren oder Stromspiegelverhältnisse. Darüber hinaus sind zur Steuerung der Schalter für die Vorspannung dieser Gates Thermometercodes bevorzugt.
Die oben beschriebenen Ausführungsformen sind nicht auf Thermometercodes oder auf sequentielle Logik beschränkt. Wie in 7 gezeigt, können auch Binärcodes mit Bitlängen von "B" und nichtsequentielle Steuerung verwendet werden. Vorzugsweise werden die Gates der Transistoren P¹ – P* mit dem Transistor T_4a 208 parallelgeschaltet. Da in 2 zwei Spannungsfolgerschaltungen 202 und 204 benutzt werden, würde vorzugsweise eine identische Schaltung mit dem Transistor T_4a 210 parallelgeschaltet. Diese Konfiguration ermöglicht vorzugsweise Kombinationen von Ausgangsstrom als Vorstrom für den Source-Anschluß von P11. Obwohl in 7 ein Multiplizierer von 2ⁿ angezeigt ist (z.B. 2ⁿ·(W/L)) können auch viele andere Multiplizierer verwendet werden, darunter Multiplizierer für ganze Zahlen und andere Zahlen. Vorzugsweise werden die Transistoren P¹ – P* direkt durch die Binärcodes aktiviert, die durch die digitale Logik 702 erzeugt werden, die die Transistoren P¹ – P* durch separate Steuerleitungen koppelt. Die Aktivierung digital ausgewählter Transistoren kann die Stromspiegelverhältnisse der zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen steuern. Wie gezeigt, steuert die digitale Logik 702B Transistoren an. Darüber hinaus können die oben beschriebenen Ausführungsformen in einer integrierten oder in einer diskreten Schaltung implementiert werden.
Vorzugsweise können die Kaskodetransistoren T_4c 502 und P₁₁ 704 von 6 und 7 zwischen allen Transistoren der Stromspiegel gemeinsam benutzt werden. Um die Genauigkeit der Stromspiegel zu verbessern, kann jeder der Stromspiegeltransistoren mit einem einzelnen Kaskodetransistor in Reihe geschaltet werden, der ein W/L-Verhältnis aufweist, das auf das W/L-Verhältnis der betreffenden Stromspiegeltransistoren eingestellt ist. Bei diesen zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen wird jeder der Kaskodetransistoren mit dem Ausgangsknoten V_out verbunden.
Aus der obigen ausführlichen Beschreibung sollte ersichtlich sein, daß eine Verstärkungszelle mit hoher Bandbreite zwei Spannungsfolgerschaltungen 202 und 204 mit hoher Bandbreite umfassen kann, die die Differenz zwischen Eingangsspannungen zu der Differenzspannung an dem Widerstand R₀ 106 kopieren können. Die zur Zeit bevorzugten Spannungsfolger 202 und 204 umfassen Sourcefolger 104a und 104b mit vergrößerter Transkonduktanz, die in Stromrückkopplungsschleifen eingebettet sind. Eine Wechselspannung an R₀ 206 führt zu einem Wechselstrom Iout durch R₀ 206, der zu der Differenzeingangsspannung proportional ist. Die zur Zeit bevorzugten Spannungsfolgerschaltungen 202 und 204 halten den Betrag des Wechselstroms i_out, der durch R₀ 106 fließt, vorzugsweise in der Nähe des Betrags des Wechselstroms i_CS, der durch die Transistoren T_2a 106a und T_2b 106b fließt. Durch Verwendung zweier zusätzlicher Bauelemente T_4a 208 und T_4b 210 kann man Stromspiegel mit einem Verhältnis N≥1 aufbauen, die einer Ausgangslastausführungsform Spiegelströme zuführen. Eine bevorzugte Lastausführungsform 216 umfaßt zwei Gleichstromquellen I_3a 220 und I_3b 222, die die Gleichstromkomponente I_DC2 von den durch T_4a 208 und T_4b 210 fließenden Strömen subtrahieren. Vorausgesetzt, daß die Impedanz der mit den Anschlüssen V_out _p 212 und V_outm 214 verbundenen externen Lasten hoch und die Ausgangsimpedanz der Stromquellen I_2a 112a und I_2b 112b hoch ist, fließt der Wechselstrom i_out durch den Widerstand R₁ 218a und 218b. Die Verstärkung der zur Zeit bevorzugten Verstärkungszellenausführungsform 200 wird durch das Verhältnis der beiden Widerstände R₀ 206 und R₁ 218a und 218b und das Stromspiegelverhältnis N eingestellt.
Die oben beschriebenen Ausführungsformen können mit vielen Anwendungen verwendet werden, darunter sich wiederholende Speichereinrichtungen, Festplatten und andere elektromechanische Einrichtungen. Die Gleichtaktspannungen an den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen ermöglichen es den zur Zeit bevorzugten Verstärkungszellenausführungsformen, mehrere externe Lasten und Schaltungen anzusteuern, wie zum Beispiel Schaltungen in einem Festplattenlaufwerk-Lesekanal. Sowohl Eingangs- als auch Ausgangsgleichtaktspannungen können gleich sein, wodurch eine Reihenschaltung zweier Verstärkungszellen möglich wird, ohne zusätzliche Schaltkreise zu erfordern, die Signalbandbreite reduzieren. Die hohe Bandbreite der Spannungsfolgeausführungsformen mit erhöhter Transkonduktanz dämpft die Eingangssignale bei hohen Frequenzen nicht. Außerdem werden die Differenzeingangsspannungen wenig gedämpft, wenn die zur Zeit bevorzugten Spannungsfolgeausführungsformen zum Puffern von R₀ 206 verwendet werden. Darüber hinaus können die oben beschriebenen zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen mit sehr niedrigen Versorgungsspannungen arbeiten, zum Beispiel mit weniger als oder ungefähr gleich etwa zwei Volt (d.h. Vdd <= 2V DC). Ferner können die zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen vollständig in CMOS-Technologie (Complementary Metal Oxide Semiconductor) implementiert werden.

Claims

Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle, umfassend: eine erste und eine zweite Stromrückkopplungsschleife; ein Differenzpaar mit einer ersten Sourcefolgerschaltung (104a) und einer zweiten Sourcefolgerschaltung (104b), wobei die erste Sourcefolgerschaltung an die erste Stromrückkopplungsschleife und die zweite Sourcefolgerschaltung an die zweite Stromrückkopplungsschleife angekoppelt ist; eine an die erste Sourcefolgerschaltung angekoppelte erste Stromspiegelschaltung (208, 106a); einen an die zweite Sourcefolgerschaltung angekoppelten zweiten Stromspiegel (210, 106b); eine an die erste und die zweite Stromspiegelschaltung angekoppelte Last (216); eine an die Last angekoppelte Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung (228); und eine an die erste und die zweite Stromspiegelschaltung und an die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung angekoppelte Konstantstromquelle (220, 222), wobei die Konstantstromquelle so konfiguriert ist, daß sie bei Steuerung durch die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung gespiegelte Ströme senkt, die durch die erste und die zweite Stromspiegelschaltung fließen,
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 1, wobei die erste und die zweite Rückkopplungsschleife jeweils eine erste und eine zweite Konstantstromquelle (112a, 112b) und eine Folded-Kaskode-Schaltung umfassen und wobei die erste und die zweite Konstantstromquelle beide einen Vorstrom für die Folded-Kaskode-Schaltung bereitstellen.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 2, wobei die erste und die zweite Stromspiegelschaltung eine an die zweite Konstantstromquelle und an die Folded-Kaskode-Schaltung angekoppelte Sourceschaltung (106a, 106b) umfassen.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 1, ferner mit einer dritten Konstantstromquelle (116a, 116b), wobei die erste und die zweite Stromspiegelschaltung beide durch die jeweilige dritte Konstantstromquelle Vorstrom erhalten.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 1, ferner mit einer zweiten Last (206), wobei die zweite Last zwischen das Differenzpaar geschaltet ist.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 5, wobei die erste und die zweite Last Widerstandslasten umfassen.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 6, wobei die erste und/oder die zweite Last ein MOS-Transistor oder eine Kombination von MOS-Transistoren, die in einem linearen Bereich arbeiten, ist.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 6, wobei die erste und/oder die zweite Last eine Differenzlast umfaßt.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 1, wobei die Konstantstromquelle eine erste und eine zweite Konstantstromquelle umfaßt, wobei die erste Konstantstromquelle an die erste Stromspiegelschaltung und die zweite Konstantstromquelle an die zweite Stromspiegelschaltung angekoppelt ist.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 1, wobei das Stromspiegelverhältnis N größer als Eins sein und durch eine digitale Logik gesteuert werden kann.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 9, wobei die Last eine an einem gemeinsamen Knoten verbundene Differenzwiderstandslast umfaßt, wobei der gemeinsame Knoten an die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung angekoppelt ist.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 9, wobei die Konstantstromquelle eine erste und eine zweite Konstantstromquelle umfaßt, wobei die erste Konstantstromquelle mit der ersten Stromspiegelschaltung parallelgeschaltet und die zweite Konstantstromquelle mit der zweiten Stromspiegelschaltung parallelgeschaltet ist.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 9, wobei die erste und die zweite Stromspiegelschaltung jeweils eine an eine Versorgungsspannung angekoppelte dritte Konstantstromquelle umfassen.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 12, wobei der erste und der zweite Stromspiegel durch einen ersten bzw. einen zweiten Widerstand an Masse angekoppelt werden.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 14, ferner mit einem ersten und einem zweiten Ausgang, wobei der erste Ausgang den zweiten Ausgang durch einen Differenzwiderstand koppelt und durch den ersten bzw. den zweiten Widerstand an Masse angekoppelt ist.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 15, wobei die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung an einen gemeinsamen Knoten angekoppelt ist, der den Differenzwiderstand verbindet.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 2, wobei die erste und die zweite Stromspiegelschaltung beide Kaskodeschaltungen umfassen.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 1, wobei das Differenzpaar, die erste Stromspiegelschaltung, die zweite Stromspiegelschaltung, die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung und die Konstantstromquelle so konfiguriert sind, daß sie mit einer Versorgungsspannung von weniger als etwa zwei Volt arbeiten.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 1, wobei das Differenzpaar, die erste Stromspiegelschaltung, die zweite Stromspiegelschaltung, die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung und die Konstantstromquelle CMOS-Bausteine sind.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle nach Anspruch 1, ferner mit zwei Ausgangsanschlüssen und einer zweiten Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle, wobei die Ausgangsanschlüsse an die erste und die zweite Stromspiegelschaltung angekoppelt sind und direkt mit der zweiten Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle verbunden sind.
Festplattenlaufwerk-Lesekanal-Verstärkungszelle, umfassend: zwei Ausgangsanschlüsse (212, 214); eine erste und eine zweite Stromrückkopplungsschleife; wobei die erste und die zweite Rückkopplungsschleife jeweils eine erste und eine zweite Konstantstromquelle und eine Folded-Kaskode-Schaltung umfassen und wobei die erste und die zweite Konstantstromquelle beide Vorstrom für die Folded-Kaskode-Schaltung bereitstellen; Differenzpaar mit einer ersten Sourcefolgerschaltung (104a) und einer zweiten Sourcefolgerschaltung (104b), wobei die erste Sourcefolgerschaltung an die erste Stromrückkopplungsschleife und die zweite Sourcefolgerschaltung an die zweite Stromrückkopplungsschleife angekoppelt ist: eine an die erste Sourcefolgerschaltung angekoppelte erste Stromspiegelschaltung; wobei die erste Stromspiegelschaltung eine an einen der Ausgangsanschlüsse angekoppelte Kaskodeschaltung umfaßt; einen an die zweite Sourcefolgerschaltung angekoppelten zweiten Stromspiegel; wobei die zweite Stromspiegelschaltung eine an einen der Ausgangsanschlüsse angekoppelte Kaskodeschaltung umfaßt; eine zwischen die erste und die zweite Stromspiegelschaltung geschaltete Differenzlast (216); eine an die Last angekoppelte Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung (228); und eine an die erste und die zweite Stromspiegelschaltung und an die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung angekoppelte dritte Konstantstromquelle (220, 222), wobei die dritte Konstantstromquelle so konfiguriert ist, daß sie bei Steuerung durch die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung gespiegelte Ströme senkt, die durch die erste und die zweite Stromspiegelschaltung fließen.