DE112012000470B4

DE112012000470B4 - Vorrichtung und Verfahren zur Miller-Kompensation bei mehrstufigen Verstärkern

Info

Publication number: DE112012000470B4
Application number: DE112012000470.1T
Authority: DE
Inventors: Evgueni Ivanov; Arthur Kalb
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 2011-01-14
Filing date: 2012-01-06
Publication date: 2016-02-11
Anticipated expiration: 2032-01-07
Also published as: WO2012096834A1; US20120182075A1; CN103329429B; CN103329429A; DE112012000470T5; US8395448B2

Abstract

Vorrichtung, folgendes umfassend: eine erste Verstärkerstufe eines Verstärkerschaltkreises einschließlich eines ersten Ausgangsknotens; eine zweite Verstärkerstufe des Verstärkerschaltkreises einschließlich eines zweiten Ausgangsknotens; und einen Kompensationsblock des Verstärkerschaltkreises, der elektrisch zwischen den ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, wobei der Kompensationsblock folgendes umfasst: einen voreingestellten Kompensationskondensator, der zwischen den ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist; einen auswählbaren Kompensationskondensator, wobei der auswählbare Kompensationskondensator einen ersten Anschluss hat, der elektrisch an den ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, sowie einen zweiten Anschluss, der sich über einen ersten Schalter mit dem zweiten Ausgangsknoten elektrisch verbinden lässt; und eine Impedanz, die sich über einen zweiten Schalter mit dem zweiten Anschluss des auswählbaren Kompensationskondensators elektrisch verbinden lässt, wobei der auswählbare Kompensationskondensator elektrisch in Reihe mit der Impedanz verbunden ist, wenn der auswählbare Kompensationskondensator von dem zweiten Ausgangsknoten getrennt ist.

Description

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Gebiet der Erfindung
Ausführungsformen der Erfindung gehören in den Bereich elektronischer Geräte in einer oder mehreren Ausführungsformen, insbesondere Verstärker.
Beschreibung verwandter Technologien
Bestimmte elektronische Geräte setzen Verstärker ein, um Signale zur Übertragung an ein externes Gerät zu bearbeiten, oder auch zur weiteren Bearbeitung innerhalb der Geräte. Solche Verstärker empfangen ein Eingangssignal und erzeugen ein Ausgangssignal, das im Vergleich zu dem Eingangssignal verstärkt ist. Zu solchen Verstärkern zählen in vielen Anwendungen Operationsverstärker (OP-Verstärker) und Instrumentationsverstärker. Manche Operationsverstärker und Instrumentationsverstärker sind mehrstufig konfiguriert, um die Verstärkung/den Verstärkungsfaktor (auch „Gain” genannt) bzw. dessen Leistung zu verbessern.
Zur Kennzeichnung des Frequenzgangs eines Operationsverstärkers oder eines Instrumentationsverstärkers kann ein Verstärkungsbandbreitenprodukt (engl. gain-bandwidth product, GBWP) eingesetzt werden. Der Begriff „Verstärkungsbandbreitenprodukt” bezieht sich auf das Produkt der Leerlaufverstärkung eines Verstärkers und dessen –3 dB Leerlaufbandbreite.
Das Verstärkungsbandbreitenprodukt (GBWP) eines Verstärkers wird von der Position des dominanten Pols der Transferfunktion des Verstärkers im Frequenzbereich bestimmt. Der Begriff „Transferfunktion” bezieht sich auf eine mathematische Darstellung, und zwar in Bezug auf die räumliche oder zeitliche Frequenz der Beziehung des Eingangs- und Ausgangssignals eines elektronischen Systems. Der Begriff „dominanter Pol” bezieht sich auf einen Pol im Frequenzbereich, der die Effekte anderer Pole markiert.
In manchen Fällen kann der dominante Pol(F_DOM) eines Verstärkers von einem Kompensationskondensator (C_COMP) und einer dominanten Impedanz (R_DOM) in dem Verstärker definiert werden, wie in der Gleichung (1) unten ausgedrückt. Der Kompensationskondensator ist üblicherweise ein Kondensator, der sich am höchsten Impedanzknoten zur Frequenzkompensation des Verstärkers befindet, er kann jedoch auch in anderen Knoten des Verstärkers platziert werden.
Allerdings kann das Verstärkungsbandbreitenprodukt bzw. GBWP (oder der dominante Pol) nicht willkürlich erhöht werden. Wenn die Frequenz des GBWP eines Verstärkers sich der Frequenz dem Sekundär- (bzw. nichtdominanten) Pol mit der niedrigsten Frequenz im Verstärkerfrequenzgang nähert, kann die Stabilität des Verstärkers beeinträchtigt werden. Die maximal erzielbare Frequenz (GBWP_MAX) des GBWP kann durch die Position des nichtdominanten Pols mit der niedrigsten Frequenz eingeschränkt werden und lässt sich mit der Gleichung (2) unten ausdrücken, bei der F_NONDOM der Frequenz des niedrigsten nichtdominanten Pols entspricht und α ein Wert von 2 bis 3 ist. GBWP_MAX ≅ F_NONDOM/α Gleichung (2)
Operationsverstärker und Instrumentationsverstärker werden üblicherweise in einem elektronischen System in einem geschlossenen Kreislauf oder einer Feedbackkonfiguration mit einer bestimmten Rauschverstärkung G_CL verwendet. In einer solchen Konfiguration ist das tatsächliche GBWP des Systems eine Funktion der Frequenz des dominanten Pols, der Leerlaufverstärkung G_OL des Verstärkers und der Rauschverstärkung G_CL (in der Annahme, dass keine weiteren Pole oder Nullen im Frequenzgang unter dem Verstärkungsbandbreitenprodukt GBWP vorliegen). Das Verstärkungsbandbreitenprodukt GBWP kann in Form der folgenden Gleichung (3) ausgedrückt werden.
Außer der Wert der Rauschverstärkung ist im integrierten Schaltkreis (IC) des Verstärkers fixiert, kann er normalerweise vom Benutzer angepasst werden, zum Beispiel durch die Auswahl von Werten externer verstärkungssetzender Komponenten, durch digitale Auswahl, falls der IC des Verstärkers eine digital steuerbare Verstärkungskonfiguration hat, oder auf vergleichbare Weise. Bei der niedrigsten Rauschverstärkung ist das Verstärkungsbandbreitenprodukt GBWP eines Verstärkers normalerweise am höchsten, und die Phasenreserve (ein Stabilitätsmaß) normalerweise am niedrigsten.
Üblicherweise verfügen Operationsverstärker und Instrumentationsverstärker über genügend Stabilität in einem bestimmten Bereich der Rauschverstärkung, der über der minimalen Rauschverstärkung G_{CL_MIN} liegt. Falls der Wert des Kompensationskondensators C_COMP konstant und fixiert ist (beispielsweise wenn der integrierte Verstärkerschaltkreis IC einen einzigen Kompensationskondensator hat), wird das Verstärkungsbandbreitenprodukt GBWP auf eine sehr viel niedrigere Leistung als seine maximale Leistungsstärke GBWP_MAX reduziert, wenn die Rauschverstärkungswerte G_CL relativ hoch sind.
Manche integrierten Verstärkerschaltkreise (ICs) sind so gestaltet, dass sich ein Kompensationskondensator extern am Verstärkerschaltkreis IC befindet, sodass der Endbenutzer den Wert des Kompensationskondensators C_COMP dem Wert der Rauschverstärkung G_CL entsprechend anpassen kann, um das Verstärkungsbandbreitenprodukt GBWP zu steigern. Durch diese Lösung entstehen allerdings zusätzliche Kosten durch die Hinzufügung des externen Kompensationskondensators, und die Gestaltung der Anwendungsschaltkreise wird komplizierter.
In Verstärkern mit programmierbarer Verstärkung (engl. Programmable Gain Amplifiers, PGA) kann der integrierte Verstärkerschaltkreis IC über Komponenten zur Verstärkungseinstellung (wie z. B. Widerstände) und Schalter oder ähnliches verfügen, um einen beliebigen Wert der Rauschverstärkung GCL aus dem Bereich vordefinierter Verstärkungswerte auszuwählen. Üblicherweise kann die Verstärkungsauswahl durch digitale Programmierung des integrierten Verstärkerschaltkreises IC ausgeführt werden.
Zusätzlich zur Verstärkungsauswahl kann der integrierte Verstärkerschaltkreis IC auch die Fähigkeit haben, das Verstärkungsbandbreitenprodukt GBWP anzupassen. Dies kann durch eine Reihe programmierbarer Kompensationskondensatoren erzielt werden, sodass der Wert des Kompensationskondensators C_COMP zusammen mit der Rauschverstärkung G_CL angepasst werden kann, um das maximal erzielbare Verstärkungsbandbreitenprodukt GBWP (also das GBWP_MAX) aufrecht zu erhalten oder sich diesem anzunähern. Die Kondensatorreihe kann eine beliebige Anzahl von Kondensatoren enthalten, und die Anpassung des Gesamtwertes des Kompensationskondensators C_COMP kann durch digital gesteuerte Analogschalter erzielt werden, beispielsweise durch Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs), die an die einzelnen Kondensatoren in der Reihe angeschlossen sind.
Üblicherweise verfügen Operationsverstärker und Instrumentationsverstärker über relativ hohe Leerlaufverstärkungswerte, zum Beispiel von ungefähr 140 bis circa 180 dB, um ein relativ hohes Maß an Präzision zu gewährleisten (beispielsweise relativ niedrige Nichtlinearität, relative niedrige Verstärkungsfehler und/oder relativ niedrige Verzerrung). Um derart hohe Leerlaufverstärkungswerte zu erzielen, kann eine mehrstufige (z. B. eine zwei-, drei- oder 4-stufige) Verstärkerarchitektur eingesetzt werden. In manchen Fällen kann zur ersten Stufe eines solchen Verstärkers eine verstärkte gefaltete oder teleskopische Kaskoden-Topologie gehören. Eine zweistufige Verstärkerarchitektur wird oft deshalb benutzt, weil sie im Vergleich mit Architekturen mit mehr als zwei Stufen (z. B. drei oder vier Stufen) einen Bandbreiten-/Leistungsfaktorvorteil bieten kann, da bei diesen jede zusätzliche Stufe einen zusätzlichen nichtdominanten Pol enthält und zusätzlich Leistung verbraucht.
Unter Bezugnahme auf 1A wird ein elektronisches System mit einem konventionellen zweistufigen Verstärker beschrieben. Der abgebildete zweistufige Verstärker 1 kann mindestens einen Teil eines Operationsverstärkers oder eines Instrumentationsverstärkers bilden.
In der abgebildeten Ausführungsform enthält der Verstärker 1 eine erste Verstärkerstufe 10, eine zweite Verstärkerstufe 20, einen Miller-Kompensationsblock 30, einen Eingangsknoten der ersten Stufe 110, einen Ausgangsknoten der ersten Stufe 131, einen Eingangsknoten der zweiten Stufe 120, einen Ausgangsknoten der zweiten Stufe 132. Die erste Verstärkerstufe 10 ist über den Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 elektrisch an den Miller-Kompensationsblock 30 gekoppelt. Der Miller-Kompensationsblock 30 ist über den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 132 elektrisch an die zweite Verstärkerstufe 20 gekoppelt.
Die erste Verstärkerstufe 10 empfängt ein Eingangssignal Vin, beispielsweise in Form eines Differenzspannungssignals, im Eingangsknoten der ersten Stufe 110. Die erste Verstärkerstufe 10 ist so konfiguriert, dass sie das Eingangssignal Vin mit einer ersten Verstärkung (Gain) verstärkt. In manchen Ausführungsformen kann die erste Verstärkung fixiert sein. Die erste Verstärkerstufe 10 gibt das verstärkte Signal durch den Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 aus. In manchen Fällen kann die erste Verstärkerstufe 10 eine Kaskodenschaltung sowie die Verstärkung weiter steigernde bzw. -hochtreibende Verstärker enthalten, wie detailliert in Verbindung mit 3 beschrieben wird.
Die zweite Verstärkerstufe 20 empfängt ein verstärktes Signal von dem Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 der ersten Verstärkerstufe 10 im Eingangsknoten der zweiten Stufe 120. In 1A wird der Eingangsknoten der zweiten Stufe 120 als separat von dem Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 gezeigt, ist jedoch elektrisch an den Ausgangsknoten der ersten Stufe 13 [Translator's note: should read 131] kurzgeschlossen. Die zweite Verstärkerstufe 20 ist dazu konfiguriert, das verstärkte Signal mit einer zweiten Verstärkung (Gain) weiter zu verstärken. Auch die zweite Verstärkung kann fixiert sein. In manchen Ausführungsformen kann die Verstärkung des Systems durch die Programmierung der Rauschverstärkung G_CL angepasst werden, und zwar mithilfe eines programmierbaren Widerstandsnetzwerks in einem Feedbackschaltkreis um Verstärker 1. Die zweite Verstärkerstufe 20 gibt das weiter verstärkte Signal als Ausgangsignal V_out durch den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 132 aus.
Der Miller-Kompensationsblock 30 dient dazu, einen dominanten Pol in den Leerlauffrequenzgang von Verstärker 1 einzuführen. Zum Beispiel kann der Miller-Kompensationsblock 30 einen Kompensationskondensator 141 enthalten, wie in 1B gezeigt. In dem abgebildeten Verstärkerschaltkreis kann der höchste Impedanzknoten im Schaltkreis der Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 sein. Der Impedanzwert an diesem Knoten kann relativ hoch sein, z. B. einige -zig Giga-Ohm, in einem Beispiel, bei dem die erste Verstärkerstufe 10 eine Kaskodenschaltung und verstärkungssteigernde Verstärker hat. Der Miller-Kompensationsblock 30 ermöglicht es, den Wert von Kompensationskondensator C_COMP um den Verstärkungsfaktor der zweiten Verstärkerstufe 20 zu reduzieren. Ein weiterer Effekt der Miller-Kompensation besteht darin, die Ausgangsimpedanz des Verstärkers zu senken, die normalerweise die Position des nichtdominanten Pols am Ausgang des zweiten Verstärkers 20 zu einer höheren Frequenz verschiebt (Polspaltung).
Wenn jedoch eine digitale Programmierung der Verstärkerbandbreite für den zweistufigen Verstärker 1 gewünscht wird, kann der Verstärker 1 über einen konventionellen Miller-Kompensationsblock 30A wie in 2A gezeigt statt über einen Miller-Kompensationsblock 30 wie in 1B verfügen. Der Miller-Kompensationsblock 30A enthält durch Schalter 143 eine Reihe zusätzlicher oder auswählbarer Kompensationskondensatoren 142 zwischen den Knoten 131, 132. Ein Fachmann wird erkennen, dass die Anzahl von Kondensatoren-/Schalterreihen je nach Konfiguration des Schaltkreises weit variieren kann. Die Schalter 143 können zwischen die linken Anschlussklemmen (auch Terminals genannt) der zusätzlichen Kondensatoren 142 und den Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 gekoppelt werden. Die Schalter 143 können beispielsweise mit MOSFETs implementiert werden. In diesem Fall können jedoch die aus unterschwelligen Diffusions- und Kanalableitungen in den MOSFETs resultierenden Ableitströme (auffallender bei höheren Temperaturen) die Impedanz des Ausgangsknotens der ersten Stufe 131 wesentlich reduzieren, und damit den Wert der Leerlaufverstärkung wesentlich senken und Offsetfehler entstehen lassen.
2B veranschaulicht das Beispiel eines alternativen Miller-Kompensationsblocks 30B, der anstatt des Miller-Kompensationsblocks 30 in 1A eingesetzt werden kann. Zum Miller-Kompensationsblock 30B gehören Schalter 144, die zwischen den rechten Anschlussklemmen der zusätzlichen Kompensationskondensatoren 142 und dem Eingangsknoten der zweiten Stufe 120 gekoppelt sind, wie in 2B aufgezeigt. Ein Fachmann wird erkennen, dass die Anzahl von Kondensatoren-/Schalterreihen je nach Gestaltung des Schaltkreises weit variieren kann. Wenn jedoch einer oder mehrere Schalter 144 ausgeschaltet sind, bleiben die nicht ausgewählten Kompensationskondensatoren 142 massefrei. Die nicht ausgewählten Kompensationskondensatoren 142 können unerwünschte Störungskomponenten mit langer Einschwingdauer in der Eingangsoffsetspannung sowie im Einschwingverhalten des Verstärkers erzeugen, die auf lang andauernde Entladung der nicht ausgewählten Kondensatoren in den Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 aus Ableitströmen von Schaltern 144 zurückzuführen sind.
US 2003/0137351 A1 offenbart eine Verstärkervorrichtung, bei der ein Kompensationsblock zwischen einem Ausgangsknoten einer ersten Verstärkerstufe und einem Ausgangsknoten einer zweiten Verstärkerstufe geschaltet ist. Der Kompensationsblock beruht auf dem Miller-Effekt. Bei einer Ausgestaltung des Kompensationsblocks ist ein Anschluss eines Kompensationskondensators über einen ersten Schalter mit dem Ausgangsknoten der zweiten Verstärkerstufe verbindbar. Der Anschluss des Kompensationskondensators ist zudem über einen zweiten Schalter mit einer Ausgangsimpedanz einer Kaskodenstufe verbindbar.
US 8,054,134 B2 offenbart eine weitere Verstärkervorrichtung, bei der ein Kompensationsblock zwischen einem Ausgangsknoten einer ersten Verstärkerstufe und einem Ausgangsknoten einer zweiten Verstärkerstufe angeordnet ist. Auch der hier gezeigte Kompensationsblock beruht auf dem Miller-Effekt.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Vorrichtung, ein elektronisches Gerät und ein Verfahren zum Verstärken eines Signals aufzuzeigen, die ein hohes Verstärkungsbandbreitenprodukt ermöglichen und eventuelle Störungen gering halten.
KURZDARSTELLUNG
In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst eine Vorrichtung folgendes: eine erste Verstärkerstufe eines Verstärkerschaltkreises einschließlich eines ersten Ausgangsknotens; eine zweite Verstärkerstufe des Verstärkerschaltkreises einschließlich eines zweiten Ausgangsknotens; sowie einen Kompensationsblock des Verstärkerschaltkreises, der elektrisch zwischen den ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist. Der Kompensationsblock enthält einen voreingestellten Kompensationskondensator, der elektrisch zwischen dem ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist; einen auswählbaren Kompensationskondensator, wobei der auswählbare Kompensationskondensator eine erste Anschlussklemme, die elektrisch an den ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und eine zweite Anschlussklemme hat, die sich über einen ersten Schalter elektrisch an den zweiten Ausgangknoten oder über einen zweiten Schalter an eine Impedanz anschließen lässt. Die Impedanz kann zum Frequenzgang des Shunt-Stromkreises, der gebildet wird, wenn der auswählbare Kompensationskondensator über den zweiten Schalter angeschlossen wird, eine Null beitragen.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst eine Vorrichtung folgendes: eine erste Verstärkerstufe eines Verstärkerschaltkreises einschließlich eines ersten Ausgangsknotens; eine zweite Verstärkerstufe des Verstärkerschaltkreises einschließlich eines zweiten Ausgangsknotens; sowie einen Kompensationsblock des Verstärkerschaltkreises, der elektrisch zwischen den ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist. Der Kompensationsblock enthält folgendes: einen voreingestellten Kompensationskondensator, der elektrisch zwischen dem ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist; einen auswählbaren Kompensationskondensator, wobei der auswählbare Kompensationskondensator eine erste Anschlussklemme, die elektrisch an den ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und eine zweite Anschlussklemme hat, die sich über einen ersten Schalter elektrisch an den zweiten Ausgangknoten anschließen lässt; sowie einen Bootstrap-Schaltkreis, der sich elektrisch über einen zweiten Schalter mit der zweiten Anschlussklemme des auswählbaren Kompensationskondensators verbinden lässt. Der auswählbare Kompensationskondensator ist so konfiguriert, dass er elektrisch an den Bootstrap-Schaltkreis gekoppelt wird, wenn der auswählbare Kompensationskondensator von dem zweiten Ausgangsknoten so getrennt wird, dass der in Serie mit dem Bootstrap-Schaltkreis geschaltete, auswählbare Kompensationskondensator eine Null in seiner Impedanz versus Frequenz hat.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst ein elektronisches Gerät folgendes: erstes verstärkendes Mittel zum Verstärken eines Signals zur Erzeugung eines ersten verstärkten Signals in einem ersten Ausgangsknoten; zweites verstärkendes Mittel zum Verstärken des ersten verstärkten Signals zur Erzeugung eines zweiten verstärkten Signals an einem zweiten Ausgangsknoten, erstes kapazitives Mittel zur kapazitiven Kopplung des ersten und zweiten Ausgangsknotens; zweites kapazitives Mittel zur selektiven kapazitiven Kopplung des ersten und zweiten Ausgangsknotens; sowie Mittel zur Bereitstellung einer Impedanz in einem Schaltkreis, der die zweiten kapazitiven Mittel enthält. In einem ersten Zustand koppeln die zweiten kapazitiven Mittel den ersten und zweiten Ausgangsknoten kapazitiv. In einem zweiten Zustand koppeln die zweiten kapazitiven Mittel den ersten und zweiten Ausgangsknoten kapazitiv zur Bereitstellung einer Impedanz.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst ein Verfahren zum Verstärken eines Signals folgendes: Verstärken des Signals zur Erzeugung eines ersten verstärkten Signals, wobei das Verstärken des Signals von einer ersten Verstärkerstufe durchgeführt wird, sodass das erste verstärkte Signal in einem ersten Ausgangsknoten verfügbar ist; Verstärken des ersten verstärkten Signals, um ein zweites verstärktes Signal zu erzeugen, wobei das Verstärken des ersten verstärkten Signals von einer zweiten Verstärkerstufe durchgeführt wird, sodass das zweite verstärkte Signal in einem zweiten Ausgangsknoten verfügbar ist, wobei ein erster Kondensator elektrisch zwischen dem ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und wobei ein zweiter Kondensator eine erste Anschlussklemme hat, die zwischen den ersten Ausgangsknoten und eine zweite Anschlussklemme gekoppelt ist. Zu dem Verfahren gehören außerdem in einer ersten Phase die elektrische Kopplung der zweiten Anschlussklemme des zweiten Kondensators mit dem zweiten Ausgangsknoten sowie das Abkoppeln der zweiten Anschlussklemme des zweiten Kondensators von einem Bootstrap-Schaltkreis; sowie in einer zweiten Phase die elektrische Kopplung einer zweiten Anschlussklemme des zweiten Kondensators mit dem Bootstrap-Schaltkreis und die Abkopplung der zweiten Abschlussklemme des zweiten Kondensators von dem zweiten Ausgangsknoten.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1A ist ein schematisches Blockschaltbild, das einen konventionellen zweistufigen Verstärker mit einem Miller-Kompensationsblock illustriert.
1B ist ein schematischer Stromlaufplan, der einen konventionellen Miller-Kompensationsblock illustriert.
2A ist ein schematischer Stromlaufplan, der einen konventionellen Miller-Kompensationsblock zur digitalen Programmierung der Bandbreite eines Verstärkers illustriert.
2B ist ein schematischer Stromlaufplan, der eine beispielhafte Ausführung eines konventionellen Miller-Kompensationsblocks zur digitalen Programmierung der Bandbreite eines Verstärkers illustriert.
2C ist ein schematischer Stromlaufplan, der einen konventionellen Miller-Kompensationsblock gemäß einer Ausführungsform illustriert.
3 ist ein Stromlaufplan eines gefalteten Kaskodenverstärkers mit Verstärkungserhöhung und einem Miller-Kompensationsblock gemäß einer Ausführungsform.
4 ist ein Stromlaufplan eines gefalteten Kaskodenverstärkers mit Verstärkungserhöhung und einem Miller-Kompensationsblock gemäß einer anderen Ausführungsform.
5 ist ein Stromlaufplan eines gefalteten Kaskodenverstärkers mit Verstärkungserhöhung und einem Miller-Kompensationsblock gemäß einer anderen Ausführungsform.
6 ist ein Stromlaufplan eines gefalteten Kaskodenverstärkers mit Verstärkungserhöhung sowie einem Klasse AB-Steuerkreis und Miller-Kompensationsblock gemäß einer weiteren Ausführungsform.
7 ist ein Stromlaufplan eines gefalteten Kaskodenverstärkers mit Verstärkungserhöhung mit einem Miller-Kompensationsblock gemäß einer anderen Ausführungsform.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die folgende detaillierte Beschreibung bestimmter Ausführungsformen enthält eine Reihe von Beschreibungen spezifischer Ausführungsformen der Erfindung. Die Erfindung kann jedoch auf vielfache Weise ausgeführt werden, wie von den Patentansprüchen definiert und abgedeckt wird. In der vorliegenden Beschreibung wird auf die Zeichnungen Bezug genommen, wobei dieselben Verweisziffern identische bzw. funktional ähnliche Elemente anzeigen.
Miller-Kompensation mit wählbaren Kondensatoren
In einer Ausführungsform kann ein Miller-Kompensationsblock eine Reihe auswählbarer Kondensatoren umfassen, die zwischen der ersten und zweiten Stufe gekoppelt sind, sowie eine Impedanz, die sich an die Kondensatoren anschließen lässt, wenn die Kondensatoren elektrisch von der zweiten Verstärkerstufe abgekoppelt sind. Die Kondensatoren können verschiedene Werte haben, wie z. B. binäre Gewichtung, oder auch denselben Wert bzw. dieselbe „Einheit”. Auch wenn sie hier in Verbindung mit Einheitskondensatoren dargestellt werden, lassen sich die vorliegend beschriebenen Prinzipien und Vorteile auch auf andere Gewichtungen anwenden. Diese Konfiguration ermöglicht den Kondensatoren bei elektrischer Abkopplung von dem Ausgang der zweiten Verstärkerstufe einen Gleichstrompfad nach Erde, um zu vermeiden, dass sie massefrei bleiben. Weiterhin kann die Impedanz zum Frequenzgang eines sich ergebenden Shunt-Stromkreises eine Null beitragen, wodurch die Phasenreserve und Stabilität des Verstärkers verbessert wird.
In 2C sehen wir einen Miller-Kompensationsblock 130 mit einer Impedanz gemäß einer Ausführungsform, die unten beschrieben wird. Der Miller-Kompensationsblock 130 kann anstelle von Miller-Kompensationsblock 30 im Verstärker 1 von 1A verwendet werden. In der abgebildeten Ausführungsform umfasst der Miller-Kompensationsblock 130 einen voreingestellten Miller-Kompensationskondensator 141, zusätzliche bzw. auswählbare Kompensationskondensatoren 142a–142n, erste Schalter 151a–151n, zweite Schalter 152a–152n sowie Impedanzen 160a–160n. In manchen Ausführungsformen entspricht der voreingestellte Miller-Kompensationskondensator 141 einem expliziten Kondensator und nicht nur möglicherweise vorhandener parasitärer Kapazität.
Der voreingestellte Miller-Kompensationskondensator 141 kann über eine erste Anschlussklemme verfügen, die elektrisch an den Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 gekoppelt ist, sowie über eine zweite Anschlussklemme, die elektrisch an den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 132 gekoppelt ist. Andere Details in Bezug auf den voreingestellten Miller-Kompensationskondensator 141 können wie oben beschrieben in Verbindung mit Kompensationskondensator 141 von 1B, 2A und 2B sein.
Jeder der zusätzlichen Einheitskompensationskondensatoren 142a–142n kann über eine erste Anschlussklemme verfügen, die elektrisch an den Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 gekoppelt ist, sowie über eine zweite Anschlussklemme, die sich elektrisch an den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 132 über jeweils einen der ersten Schalter 151a–151n anschließen lässt. Die zweite Anschlussklemme der jeweiligen Kondensatoren 142a–142n lässt sich ebenfalls elektrisch an jeweils eine der Impedanzen 160a–160n über jeweils einen der zweiten Schalter 152a–152n anschließen. Jede der Impedanzen 160a–160n ist elektrisch zwischen jeweils einem der zweiten Schalter 152a–152n und einer Referenzspannung Vss (z. B. Erde) gekoppelt. Die ersten und zweiten Schalter 151a–151n, 152a–152n können von einem Regler (nicht abgebildet) digital gesteuert werden, der entweder extern oder Teil von Verstärker 1 sein kann. Ein Fachmann wird erkennen, dass die Anzahl von Kondensatorreihen, ersten und zweiten Schaltern je nach Konfiguration des Schaltkreises und der Programmierlösung weit variieren kann.
Die obige Konfiguration des Miller-Kompensationsblocks 130 kann es ermöglichen, den Wert des GBWP eines zweistufigen Verstärkers zu kontrollieren, indem die Gesamtmenge der Miller-Kompensationskapazität durch die Kontrolle von digital gesteuerten Schaltern angepasst wird. In der abgebildeten Ausführungsform sind keine der Schalter 151a–151n, 152a–152n direkt mit dem Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 verbunden (d. h. zu einem Knoten mit relativ hoher Impedanz), und deshalb dürfte die Leerlaufverstärkung des Verstärkers nicht vermindert sein.
Während des Betriebs, wenn ein Schalter der ersten Schalter 151a–152n eingeschaltet ist, ist der entsprechende zweite Schalter 152a–152n ausgeschaltet, und der entsprechende Kondensator 142a–142n ist elektrisch mit dem Ausgangsknoten der zweiten Stufe 132 verbunden. Die Kapazität jedes Kondensators wird damit der Gesamtkapazität des Miller-Kompensationsblocks 130 hinzugefügt, der zu dem Wert des Kompensationskondensators C_COMP beiträgt.
Wenn ein Schalter der ersten Schalter 151a–152n ausgeschaltet ist, ist der entsprechende zweite Schalter 152a–152n eingeschaltet, und der Kondensator 142a–142n ist elektrisch zwischen dem Ausgangsknoten der ersten Stufe 131 und einer entsprechenden Impedanz 160a–160n verbunden.
Die Impedanzen 160a–160n dienen dazu, einen gewissen Impedanzwert zwischen den Anschlussklemmen herzustellen, welcher zum Frequenzgang eines resultierenden Shunt-Stromkreises eine Null beiträgt. Oft verursacht die resultierende Null eine Null im Gesamtfrequenzgangs des Verstärkers. Wenn die Frequenzposition der hinzugefügten Null im Gesamtfrequenzgang höher ist als die Frequenz des niedrigsten nichtdominanten Pols, hat diese Null normalerweise keinen nennenswerten Effekt auf den Frequenzgang und die Stabilität des Verstärkers. Falls jedoch die Position der Null relativ nah an der Frequenz des niedrigsten nichtdominanten Pols liegt, kann die Null die Phasenreserve sowie die Stabilität des Verstärkers verbessern.
Zweistufiger, gefalteter Kaskodenverstärker mit Verstärkungserhöhung und Miller-Kompensation
In einer Ausführungsform kann ein mehrstufiger Verstärker eine erste Verstärkerstufe und eine zweite Verstärkerstufe umfassen. Die erste Verstärkerstufe kann beispielsweise über eine gefaltete Kaskoden-Topologie verfügen, doch andere Topologien sind ebenfalls möglich. Außerdem kann die erste Verstärkerstufe über eine Verstärkungserhöhung verfügen, und zwar durch zusätzliche verstärkungserhöhende Verstärker oder Stufen. Die erste Verstärkerstufe kann aufgrund der Erhöhung des Verstärkungsfaktors über einen relativen hohen Impedanz-Ausgangsknoten verfügen. In einer solchen Ausführungsform kann der Verstärker einen Miller-Kompensationsblock mit einer oder mehreren Impedanzen wie oben im Zusammenhang mit 2C beschrieben enthalten.
Im Folgenden wird ein gefalteter zweistufiger Kaskodenverstärker mit Verstärkungserhöhung und Miller-Kompensation gemäß einer Ausführungsform unter Bezugnahme auf 3 beschrieben. Der abgebildete Zweistufenverstärker 300 enthält eine erste Verstärkerstufe 380, eine zweite Verstärkerstufe 390 sowie einen Miller-Kompensationsblock 330. Eine externe Last 40 ist in 3 zu Erläuterungszwecken abgebildet und kann außerhalb vom Verstärker 300 liegen. Die erste Verstärkerstufe 380 kann erste bis zehnte Transistoren 301–310, erste bis fünfte Knoten 311–316 und einen Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 enthalten, sowie erste und zweite Verstärker zur Erhöhung des Verstärkungsfaktors 351, 352 und eine Stromquelle 353. Die zweite Verstärkerstufe 390 kann Erst- und Zweitstufen-Transistoren 321, 322 sowie einen Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 enthalten. Die externe Last 40 kann einen Belastungswiderstand 373 enthalten sowie einen Belastungskondensator 374. Der Miller-Kompensationsblock 330 kann einen voreingestellten Miller-Kondensator 341, einen zusätzlichen Miller-Kondensator 342, einen ersten Schalter 356, einen zweiten Schalter 357 sowie eine Impedanz 360 umfassen. Ein Fachmann wird zu schätzen wissen, dass zusätzliche Gruppen von Miller-Kondensatoren, ersten Schaltern, zweiten Schaltern und Impedanzen wie oben im Zusammenhang mit 2C beschrieben hinzugefügt werden können.
Der erste Transistor 301 dient zum Empfang einer n-Komponente V_INN eines Differenzsignals, das die Form eines Spannungssignals haben kann. In der abgebildeten Ausführungsform ist der erste Transistor 301 ein PMOS-Transistor mit einer Source, die elektrisch an den ersten Knoten 311 gekoppelt ist, einem Drain, das elektrisch an den zweiten Knoten 312 gekoppelt ist, und einem Gate, das zum Empfang der n-Komponente V_INN des Eingangssignals konfiguriert ist.
Der zweite Transistor 302 dient zum Empfang einer p-Komponente V_INP des Differenzeingangssignals. In einer Ausführungsform ist die p-Komponente komplementär zu der n-Komponente V_INN des Eingangssignals. In anderen Ausführungsformen kann die p-Komponente unabhängig von der n-Komponenten V_INN des Eingangssignals sein. In der abgebildeten Ausführungsform ist der zweite Transistor 302 ein PMOS-Transistor mit einer Source, die elektrisch an den ersten Knoten 311 gekoppelt ist, einem Drain, das elektrisch an den dritten Knoten 313 gekoppelt ist, und einem Gate, das zum Empfang der p-Komponente V_INP des Eingangssignals konfiguriert ist. Es versteht sich jedoch, dass die Spiegelbildversion der Schaltkreise von 3–7 ebenfalls anwendbar ist, sodass beispielsweise der zweite Transistor 302 ein NMOS-Transistor sein kann, die Richtung der Ströme umgedreht sein kann und in manchen Fällen die Spannungsreferenzen V_DD und V_SS umgekehrt sein können.
Der dritte Transistor 303 bietet eine Stromquelle beim zweiten Knoten 312. Der dritte Transistor 303 kann ein NMOS-Transistor sein, mit einer elektrisch an eine zweite Spannungsreferenz V_SS (z. B. Erde) gekoppelten Source, einem Drain, das elektrisch an den zweiten Knoten 312 gekoppelt ist, und einem Gate, das über den vierten Knoten 314 elektrisch an eine erste Vorspannung V_B1 gekoppelt ist.
Der vierte Transistor 304 bietet eine Stromquelle beim dritten Knoten 313. Der vierte Transistor 304 kann ein NMOS-Transistor sein, mit einer elektrisch an eine zweite Spannungsreferenz V_SS gekoppelten Source, einem Drain, das elektrisch an den dritten Knoten 313 gekoppelt ist, und einem Gate, das über den vierten Knoten 314 elektrisch an eine erste Vorspannung V_B1 gekoppelt ist.
Der fünfte Transistor 305 kann ein PMOS-Transistor mit einer Source sein, die elektrisch an eine erste Spannungsreferenz V_DD gekoppelt ist, einem Drain, das an die Source des sechsten Transistors 306 gekoppelt ist, und einem Gate, das elektrisch an den fünften Knoten 315 gekoppelt ist.
Der sechste Transistor 306 kann ein PMOS-Transistor mit einer Source sein, die elektrisch an das Drain des fünften Transistors 305 gekoppelt ist, einem elektrisch mit dem fünften Knoten 315 gekoppelten Drain und einem elektrisch an eine dritte Vorspannung V_B3 gekoppelten Gate. Der siebte Transistor 307 kann ein NMOS-Transistor mit einer Source sein, die elektrisch an den zweiten Knoten 312 gekoppelt ist, einem Drain, das elektrisch an den fünften Knoten 315 gekoppelt ist, und einem Gate, das elektrisch an eine zweite Vorspannung V_B2 gekoppelt ist. Die fünften bis siebten Transistoren 305–307 bilden einen ersten Stromkreis eines gefalteten Kaskodenstromspiegels.
Der achte Transistor 308 kann ein PMOS-Transistor mit einer Source sein, die elektrisch an eine erste Spannungsreferenz V_DD gekoppelt ist, einem Drain, das elektrisch an die Source des sechsten Transistors 316 gekoppelt ist, und einem Gate, das elektrisch an den fünften Knoten 315 gekoppelt ist. Der achte Transistor 308 dient dazu, einen Strom durch den neunten Transistor 309 zumindest teilweise in Reaktion auf ein Signal des fünften Knotens 315 fließen zu lassen.
Der neunte Transistor 309 kann ein PMOS-Transistor mit einer Source sein, die elektrisch an den sechsten Knoten 316 gekoppelt ist, einem elektrisch mit dem Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 gekoppelten Drain und einem elektrisch an den Ausgang des ersten Verstärkers mit Verstärkungserhöhung 351 gekoppelten Gate. Der zehnte Transistor 310 kann ein NMOS-Transistor mit einem Drain sein, das elektrisch an den ersten Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 gekoppelt ist, einer elektrisch an den dritten Knoten 313 gekoppelten Source und einem Gate, das elektrisch an den Ausgang des zweiten Verstärkers mit Verstärkungserhöhung 352 gekoppelt ist. Die achten bis zehnten Transistoren 308–310 bilden einen zweiten Schaltkreis des gefalteten Kaskodenstromspiegels. Die achten bis zehnten Transistoren 308–310 bilden einen Kaskodenstromspiegel bzw. eine Kaskodenstufe und können im Zusammenhang mit diesem Dokument jeweils als „erste bis dritte Kaskodentransistoren” bezeichnet werden.
Der erste Transistor der zweiten Stufe 321 in der zweiten Verstärkerstufe 20 kann ein PMOS-Transistor sein, mit einer elektrisch an die erste Spannungsreferenz V_DD gekoppelten Source, einem elektrisch an den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 gekoppelten Drain und einem Gate, das elektrisch an den Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 gekoppelt ist. Der erste Transistor der zweiten Stufe 321 dient dazu, eine relativ geringe Verstärkung für die zweite Verstärkerstufe 20 bereitzustellen. Beispielsweise kann die Verstärkung zwischen circa 10 dB und circa 50 dB liegen.
Der zweite Transistor der zweiten Stufe 322 in der zweiten Verstärkerstufe 20 kann ein NMOS-Transistor sein, mit einer elektrisch an die zweite Spannungsreferenz V_SS gekoppelten Source, einem elektrisch an den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 gekoppelten Drain und einem Gate, das elektrisch über den vierten Knoten 314 an die erste Vorspannung V_B1 gekoppelt ist. Das Gate des zweiten Transistors der zweiten Stufe 322 kann als Eingangsknoten der zweiten Stufe dienen. Der zweite Transistor der zweiten Stufe 322 dient als Stromquelle, die zumindest teilweise in Reaktion auf die erste Vorspannung V_B1 einen Strom bereitstellt.
Der erste Verstärker mit Verstärkungserhöhung 351 umfasst einen Eingang, der elektrisch an den sechsten Knoten 316 gekoppelt ist, sowie einen Ausgang, der elektrisch an das Gate des neunten Transistors 309 gekoppelt ist. Der zweite Verstärker mit Verstärkungserhöhung 352 umfasst einen Eingang, der elektrisch an den dritten Knoten 313 gekoppelt ist, sowie einen Ausgang, der elektrisch an das Gate des zehnten Transistors 310 gekoppelt ist. Die Verstärker mit Verstärkungserhöhung 351, 352 können auch als „verstärkungserhöhende Stufen” oder als „verstärkungssteigernde Verstärker oder Stufen” bezeichnet werden.
Die Verstärker mit Verstärkungserhöhung 351, 352 können die erste Verstärkerstufe 380 mit einem erhöhten Verstärkungsfaktor im Vergleich zu einer ersten Verstärkerstufe ohne diese versorgen. Der erste Verstärker mit Verstärkungserhöhung 351 und der zweite Verstärker mit Verstärkungserhöhung 352 erhöht jeweils die Kaskodenwirkung des neunten und zehnten Transistors 309, 310, indem die Kopplung vom Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 an das Drain der Transistoren reduziert wird. Die Verstärker 351, 352 erhöhen auch die Impedanz des Ausgangsknotens der ersten Stufe 331 durch den Verstärkungsfaktor der Verstärker 351, 352.
Die Stromquelle 353 hat eine erste Anschlussklemme, die elektrisch an die erste Spannungsreferenz V_DD gekoppelt ist, sowie eine zweite Anschlussklemme, die elektrisch an den ersten Knoten 311 gekoppelt ist. Die Stromquelle 353 dient dazu, den ersten und zweiten Transistor 301, 302 mit Strom zu versorgen.
Der Belastungswiderstand 373 kann über ein erstes Endstück verfügen, das elektrisch an den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 gekoppelt ist, sowie über ein zweites Endstück, das elektrisch an die zweite Spannungsreferenz V_SS gekoppelt ist. Der Belastungskondensator 374 kann über eine erste Anschlussklemme verfügen, die elektrisch an den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 gekoppelt ist, sowie über eine zweite Anschlussklemme, die elektrisch an die zweite Spannungsreferenz V_SS gekoppelt ist.
Der voreingestellte Kondensator 341 in dem Miller-Kompensationsblock 330 kann über eine erste Anschlussklemme verfügen, die elektrisch an den Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 gekoppelt ist, sowie über eine zweite Anschlussklemme, die elektrisch an den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 gekoppelt ist. Der zusätzliche Miller-Kondensator 342 kann über eine erste Anschlussklemme verfügen, die elektrisch an den Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 gekoppelt ist, sowie über eine zweite Anschlussklemme, die elektrisch an den ersten Schalter 356 gekoppelt ist.
Der erste Schalter 356 hat ein erstes Endstück, das elektrisch an den zusätzlichen Miller-Kondensator 342 gekoppelt ist, sowie ein zweites Endstück, das elektrisch an den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 gekoppelt ist. Der erste Schalter 357 ist elektrisch zwischen den zusätzlichen Miller-Kondensator 342 und die Impedanz 360 gekoppelt. Die Impedanz 360 ist elektrisch zwischen den zweiten Schalter 357 und die zweite Spannungsreferenz V_SS gekoppelt.
In der abgebildeten Ausführungsform ist aus Klarheitsgründen nur eine Gruppe des zusätzlichen Miller-Kondensators 342, der ersten und zweiten Schalter 356, 357 und der Impedanz 360 im Miller-Kompensationsblock 330 abgebildet. Ein Fachmann wird jedoch erkennen, dass die Anzahl solcher Gruppen bzw. Reihen je nach Gestaltung und Auflösung des Schaltkreises weit variieren kann, wie oben in Verbindung mit 2C beschrieben. Im Kontext des vorliegenden Dokuments kann der in 3 gezeigte Schaltkreis als ein zweistufiger, gefalteter Kaskoden-Miller-Verstärker mit Verstärkungserhöhung bezeichnet werden.
In der abgebildeten Ausführungsform wird die erste Verstärkerstufe 380 von den die Verstärkung erhöhenden Verstärkern 361, 362 mit erhöhter Verstärkung versorgt, weshalb der Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 eine relativ hohe Impedanz hat. Der Miller-Kompensationsblock 330 mit der bzw. den Impedanz(en) 360 kann die oben in Verbindung mit 1B, 2A und 2B beschriebenen Probleme reduzieren und zugleich die Phasenreserve und Stabilität des Verstärkers wie oben in Verbindung mit 2C beschrieben verbessern.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf 4 ein zweistufiger gefalteter Kaskodenverstärker mit Verstärkungserhöhung und Miller-Kompensation gemäß einer weiteren Ausführungsform beschrieben. Der abgebildete zweistufige Verstärker 400 umfasst eine erste Verstärkerstufe 410, eine zweite Verstärkerstufe 420, einen Miller-Kompensationsblock 430 und eine externe Last 440. Die externe Last 440 ist zu Erläuterungszwecken mit in 4 enthalten, und kann außerhalb von Verstärker 400 liegen.
Die Konfigurationen der ersten Verstärkerstufe 410, der zweiten Verstärkerstufe 420, des Miller-Kompensationsblocks 430 und der externen Last 440 in 4 können dieselben sein wie die in der ersten Verstärkerstufe 380, der zweiten Verstärkerstufe 390, dem Miller-Kompensationsblocks 330 und der externen Last 40 in 3, mit Ausnahme dessen, dass die Impedanz 360 durch einen Widerstand 460 ersetzt wird. In manchen Ausführungsformen kann der Widerstand 460 ein variabler Widerstand oder ein programmierbarer Widerstand sein.
In der abgebildeten Ausführungsform ist aus Klarheitsgründen nur eine Gruppe des zusätzlichen Miller-Kondensators 342, der ersten und zweiten Schalter 356, 357 und des Widerstand 460 im Miller-Kompensationsblock 430 abgebildet. Ein Fachmann wird jedoch erkennen, dass die Anzahl solcher Gruppen je nach Gestaltung und Auflösung des Schaltkreises weit variieren kann, wie oben in Verbindung mit 2C beschrieben.
Während des Betriebs wird der Frequenzgang von Verstärker 400 von dem dominanten Pol am Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 dominiert. Ein erster nichtdominanter Pol kann sich am Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 befinden. Eine Null kann von dem zusätzlichen Miller-Kondensator 342 gebildet werden, der eine zweite Kapazität C_{COMP_OFF} hat, wenn er vom voreingestellten Miller-Kondensator 341 mit einer ersten Kapazität abgekoppelt und über den zweiten Schalter 357 an den Widerstand 460 angeschlossen ist (d. h. wenn der erste Schalter 356 ausgeschaltet und der zweite Schalter 357 eingeschaltet ist). Der zusätzliche Miller-Kondensator 342 in einem solchen Zustand kann „nicht-ausgewählter Kondensator” genannt werden.
Die effektive Frequenz des dominanten Pols kann mit der Gleichung (4) ausgedrückt werden. In Gleichung (4) ist die Variable C_COMP die Kapazität des voreingestellten Miller-Kondensators 341 und Variable C_{COMP_OFF} die Kapazität des zusätzlichen Miller-Kondensators 342 bei Trennung vom voreingestellten Miller-Kondensator. Variable A₂ ist die Verstärkung der zweiten Verstärkerstufe 420 und kann wie folgt ausgedrückt werden: A₂ = G_M2·R_OUT, wobei der Wirkwiderstand R_OUT sowohl die Impedanz R_L des externen Belastungswiderstands 373 mit einschließt als auch die Ausgangsimpedanz der Transistoren der zweiten Stufe 321, 322. Die Variable G_M2 ist die Transkonduktanz des Transistors der zweiten Stufe 321.
Der Beitrag des Miller-Kompensationskondensators 341 zur Frequenz des dominanten Pols wird aufgrund des Miller-Effekts mit der Verstärkung A₂ der zweiten Verstärkerstufe 420 multipliziert. Der Miller-Effekt bezeichnet eine Erhöhung in der äquivalenten Eingangskapazität eines Spannungsumkehrverstärkers aufgrund eines Verstärkens der Kapazität zwischen Eingangs- und Ausgangsterminals.
Wie oben erwähnt ist das GBWP eines Verstärkers eine Funktion der Frequenz des dominanten Pols und der Leerlaufverstärkung G_CL des Verstärkers und Rauschverstärkung G_CL, die in Form der folgenden Gleichung (5a) bzw. (5b) ausgedrückt werden kann. Es wird in diesem Beispiel davon ausgegangen, dass im Frequenzgang keine zusätzlichen Pole oder Nullen unter dem Wert des GBWP vorhanden sind. In Gleichung (5a) ist G_OL = A₁·A₂, A₁ = G_M1·R_DOM und G_M1 ist die Transkonduktanz des ersten und zweiten Transistors der ersten Stufe 301, 302.
Die in 4 gezeigte Konfiguration kann eine relativ robuste Leistung bei einer relativ hohen Lastimpedanz am Ausgang von Verstärker 400 liefern, wenn die Verstärkung A₂ der zweiten Verstärkerstufe 420 relativ hoch ist, und der Beitrag der Kapazität C_{COMP_OFF} des nicht ausgewählten Kondensators zu der Frequenz des GBWP im Vergleich zum Beitrag der Kapazität C_COMP des voreingestellten Miller-Kondensators 341 relativ gering ist. Bei relativ niedrigen Lastimpedanzwerten wird jedoch die Verstärkung der zweiten Verstärkerstufe 420 niedriger, und der Beitrag der ungenutzten Kapazität des zusätzlichen Miller-Kondensators 342 zu dem Frequenzwert des dominanten Pols kann signifikant werden.
In einer typischen Instrumentationsverstärker- oder Operationsverstärkeranwendung können die Nutzer die Lastimpedanz aus einem breiten Spektrum von relativ geringen Werten bis relativ sehr hohen Werten auswählen. In diesem Fall wird die Frequenz des GBWP abhängig von der Lastimpedanz bei relativ niedrigen Werten der Lastimpedanz, und infolgedessen wird das GBWP auch abhängig von der Lastimpedanz gemäß der Gleichung (5a) oder (5b) oben. Eine der Lösungen besteht darin, die Frequenz der Null, 1/2π(C_{COMP_OFF}·Rz), durch die Erhöhung des Werts von R_Z (beispielsweise der Wert von Widerstand 460 in 4) weit unter das GBWP zu senken, sodass der Beitrag von C_{COMP_OFF} zum Frequenzgang des dominanten Pols bei Frequenzen oberhalb von 1/2π(C_{COMP_OFF}·Rz) wegfällt und deshalb den Wert des GBWP nicht beeinflusst. In diesem Fall kann jedoch die relativ niedrige Frequenznull 1/2π(C_{COMP_OFF}·Rz) eine langsam einschwingende Komponente im Einschwingverhalten des Verstärkers verursachen und die Einschwinggeschwindigkeit und Genauigkeit des Verstärkers beeinträchtigen. Derartige Probleme können durch aktives Bootstrapping angegangen werden, wie unten beschrieben wird.
Im Folgenden wird ein zweistufiger gefalteter Kaskodenverstärker mit Verstärkungserhöhung und Miller-Kompensation unter Bezugnahme auf 5 in einer weiteren Ausführungsform beschrieben. Der abgebildete zweistufige Verstärker 500 umfasst eine erste Verstärkerstufe 510, eine zweite Verstärkerstufe 520 und einen Miller-Kompensationsblock 530. Eine externe Last 540 ist in 5 zu Erläuterungszwecken mit abgebildet und kann sich außerhalb des Verstärker 500 befinden.
Die Konfigurationen der ersten Verstärkerstufe 510, der zweiten Verstärkerstufe 520, des Miller-Kompensationsblocks 530 und der externen Last 540 in 5 können dieselben sein wie die in der ersten Verstärkerstufe 380, der zweiten Verstärkerstufe 390, dem Miller-Kompensationsblocks 330 und der externen Last 40 in 3, mit Ausnahme dessen, dass der Miller-Kompensationsblock 530 einen Bootstrap-Schaltkreis 560 enthält. In einer Ausführungsform kann der Bootstrap-Schaltkreis 560 als Spannungsfolger implementiert werden. In anderen Ausführungsformen kann der Bootstrap-Schaltkreis 560 eine andere geeignete Konfiguration aufweisen.
In der abgebildeten Ausführungsform umfasst der Spannungsfolger einen Sourcefolger-Transistor 561, eine zweite Stromquelle 562 und einen siebten Knoten 563. In anderen Ausführungsformen kann der Spannungsfolger eine andere geeignete Konfiguration aufweisen.
In einer Ausführungsform ist der Transistor 561 eine Drainschaltungskonfiguration. Der Transistor 561 kann ein NMOS-Transistor sein, der eine Source hat, die elektrisch an den siebten Knoten 563 gekoppelt ist, ein Drain, das elektrisch an die erste Spannungsreferenz V_DD gekoppelt ist, sowie ein Gate, das elektrisch an den Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 gekoppelt ist. Die zweite Stromquelle 562 kann zwischen dem siebten Knoten 563 und der zweiten Spannungsreferenz V_SS gekoppelt sein, sodass ein Strom I₁ auf die zweite Spannungsreferenz V_SS zufließt. Der siebte Knoten 563 ist elektrisch an den zweiten Schalter 357 gekoppelt, sodass der zweite Schalter 357 elektrisch zwischen den zusätzlichen Miller-Kondensator 342 und den siebten Knoten 563 gekoppelt ist. In einer anderen Ausführungsform kann der Transistor 561 ein bipolarer NPN-Transistor sein.
In einer weiteren Ausführungsform kann eine Spiegelbildversion des Bootstrap-Schaltkreises 560 anstelle des Bootstrap-Schaltkreises 560 in 5 benutzt werden. In einer solchen Ausführungsform kann der Bootstrap-Schaltkreis einen PMOS-Transistor mit einschließen, der über eine Source verfügt, die elektrisch an den siebten Knoten 563 gekoppelt ist, ein Drain, das elektrisch an die zweite Spannungsreferenz V_SS gekoppelt ist, und ein Gate, das elektrisch an den Ausgangsknoten der ersten Stufe 331 gekoppelt ist. Der siebte Knoten 563 ist elektrisch an den zweiten Schalter 357 gekoppelt. Der Bootstrap-Schaltkreis kann auch eine zweite Stromquelle umfassen, die elektrisch zwischen den siebten Knoten 563 und die erste Spannungsreferenz V_DD gekoppelt ist, sodass ein Strom I₁ auf den siebten Knoten 563 zufließt. In einer anderen Ausführungsform kann der PMOS-Transistor durch einen ein bipolarer PNP-Transistor ersetzt werden.
In der abgebildeten Ausführungsform ist aus Klarheitsgründen nur eine Gruppe des zusätzlichen Miller-Kondensators 342, der ersten und zweiten Schalter 356, 357, des Transistors 561 und der zweiten Stromquelle 562 im Miller-Kompensationsblock 530 abgebildet. Ein Fachmann wird jedoch erkennen, dass die Anzahl solcher Gruppen bzw. Reihen je nach Gestaltung und Auflösung des Schaltkreises weit variieren kann, wie oben in Verbindung mit 2C beschrieben.
In der abgebildeten Ausführungsform ändert sich das GBWP des Verstärkers 500 bei relativ niedrigen Werten der Lastimpedanz nicht, während die Einschwinggeschwindigkeit und -genauigkeit nicht beeinflusst werden. Dies ist dem aktiven Bootstrap-Schaltkreis 560 zu verdanken. Der aktive Bootstrap-Schaltkreis stellt die schnelle und akkurate Einschwingen der Spannung über die ungenutzten Kondensatoren des Miller-Kompensationsblocks 530 sicher, und bietet zugleich eine relativ hohe Impedanz beim ersten Ausgangsknoten der ersten Stufe 331, womit der Einfluss von C_{COMP_OFF} auf das GBWP des Verstärkers reduziert wird.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf 6 und gemäß einer weiteren Ausführungsform ein gefalteter zweistufiger Kaskodenverstärkers mit Verstärkungserhöhung beschrieben, der über einen Klasse AB-Treiber mit Miller-Kompensationsblock verfügt. Der abgebildete zweistufige Verstärker 600 umfasst eine erste Verstärkerstufe 610, eine zweite Verstärkerstufe 620, sowie einen ersten und zweiten Miller-Kompensationsblock 630a. Eine externe Last 640 ist in 6 zu Erläuterungszwecken abgebildet, und kann sich außerhalb des Verstärkers 600 befinden.
Die Konfiguration der ersten Verstärkerstufe 610 kann dieselbe sein wie die der ersten Verstärkerstufe 380 von 3, mit Ausnahme dessen, dass die erste Verstärkerstufe 610 einen Klasse AB-Treiber enthält, der Eingänge hat, die elektrisch jeweils an das Drain des neunten Transistors 309 und das Drain des zehnten Transistors 310 gekoppelt sind. Ein Fachmann wird erkennen, dass der Klasse AB-Treiber ein beliebiger geeigneter Klasse AB-Treiber sein kann, der von der Spannungsdifferenz zwischen dem Drain des neunten Transistors 309 und dem Drain des zehnten Transistors 310 angetrieben werden kann. Der Klasse AB-Treiber hat außerdem einen ersten Ausgang, der einen ersten Ausgangsknoten 331a der ersten Verstärkerstufe 610 bildet, sowie einen zweiten Ausgang, der einen zweiten Ausgangsknoten 331b der ersten Verstärkerstufe 610 bildet.
Die Konfigurationen der zweiten Verstärkerstufe 620 und der externen Last 640 können dieselben sein wie die der zweiten Verstärkerstufe 390 und der externen Last 40 in 3, mit Ausnahme dessen, dass das Gate des ersten Transistors der zweiten Stufe 321 elektrisch an den ersten Ausgangsknoten 331a der ersten Verstärkerstufe 610 gekoppelt ist, und dass das Gate des zweiten Transistors der zweiten Stufe 322 elektrisch an den zweiten Ausgangsknoten 331b der zweiten Verstärkerstufe 610 gekoppelt ist.
Die ersten Miller-Kompensationsblocks 630a können einen voreingestellten Miller-Kondensator 641a, einen zusätzlichen Miller-Kondensator 642a, einen ersten Schalter 651a, einen zweiten Schalter 652a sowie eine Impedanz 660a umfassen. Der voreingestellte Miller-Kondensator 641a ist elektrisch zwischen den ersten Ausgangsknoten 331a der ersten Verstärkerstufe 610 und dem Ausgangknoten der zweiten Stufe 332 gekoppelt. Der zusätzliche Miller-Kondensator 642a ist elektrisch zwischen den ersten Ausgangsknoten 331a der ersten Verstärkerstufe 610 und den ersten Schalter 651a gekoppelt. Der erste Schalter 651a ist elektrisch zwischen den zusätzlichen Miller-Kondensator 642a und den Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 gekoppelt. Der zweite Schalter 652a ist elektrisch zwischen den zusätzlichen Miller-Kondensator 642a und die Impedanz 660a gekoppelt. Die Impedanz 660a ist elektrisch zwischen den zweiten Schalter 652a und die erste Spannungsreferenz V_DD gekoppelt. Andere Details der genannten Komponenten können wie oben in Verbindung mit dem Miller-Kompensationsblock 330 in 3 beschrieben werden.
Die zweiten Miller-Kompensationsblöcke 630b können einen voreingestellten Miller-Kondensator 641b, einen zusätzlichen Miller-Kondensator 642b, einen ersten Schalter 651b, einen zweiten Schalter 652b, sowie eine Impedanz 660b enthalten. Der voreingestellte Miller-Kondensator 641b ist elektrisch zwischen den zweiten Ausgangsknoten 331b der ersten Verstärkerstufe 610 und dem Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 gekoppelt. Ein zusätzlicher Miller-Kondensator 642b ist elektrisch zwischen den zweiten Ausgangsknoten 331b der ersten Verstärkerstufe 610 und dem ersten Schalter 651b gekoppelt. Der erste Schalter 651b ist elektrisch zwischen den zusätzlichen Miller-Kondensator 642b und dem Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332 gekoppelt. Der zweite Schalter 652b ist elektrisch zwischen den zusätzlichen Miller-Kondensator 642b und die Impedanz 660b gekoppelt. Die Impedanz 660b ist elektrisch zwischen den zweiten Schalter 652b und die zweite Spannungsreferenz V_SS gekoppelt. Andere Details der genannten Komponenten können wie oben in Verbindung mit dem Miller-Kompensationsblock 330 in 3 beschrieben werden.
In der abgebildeten Ausführungsform ist aus Gründen der Einfachheit nur eine Gruppe des zusätzlichen Miller-Kondensators, der ersten und zweiten Schalter sowie der Impedanz in den jeweiligen Miller-Kompensationsblöcken 630a, 630b abgebildet. Ein Fachmann wird jedoch erkennen, dass die Anzahl solcher Gruppen bzw. Reihen je nach Gestaltung und Auflösung des Schaltkreises weit variieren kann, wie oben in Verbindung mit 2C beschrieben.
Der abgebildete Verstärker 600 hat zwei Hochimpedanzknoten 331a, 331b und benutzt daher zwei Miller-Kompensationsblöcke 630a, 630b zwischen den Hochimpedanzknoten 331a, 331b und dem Ausgangsknoten der zweiten Stufe 332. In dieser Ausführungsform werden zwei geschaltete Kondensatorenreihen mit zwei Impedanzen 660a, 660b zusammen mit den voreingestellten Miller-Kondensatoren 641a, 641b benutzt. Jede Impedanz 660a, 660b kann als einfacher Widerstand implementiert werden, wie oben in Verbindung mit 4 beschrieben. In anderen Ausführungsformen kann jeder der beiden Miller-Kompensationsblöcke 630a, 630b einen Bootstrap-Schaltkreis enthalten, wie oben in Verbindung mit 5 beschrieben.
Zweistufiger teleskopischer Kaskodenverstärker mit Verstärkungserhöhung und Miller-Kompensation
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf 7 und gemäß einer weiteren Ausführungsform ein teleskopischer, zweistufiger Kaskadenverstärker mit Verstärkungserhöhung und Miller-Kompensation beschrieben. In der abgebildeten Ausführungsform umfasst der Verstärker 700 eine erste Verstärkerstufe 710, eine zweite Verstärkerstufe 720 und einen Miller-Kompensationsblock 730. Eine externe Last 740 ist in 7 zu Erläuterungszwecken abgebildet, und kann sich außerhalb des Verstärkers 700 befinden.
In der abgebildeten Ausführungsform umfasst die erste Verstärkerstufe 710 erste bis achte Transistoren 701–708, erste bis vierte Knoten 711–714, einen Ausgangsknoten der ersten Stufe 731, erste und zweite Verstärker mit Verstärkungserhöhung 751, 752 sowie eine Stromquelle 753. Die zweite Verstärkerstufe 720 kann erste und zweite Transistoren der zweiten Stufe 721, 722 umfassen. Die externe Last 740 kann einen Belastungswiderstand 773 sowie einen Lastkondensator 774 mit einschließen. Der Miller-Kompensationsblock 730 kann einen voreingestellten Miller-Kondensator 741, einen zusätzlichen Miller-Kondensator 742, einen ersten Schalter 756, einen zweiten Schalter 757 sowie eine Impedanz 760 enthalten. Ein Fachmann wird erkennen, dass zusätzliche Gruppen von Miller-Kondensatoren, ersten Schaltern, zweiten Schaltern und Impedanzen hinzugefügt werden können.
Die erste Verstärkerstufe 710 hat eine teleskopische Kaskodentopologie mit Verstärkungserhöhung, die sich von der gefalteten Kaskadentopologie der Verstärker in 3–6 unterscheidet. Die Konfigurationen der zweiten Verstärkerstufe 720 und des Miller-Kompensationsblocks 730 von 7 können jedoch dieselben sein wie die der zweiten Verstärkerstufe 390 und des Miller-Kompensationsblocks 330 von 3.
Der erste Transistor 701 dient zum Empfang einer n-Komponente V_INN eines Differenzeingangssignals, das die Form eines Spannungssignals haben kann. In der abgebildeten Ausführungsform ist der erste Transistor 701 ein NMOS-Transistor mit einer Source, die elektrisch an den ersten Knoten 711 gekoppelt ist, einem Drain, das elektrisch an die Source des fünften Transistors 705 gekoppelt ist, und einem Gate, das zum Empfang der n-Komponente V_INN des Eingangssignals konfiguriert ist.
Der zweite Transistor 702 dient zum Empfang einer p-Komponente V_INP eines Differenzsignals. In der abgebildeten Ausführungsform ist der zweite Transistor 702 ein NMOS-Transistor mit einer Source, die elektrisch an den ersten Knoten 711 gekoppelt ist, einem Drain, das elektrisch an den vierten Knoten 714 gekoppelt ist, und einem Gate, das zum Empfang der p-Komponente V_INP des Eingangssignals konfiguriert ist.
Der dritte Transistor 703 kann ein PMOS-Transistor sein, mit einer elektrisch an eine erste Spannungsreferenz V_DD gekoppelten Source, einem Drain, das elektrisch an die Source des vierten Transistors 704 gekoppelt ist, und einem Gate, das elektrisch an einen zweiten Knoten 712 gekoppelt ist.
Der vierte Transistor 704 kann ein PMOS-Transistor sein, mit einer elektrisch an das Drain des dritten Transistors 703 gekoppelten Source, einem Drain, das elektrisch an den zweiten Knoten 712 gekoppelt ist, und einem Gate, das elektrisch an eine dritte Vorspannung V_B3 gekoppelt ist. Der fünfte Transistor 705 kann ein NMOS-Transistor mit einer Source sein, die elektrisch an das Drain des ersten Transistors 701 gekoppelt ist, einem Drain, das an den zweiten Knoten 712 gekoppelt ist, und einem Gate, das elektrisch an die zweite Vorspannung V_B2 gekoppelt ist. Die dritten bis fünften Transistoren 703–705 bilden einen ersten Stromkreis eines teleskopischen Kaskodenstromspiegels.
Der sechste Transistor 706 kann ein PMOS-Transistor mit einer Source sein, die elektrisch an die erste Vorspannungsreferenz V_DD gekoppelt ist, einem elektrisch mit dem dritten Knoten 713 gekoppelten Drain und einem elektrisch an den zweiten Knoten 712 gekoppelten Gate. Der sechste Transistor 706 dient dazu, einen Strom zumindest teilweise in Reaktion auf ein Signal des zweiten Knotens 712 zu dem siebten Transistor 707 fließen zu lassen.
Der siebte Transistor 707 kann ein PMOS-Transistor mit einer Source sein, die elektrisch an den dritten Knoten 713 gekoppelt ist, einem Drain, das elektrisch an einen Ausgangsknoten der ersten Stufe 731 gekoppelt ist, und einem Gate, das elektrisch an den Ausgang des ersten Verstärkers mit Verstärkungserhöhung 751 gekoppelt ist. Der achte Transistor 708 kann ein NMOS-Transistor sein, mit einem Drain, das elektrisch an den Ausgangsknoten der ersten Stufe 731 gekoppelt ist, einer Source, die elektrisch an den vierten Knoten 714 gekoppelt ist, und einem Gate, das elektrisch an den Ausgang des zweiten Verstärkers mit Verstärkungserhöhung 752 gekoppelt ist. Die sechsten bis achten Transistoren 706–708 bilden einen zweiten Stromkreis des teleskopischen Kaskodenstromspiegels.
Der erste Verstärker mit Verstärkungserhöhung 751 umfasst einen Eingang, der elektrisch an den dritten Knoten 713 gekoppelt ist, und einen Ausgang, der elektrisch an das Gate des siebten Transistors 707 gekoppelt ist. Der zweite Verstärker mit Verstärkungserhöhung 752 umfasst einen Eingang, der elektrisch an den vierten Knoten 714 gekoppelt ist, sowie einen Ausgang, der elektrisch an das Gate des achten Transistors 708 gekoppelt ist. Der erste Verstärker mit Verstärkungserhöhung 751 und der zweite Verstärker mit Verstärkungserhöhung 752 versorgen die erste Verstärkerstufe 710 mit erhöhter Verstärkung im Vergleich zu einer ersten Verstärkerstufe ohne sie. Der erste Verstärker mit Verstärkungserhöhung 751 und der zweite Verstärker mit Verstärkungserhöhung 752 erhöhten auch die Impedanz des Ausgangsknoten der ersten Stufe 731.
Die Stromquelle 753 hat eine erste Anschlussklemme, die elektrisch an den ersten Knoten 711 gekoppelt ist, sowie eine zweite Anschlussklemme, die elektrisch an die zweite Spannungsreferenz V_SS gekoppelt ist. Die Stromquelle 753 dient dazu, Ströme zum Durchlauf durch den ersten und zweiten Transistor 701, 702 bereitzustellen.
Der Verstärker 700 hat, ähnlich wie die Verstärker in 3–6 mit einer gefalteten Kaskodentopologie, eine relativ hohe Impedanz. Der Miller-Kompensationsblock 730 bietet eine gesteigerte Leistung, wie oben in Verbindung mit 2C–6 beschrieben wurde. In den anderen Ausführungsformen kann der Miller-Kompensationsblock 730 eine beliebige der oben in Verbindung mit 4–6 beschriebenen Konfigurationen haben.
In den oben in Verbindung mit 3–7 beschriebenen Ausführungsformen sind die Polaritäten der Transistoren nur als Beispiel gedacht. Für jede der Ausführungsformen ist auch eine komplementäre Konfiguration möglich, sodass PMOS und NMOS-Transistoren jeweils mit NMOS- und PMOS-Transistoren ausgetauscht werden können, und die V_DD und V_SS-Quellen austauschbar sind.
Anwendungen
Die oben beschriebenen Ausführungsformen ermöglichen es Operationsverstärkern und Instrumentationsverstärkern, einen anpassbaren Bandbreitenwert zu haben. Bei Verstärkungen über 1 kann die Frequenz des dominanten Pols derartiger Verstärker erhöht werden, um den Wert des GBWP zu maximieren. Die Prinzipien und Vorteile der Ausführungsformen lassen sich auf beliebige Arten von Mehrstufenverstärkern mit programmierbarer Verstärkung anwenden (einschließlich, jedoch nicht begrenzt auf zweistufige, dreistufige oder vierstufige Verstärker) und helfen, die maximale Bandbreite für einen beliebigen programmierbaren Geräuschverstärkungswert zu erzielen.
Ein Fachmann wird es deshalb erkennen, dass die Konfigurationen und Prinzipien der Ausführungsformen an beliebige andere geeignete elektronische Geräte angepasst werden können. Die Schaltkreise, welche die oben beschriebenen Konfigurationen einsetzen, können in verschiedene elektronische Geräte oder integrierte Schaltkreise implementiert werden. Zu den Beispielen solcher elektronischer Geräte gehören, ohne darauf beschränkt zu sein, Produkte der Unterhaltungselektronik, Teile von Unterhaltungselektronikprodukten, elektronische Testausrüstung, usw. Weitere Beispiele für elektronische Geräte können auch Schaltkreise optischer Netzwerke oder anderer Kommunikationsnetzwerke sowie Disktreiberschaltungen sein. Zu den Produkten der Unterhaltungselektronik können die folgenden zählen, ohne darauf beschränkt zu sein: Mobiltelefone, Zellbasisstationen, Telefone, Fernseher, Computerbildschirme, Handcomputer, Netbooks, Tablets, digitale Bücher, persönliche digitale Assistenten (PDA), Stereosysteme, Kassettenrecorder bzw. Kassettenspieler, DVD-Player, CD-Player, Videorecorder, Festplattenrekorder, MP3-Players, Radios, Camcorder, Kameras, digitale Kameras, portable Speicherchips, Kopierer, Faxgeräte, Scanner, multifunktionale Peripheriegeräte, Armbanduhren, Uhren, etc. Das elektronische Gerät kann zudem unfertige Produkte einschließen.
Die vorangehende Beschreibung und die Ansprüche nehmen möglicherweise darauf Bezug, dass Elemente oder Features miteinander „verbunden” oder aneinander „gekoppelt” werden. Wie in diesem Dokument verwendet und sofern nicht ausdrücklich anderweitig angegeben, bedeutet „verbunden” bzw. „angeschlossen”, dass ein Element/Feature direkt oder indirekt mit einem anderen Element/Feature verbunden ist, und zwar nicht notwendigerweise auf mechanische Weise. Ebenso bedeutet „gekoppelt”, sofern nicht ausdrücklich anderweitig angegeben, dass ein Element/Feature direkt oder indirekt an ein anderes Element/Feature gekoppelt ist, und zwar nicht notwendigerweise auf mechanische Weise. Demnach können, obwohl die verschiedenen in den Abbildungen gezeigten Schaltbilder beispielhafte Anordnungen von Elementen und Komponenten zeigen, zusätzliche eingreifende Elemente, Geräte, Features oder Komponenten in einer tatsächlichen Ausführungsform präsent sein (in der Annahme, dass die Funktionalität der abgebildeten Schaltkreise nicht negativ beeinträchtigt wird).
Obwohl diese Erfindung in Bezug auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben wurde, fallen auch andere Ausführungsformen, die für Fachleute offensichtlich sind, ebenfalls in den Anwendungsbereich dieser Erfindung. Außerdem können die verschiedenen, oben beschriebenen Ausführungsformen kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen zu bilden. Zudem können bestimmte, in Verbindung mit einer Ausführungsform gezeigte Features auch in andere Ausführungsformen integriert werden. Demgemäß wird der Anwendungsbereich der vorliegenden Erfindung allein durch Bezugnahme auf die angehängten Patentansprüche definiert.

Claims

Vorrichtung, folgendes umfassend: eine erste Verstärkerstufe eines Verstärkerschaltkreises einschließlich eines ersten Ausgangsknotens; eine zweite Verstärkerstufe des Verstärkerschaltkreises einschließlich eines zweiten Ausgangsknotens; und einen Kompensationsblock des Verstärkerschaltkreises, der elektrisch zwischen den ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, wobei der Kompensationsblock folgendes umfasst: einen voreingestellten Kompensationskondensator, der zwischen den ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist; einen auswählbaren Kompensationskondensator, wobei der auswählbare Kompensationskondensator einen ersten Anschluss hat, der elektrisch an den ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, sowie einen zweiten Anschluss, der sich über einen ersten Schalter mit dem zweiten Ausgangsknoten elektrisch verbinden lässt; und eine Impedanz, die sich über einen zweiten Schalter mit dem zweiten Anschluss des auswählbaren Kompensationskondensators elektrisch verbinden lässt, wobei der auswählbare Kompensationskondensator elektrisch in Reihe mit der Impedanz verbunden ist, wenn der auswählbare Kompensationskondensator von dem zweiten Ausgangsknoten getrennt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der in Reihe mit der Impedanz geschaltete, auswählbare Kompensationskondensator eine Null in seiner Impedanz versus Frequenz hat.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste Schalter ein erstes Endstück, das elektrisch an den zweiten Anschluss des auswählbaren Kompensationskondensators gekoppelt ist, sowie ein zweites Endstück hat, das elektrisch an den zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist; und wobei der zweite Schalter ein erstes Endstück, das elektrisch an den zweiten Anschluss des auswählbaren Kompensationskondensators gekoppelt ist, sowie ein zweites Endstück hat, das elektrisch an die Impedanz gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der erste Schalter so konfiguriert ist, dass er eingeschaltet wird, wenn der zweite Schalter ausgeschaltet ist, und wobei der erste Schalter so konfiguriert ist, dass er ausgeschaltet wird, wenn der zweite Schalter eingeschaltet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der erste und zweite Schalter jeweils Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren umfassen.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Impedanz einen Widerstand umfasst, der ein erstes und ein zweites Endstück hat, wobei das erste Endstück des Widerstands elektrisch an das zweite Endstück des zweiten Schalters gekoppelt ist und das zweite Endstück des Widerstands elektrisch an eine Spannungsreferenz gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste Verstärkerstufe außerdem einen dritten Ausgangsknoten enthält, und wobei die Vorrichtung außerdem einen weiteren Kompensationsblock umfasst, der elektrisch zwischen den zweiten und dritten Ausgangsknoten gekoppelt ist, wobei der Kompensationsblock einen zweiten voreingestellten Kompensationskondensator, der elektrisch zwischen den dritten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist; einen zweiten auswählbaren Kompensationskondensator und eine zweite Impedanz umfasst, wobei der zweite auswählbare Kompensationskondensator einen ersten Anschluss hat, der elektrisch an den dritten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und der zweite Anschluss sich über einen dritten Schalter mit dem zweiten Ausgangsknoten elektrisch verbinden lässt, wobei die zweite Impedanz sich über einen vierten Schalter mit dem zweiten Anschluss des zweiten auswählbaren Kompensationskondensator elektrisch verbinden lässt, wobei der zweite auswählbare Kompensationskondensator so konfiguriert ist, dass er sich elektrisch an die zweite Impedanz koppeln lässt, sodass der zweite auswählbare Kompensationskondensator eine Null zu dem Frequenzgang des Verstärkerschaltkreises beiträgt, wenn der zweite auswählbare Kompensationskondensator von dem zweiten Ausgangsknoten getrennt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die erste Verstärkerstufe einen Klasse AB-Treiber umfasst, der den ersten und dritten Ausgangsknoten als Ausgangsknoten hat.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste Verstärkerstufe einen oder mehrere Verstärker mit Verstärkungserhöhung umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die erste Verstärkerstufe außerdem eine Kaskodenstufe umfasst, die erste bis dritte Kaskodentransistoren sowie erste und zweite verstärkungserhöhende Verstärker enthält, wobei der erste Kaskodentransistor über einen ersten Kaskodenknoten elektrisch zwischen einer ersten Spannungsreferenz und dem zweiten Kaskodentransistor gekoppelt ist, wobei der zweite Kaskodentransistor elektrisch zwischen den ersten Kaskodenknoten und den ersten Ausgangsknoten der ersten Verstärkerstufe gekoppelt ist, wobei der dritte Kaskodentransistor elektrisch zwischen den ersten Ausgangsknoten der ersten Verstärkerstufe und einem zweiten Kaskodenknoten gekoppelt ist, wobei der erste Verstärker mit Verstärkungserhöhung einen Eingang hat, der elektrisch an den ersten Kaskodenknoten gekoppelt ist, sowie einen Ausgang, der elektrisch an das Gate des zweiten Kaskodentransistors gekoppelt ist, und wobei der zweite Verstärker mit Verstärkungserhöhung einen Eingang hat, der elektrisch an den zweiten Kaskodenknoten gekoppelt ist, sowie einen Ausgang, der elektrisch an das Gate des dritten Kaskodentransistors gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die erste Verstärkerstufe eine gefaltete Kaskodentopologie oder eine teleskopische Kaskodentopologie hat, deren Ausgangsknoten der erste Ausgangsknoten ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die zweite Verstärkerstufe einen ersten Transistor der zweiten Stufe, der elektrisch zwischen eine erste Spannungsreferenz und den zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist; einen zweiten Transistor der zweiten Stufe umfasst, der elektrisch zwischen den zweiten Ausgangsknoten und eine zweite Spannungsreferenz gekoppelt ist, wobei die zweite Spannungsreferenz eine niedrigere Spannung bereitstellt als die erste Spannungsreferenz, wobei der erste Transistor der zweiten Stufe ein Gate hat, das elektrisch an den ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und wobei der zweite Transistor der zweiten Stufe ein Gate hat, das elektrisch an eine Vorspannung gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die zweite Verstärkerstufe außerdem einen Belastungswiderstand und einen Lastkondensator hat, die beide elektrisch zwischen den zweiten Ausgangsknoten und die zweite Spannungsreferenz gekoppelt sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Verstärker mindestens Teil eines Operations- oder Instrumentationsverstärkers ist.
Vorrichtung, folgendes umfassend: eine erste Verstärkerstufe eines Verstärkerschaltkreises einschließlich eines ersten Ausgangsknotens; eine zweite Verstärkerstufe eines Verstärkerschaltkreises einschließlich eines zweiten Ausgangsknotens; und einen Kompensationsblock des Verstärkerschaltkreises, der elektrisch zwischen den ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, wobei der Kompensationsblock folgendes umfasst: einen voreingestellten Kompensationskondensator, der elektrisch zwischen den ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist; einen auswählbaren Kompensationskondensator, wobei der auswählbare Kompensationskondensator einen ersten Anschluss, der elektrisch an den ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und einen zweite Anschluss hat, der sich über einen ersten Schalter mit dem zweiten Ausgangsknoten elektrisch verbinden lässt; und einen Bootstrap-Schaltkreis, der sich über einen zweiten Schalter mit dem zweiten Anschluss des auswählbaren Kompensationskondensators elektrisch verbinden lässt, wobei der auswählbare Kompensationskondensator elektrisch in Reihe mit dem Bootstrap-Schaltkreis verbunden ist, wenn der auswählbare Kompensationskondensator von dem zweiten Ausgangsknoten getrennt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei der erste Schalter ein erstes Endstück hat, das elektrisch an den zweiten Anschluss des auswählbaren Kompensationskondensators gekoppelt ist, sowie ein zweites Endstück, das elektrisch an den zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist; und wobei der zweite Schalter ein erstes Endstück, das elektrisch an den zweiten Anschluss des auswählbaren Kompensationskondensators gekoppelt ist, sowie ein zweites Endstück hat, das elektrisch an den Bootstrap-Schaltkreis gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei der Bootstrap-Schaltkreis einen Spannungsfolger umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei der Spannungsfolger folgendes umfasst: einen elektrisch zwischen eine erste Spannungsreferenz und das zweite Endstück des zweiten Schalters gekoppelten Transistor, wobei der Transistor ein Gate hat, das elektrisch an den ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist; und eine Stromquelle, die elektrisch zwischen eine zweite Spannungsreferenz und das zweite Endstück des zweiten Schalters gekoppelt ist, wobei die zweite Spannungsreferenz eine niedrigere Spannung bereitstellt als die erste Spannungsreferenz, und wobei die Stromquelle einen Strom erzeugt, der auf die zweite Spannungsreferenz zufließt.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei der Spannungsfolger folgendes umfasst: einen Transistor, der elektrisch zwischen eine zweite Spannungsreferenz und das zweite Endstück des zweiten Schalters gekoppelt ist, wobei der Transistor ein Gate hat, das elektrisch an den ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist; und eine Stromquelle, die elektrisch zwischen eine erste Spannungsreferenz und das zweite Endstück des zweiten Schalters gekoppelt ist, wobei die zweite Spannungsreferenz eine niedrigere Spannung bereitstellt als die erste Spannungsreferenz, und wobei die Stromquelle einen Strom erzeugt, der auf den zweiten Schalter zufließt.
Elektronisches Gerät, folgendes umfassend: erstes verstärkendes Mittel zum Verstärken eines Signals zur Erzeugung eines ersten verstärkten Signals in einem ersten Ausgangsknoten; zweites verstärkendes Mittel zum Verstärken des ersten verstärkten Signals zur Erzeugung eines zweiten verstärkten Signals an einem zweiten Ausgangsknoten, erstes kapazitives Mittel zur kapazitiven Kopplung des ersten und zweiten Ausgangsknotens, zweites kapazitives Mittel zur selektiven kapazitiven Kopplung des ersten und zweiten Ausgangsknotens; sowie Mittel zur Bereitstellung einer Impedanz in einem Stromkreis, der die zweiten kapazitiven Mittel enthält, wobei in einem ersten Zustand die zweiten kapazitiven Mittel den ersten und zweiten Ausgangsknoten kapazitiv koppeln, und wobei in einem zweiten Zustand die zweiten kapazitiven Mittel den ersten Ausgangsknoten und die Mittel zur Bereitstellung einer Impedanz kapazitiv koppeln.
Elektronisches Gerät nach Anspruch 20, wobei die zweiten kapazitiven Mittel einen ersten Anschluss, der elektrisch an den ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, sowie einen zweiten Anschluss umfassen, wobei das Gerät außerdem folgendes umfasst: erste Umschaltmittel zur selektiven Kopplung des zweiten Anschlusses des zweiten kapazitiven Mittels an den zweiten Ausgangsknoten; und zweite Umschaltmittel zur selektiven Kopplung des zweiten Anschlusses der zweiten kapazitiven Mittel an die Mittel zur Bereitstellung einer Impedanz.
Elektronisches Gerät nach Anspruch 20, wobei das erste verstärkende Mittel ein oder mehrere Verstärkungserhöhungsmittel zur Erhöhung der Verstärkung der ersten verstärkenden Mittel umfasst.
Verfahren zum Verstärken eines Signals, wobei das Verfahren folgendes umfasst: Verstärken des Signals zur Erzeugung eines ersten verstärkten Signals, wobei das Verstärken des Signals von einer ersten Verstärkerstufe durchgeführt wird, sodass das erste verstärkte Signal an einem ersten Ausgangsknoten verfügbar ist; Verstärken des ersten verstärkten Signals zur Erzeugung eines zweiten verstärkten Signals, wobei das Verstärken des ersten verstärkten Signals von einer zweiten Verstärkerstufe durchgeführt wird, sodass das zweite verstärkte Signal an einem zweiten Ausgangsknoten verfügbar ist, wobei ein erster Kondensator elektrisch zwischen den ersten und zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und wobei ein zweiter Kondensator einen ersten Anschluss, der elektrisch an den ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, sowie einen zweiten Anschluss hat; in einem ersten Zustand, elektrisches Verbinden des zweiten Anschlusses des zweiten Kondensators mit dem zweiten Ausgangsknoten und Trennen des zweiten Anschlusses des zweiten Kondensators von einer Impedanz; und in einem zweiten Zustand, elektrisches Verbinden des zweiten Anschlusses des zweiten Kondensators in Reihe mit der Impedanz und Trennen des zweiten Anschlusses des zweiten Kondensators von dem zweiten Ausgangsknoten.
Verfahren nach Anspruch 23, wobei das Verfahren folgendes umfasst: Einschalten eines ersten Schalters, der zwischen den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators und den zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, sowie Ausschalten eines zweiten Schalters, der zwischen den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators und die Impedanz gekoppelt ist, im ersten Zustand; und Ausschalten des ersten Schalters und Einschalten des zweiten Schalters im zweiten Zustand.