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GEBIET DER ERFINDUNG
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Die Erfindung betrifft eine elektronische Vorrichtung und ein Verfahren zur Erzeugung einer krümmungskompensierten Bandabstandsreferenzspannung.
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HINTERGRUND
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Für verschiedene Anwendungen werden genaue Analog-Digital-Wandler benötigt, die sehr exakte Referenzspannungen mit geringer Temperaturdrift benötigen. Die Ausgestaltung und Herstellung von kostengünstigen und sehr genauen Referenzen in digitalen CMOS-Prozessen ist eine große Herausforderung. Ein weiterer wichtiger Aspekt bei der Herstellung dieser Art von elektronischen Vorrichtungen ist der Testverlauf auf einer automatischen Prüfeinrichtung (engl. automatic test equipment, ATE). Das Fertigungstrimmen ist teuer und wird somit möglichst vermieden. Ein übliches Testverfahren umfasst auch nur zwei Testdurchläufe bei zwei Temperaturen, wobei die niedrigere Temperatur nicht so niedrig ist wie die zulässige Mindesttemperatur der Vorrichtung. Das bedeutet, dass auch ein Trimmverfahren nicht unbedingt zu den genauesten Vorrichtungen führt. Somit werden elektronische Vorrichtungen und Verfahren benötigt, die eine hohe Genauigkeit bieten, ohne dass ein Trimmen erforderlich ist und die leicht zu implementieren sind.
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Bei der genauesten Vorgehensweise zur Erreichung stabiler Referenzspannungen wird der Bandabstand von Bipolartransistoren genutzt. Dies erfolgt in Bandabstandsreferenzspannungsgeneratoren. Bei dieser Art Referenzgeneratoren wird die Basis-Emitter-Spannung VBE von Bipolartransistoren genutzt. Doch auch die Basis-Emitter-Spannung eines Bipolartransistors ist nicht unbedingt über die Temperatur stabil. Dies erfordert Maßnahmen zur Stabilisierung von VBE über die Temperatur. Eine sehr ausführliche Analyse der Temperatureinflüsse auf VBE bietet Y. Tsividis in „Accurate Analysis of Temperature Effects in IC-VBE Characteristics with Application to Bandgap Reference Sources", IEEE ISSC 1980, und eine kürzere und verständlichere Analyse ist in „Precision Temperature Sensors in CMOS Technology", Springer, 2006, von M. Pertis und J. Huijsing zu finden.
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Die Änderung von VBE wird auch als Krümmung von VBE bezeichnet und kann als Ergebnis eines nichtlinearen Temperaturverhaltens des BJT-Sättigungsstroms betrachtet werden. Um VBE zu kompensieren oder linearisieren, kann ein nichtlinearer Arbeitsstrom verwendet werden, der die Nichtlinearität von VBE genau beseitigt.
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Die VBE-Krümmung kann somit gemäß unterschiedlichen Prinzipien kompensiert werden, wie etwa durch VBE-Linearisierung mit nichtlinearen Arbeitsströmen oder Arbeitsspannungen unter Verwendung einer temperaturabhängigen Verstärkung für einen ΔVBE, der zu VBE addiert wird, oder durch stückweises Addieren von linearen Spannungen zu ΔVBE und VBE, um die VBE-Krümmung zu kompensieren.
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1 zeigt eine vereinfachte schematische Darstellung einer Schaltung aus dem Stand der Technik mit einer VBE-Krümmungskompensation. Ein erster Bipolartransistor Q1 und ein zweiter Bipolartransistor Q2 mit Emitterbereichen mit einem Verhältnis von 1:N werden in zwei verschiedenen Strompfaden bereitgestellt. Beide Basen von Q1 und Q2 sowie die Kollektoren von Q1 und Q2 sind an Masse gekoppelt. Dies ist auf durch einige CMOS-Techniken auferlegte Beschränkungen zurückzuführen, bei denen Bipolartransistoren nur mit an Masse gekoppelten Basen und Kollektoren bereitgestellt werden können. Ein erster Widerstand R1 und ein zweiter Widerstand R2 sind in Reihe geschaltet und an den Kanal von Q1 gekoppelt. Ein weiterer Widerstand R2a ist an den Kanal von Q2 gekoppelt. Der Knoten zwischen R2a und dem Emitter von Q2 ist VIP, und der Knoten zwischen R1 und R2 ist VIM. Der Knoten VIP ist an den positiven Eingang eines Verstärkers OTA (Transkonduktanzverstärker) gekoppelt. Der Knoten VIN ist an den invertierten oder negativen Eingang von OTA gekoppelt. Der Ausgang von OTA ist an einen NMOS-Transistor N1 gekoppelt, der mit seinem Kanal zwischen VDD und einem NWELL-Widerstand R4 gekoppelt ist, welcher mit einem anderen Widerstand R3 in Reihe geschaltet ist. Der Widerstand R3 ist mit der anderen Seite an einen gemeinsamen Widerstandsknoten gekoppelt, an den auch die Widerstände R2a und R2 gekoppelt sind. Die VBE-Krümmungskompensation wird durch den NWELL-Widerstand R4 implementiert. Der NWELL-Widerstand R4 hat einen hohen Temperaturkoeffizienten. Die Änderung des Spannungsabfalls an R4 wird mit VBE auf Q2 und Q2 und den positiven Temperaturkoeffizienten von R3, R2, R2a und R1 kombiniert. Der nichtlineare Spannungsabfall an R4 kompensiert die Nichtlinearität von VBE. Das gezeigte Prinzip für die VBE-Krümmungskompensation ist leicht auszugestalten und kann ohne viele Änderungen bei bestehenden Ausgestaltungen hinzugefügt werden. Darüber hinaus erfordert es nicht viel zusätzliche Chipfläche. Es führt jedoch zu einer zusätzlichen Prozessempfindlichkeit bei dem Bandabstandsreferenzgenerator, die auf den NWELL-Schichtwiderstand zurückzuführen ist. Bei bekannten CMOS- oder BICMOS-Techniken ist es relativ schwierig, diesen NWELL-Schichtwiderstand zu steuern, und er führt dazu, dass die VBE-Krümmungskompensation weniger robust ist als erforderlich.
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KURZZUSAMMENFASSUNG
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Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine elektronische Vorrichtung oder ein Verfahren zur Erzeugung einer Bandabstandsreferenzspannung bereitzustellen, die genauer und auf Prozessänderungen und Fertigungsstreuung weniger empfindlich sind, ohne dabei teurer oder komplizierter zu sein als Vorrichtungen und Verfahren aus dem Stand der Technik.
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Bei einem Aspekt der Erfindung wird eine elektronische Vorrichtung bereitgestellt, die einen Bandabstandsreferenzgenerator aufweist. Der Bandabstandsreferenzgenerator kann einen ersten Pfad mit einem ersten Bipolartransistor aufweisen. Der erste Bipolartransistor kann mit seinem Kanal mit einem ersten Widerstand und einem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet sein. Der erste Widerstand kann dann an einer Seite mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet sein und auf der anderen Seite mit einem Kollektor oder Emitter des ersten Bipolartransistors gekoppelt sein. Der Bandabstandsreferenzgenerator kann ferner einen zweiten Pfad mit einem zweiten Bipolartransistor aufweisen, der mit seinem Kanal mit einem dritten Widerstand in Reihe geschaltet ist. Der dritte Widerstand kann dann mit einer Seite an einen Kollektor oder einen Emitter des zweiten Bipolartransistors gekoppelt sein. Der Begriff Kanal des Bipolartransistors bezieht sich auf den Strompfad zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Bipolartransistors. Bei einer Ausführungsform kann das Koppeln des Kanals in Reihe mit einem Widerstand bedeuten, dass entweder der Kollektor oder der Emitter des Bipolartransistors an eine Seite des Transistors gekoppelt ist, um einen Strompfad durch den Widerstand und den Kanal (vom Kollektor zum Emitter oder umgekehrt) des Bipolartransistors bereitzustellen. Der erste Bipolartransistor kann eine Emitterfläche haben, die das N-fache der Emitterfläche des zweiten Bipolartransistors beträgt. Der erste Pfad und der zweite Pfad des Bandabstandsreferenzgenerators können an einem gemeinsamen Widerstandsknoten gekoppelt sein, an den eine Seite des zweiten und des dritten Widerstands und eine Seite eines vierten Widerstands gekoppelt sind. Der vierte Widerstand kann dann an eine Quelle für variablen Strom (z. B. einen Transistor, der durch eine Rückkopplungsschleife gesteuert wird) gekoppelt sein, um einen Strom durch den vierten Widerstand zum gemeinsamen Widerstandsknoten zu speisen. Der Bandabstandsreferenzgenerator kann dann ferner eine Krümmungskompensationsstufe zur Erzeugung eines Kompensationsstroms zum Kompensieren einer temperaturabhängigen Änderung eines Spannungsabfalls am ersten und/oder zweiten Bipolartransistor aufweisen. Es kann sich dabei um eine Änderung der Basis-Emitter-Spannung eines Bipolartransistors handeln. Bei einem vorteilhaften Aspekt der Erfindung kann der Krümmungskompensationsstrom dann von dem gemeinsamen Widerstandsknoten abgeleitet werden. Dieser Aspekt der Erfindung gewährleistet, dass die elektronische Vorrichtung keinen NWELL-Widerstand benötigt, was eine Empfindlichkeit gegenüber Ausführungsparametern von NWELL-Widerständen verhindert.
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Es kann eine Regelschleife mit einem Verstärker vorgesehen sein. Der Verstärker kann mit einem ersten und einem zweiten Eingang an den ersten und zweiten Pfad gekoppelt sein. Der Verstärker kann so ausgeführt sein, dass er einen Strom durch den ersten und/oder zweiten Pfad in einer Rückkopplungskonfiguration oder Regelschleife steuert. Bei einer Ausführungsform kann der nicht invertierende Eingang des Verstärkers (z. B. eines Operationsverstärker oder eines Transkonduktanz-Operationsverstärker) an den Knoten gekoppelt sein, an dem der Kollektor oder der Emitter des zweiten Bipolartransistors und der dritte Widerstand zusammen gekoppelt sind. Der invertierende Eingang des Verstärkers kann dann an den Knoten gekoppelt sein, an dem der erste und der zweite Widerstand zusammen gekoppelt sind. Der Ausgang des Verstärkers kann dann so gekoppelt sein, dass er einen Strom durch den vierten Widerstand zum gemeinsamen Widerstandsknoten steuert. Der Ausgang des Verstärkers kann an das Steuergate eines Transistors gekoppelt sein, der mit einer Seite (z. B. Drain oder Source) an einen Versorgungsspannungsknoten und mit der jeweils anderen Seite (z. B. Source oder Drain) an eine Seite des vierten Widerstands gekoppelt ist.
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Die Krümmungskompensationsstufe zur Erzeugung eines nichtlinearen Kompensationsstroms zum Kompensieren einer temperaturabhängigen Änderung eines Spannungsabfalls an den Bipolartransistoren kann sich dann mit dem Verstärker eine Vorspannungsstufe teilen. Dies führt dazu, dass die Krümmungskompensationsstufe als Zusatz zum Verstärker implementiert werden kann, statt separat implementiert zu werden.
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Die Krümmungskompensationsstufe kann vorteilhaft als translineare Strommodusschaltung ausgeführt sein. Eine translineare Strommodusschaltung ist inhärent stabil und genau und kann auf einfache Weise als Zusatz zum Verstärker implementiert sein. Translineare Strommodusschaltungen sind dazu geeignet, Funktionen von Spannungen oder Strömen höherer Ordnung zu implementieren. Die translineare Strommodusschaltung kann einen fehlangepassten Stromspiegel aufweisen oder als solcher implementiert sein. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist die translineare Strommodusschaltung so ausgeführt, dass sie einen nichtlinearen Kompensationsstrom speist, der gewährleistet, dass ein Strom durch den ersten oder zweiten Bipolartransistor (z. B. der Kollektorstrom) mit der Temperatur gemäß der Dreierpotenz des Temperaturwerts verändert wird.
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Eine Fehlanpassung kann erreicht werden, indem in der Krümmungskompensationsstufe Widerstände verwendet werden. Die Widerstände können vorteilhaft der gleichen Art sein wie alle anderen Widerstände in dem Bandabstandsreferenzgenerator. Dies sorgt dafür, dass Widerstände einer anderen Art, wie etwa der NWELL-Transistor bei Lösungen aus dem Stand der Technik, nicht verwendet werden. Die Krümmungskompensationsstufe kann die gleichen Vorrichtungen wie der Rest des Bandreferenzgenerators verwenden (z. B. MOS-Transistoren und Polysiliziumwiderstände, mit Ausnahme des ersten Bipolartransistors und des zweiten Bipolartransistors). Der Krümmungskompensationsstrom kann dann lediglich von einer Gateoxiddicke abhängig sein, die bei CMOS-Technologien gewöhnlich gut gesteuert ist. Prozessänderungen bei den Widerstandswerten der Widerstände beeinflussen sowohl den Bandabstandskern als auch die Krümmungskompensationsstufe und den Verstärker. Die negativen Auswirkungen heben sich gegenseitig auf und verringern die Auswirkungen einer Prozessänderung.
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Der Krümmungskompensationsstrom kann vorteilhaft von der VBE-Krümmungskompensationsstufe erzeugt werden, die die translineare Strommodusschaltung gemäß den obigen Aspekten der Erfindung aufweist.
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Die VBE-Krümmungskompensationsstufe und insbesondere die translineare Strommodusschaltung oder der fehlangepasste Stromspiegel können so implementiert sein, dass der Verstärkerarbeitsstrom in einen nichtlinearen Kompensationsstrom umgewandelt wird, der in den gemeinsamen Widerstandsknoten des Bandabstandsreferenzgenerators eingespeist oder aus diesem abgeleitet wird.
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Bei einer Ausführungsform kann die Krümmungskompensationsstufe mindestens einen Stromspiegel aufweisen, der einen Widerstand in nur einem Strompfad aufweist. Der modifizierte Stromspiegel kann dann so ausgeführt sein, dass er gewährleistet, dass der Spannungsabfall am Widerstand in einem Strompfad zur Gate-Source-Spannung eines Transistors im anderen Strompfad beiträgt. Dies sorgt dafür, dass der Strom durch einen ersten Pfad des Stromspiegels die Gate-Source-Spannung eines Transistors in einem zweiten Pfad des Stromspiegels so steuert, dass der Strom im zweiten Pfad quadriert wird. Bei einer vorteilhaften Ausführungsform können zwei Stromspiegel vorgesehen sein, die, wie oben beschrieben, jeweils einen Widerstand in einem Pfad haben. Eine Kombination der beiden Stromspiegel kann dann zu einer Übertragungsfunktion für einen Eingangsstrom sorgen, die eine Funktion der vierten Potenz des Eingangsstroms sein kann.
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Die Erfindung stellt auch ein Verfahren zum Erzeugen einer Bandabstandsreferenzspannung bereit. Ein Strom durch einen ersten Pfad und einen zweiten Pfad, die jeweils einen Bipolartransistor aufweisen, wird unter Verwendung eines Verstärkers mit einer Rückkopplungsschleife gesteuert. Ein Kompensationsstrom wird erzeugt, um eine temperaturabhängige Änderung eines Spannungsabfalls an den Bipolartransistoren mit einer Krümmungskompensationsstufe zu kompensieren. Die Krümmungskompensationsstufe kann sich dann mit dem Verstärker eine gemeinsame Vorspannstufe teilen. Ein Arbeitsstrom von der Vorspannstufe kann von der Krümmungskompensationsstufe in einen nichtlinearen Strom umgewandelt werden. Der nichtlineare Kompensationsstrom kann in einen Knoten des Bandabstandsreferenzgenerators gespeist oder aus diesem abgeleitet werden, um einen Spannungsabfall an einem Widerstand zu erzeugen, der einen positiven Temperaturkoeffizienten hat.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Weitere Aspekte der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnungen. Darin zeigen
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1 ein vereinfachtes Schaltbild eines Bandabstandsreferenzgenerators mit VBE-Krümmungskompensation gemäß dem Stand der Technik;
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2 ein vereinfachtes Schaltbild eines Bandabstandsreferenzgenerators mit VBE-Krümmungskompensation gemäß einer Ausführungsform der Erfindung; und
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3 ein vereinfachtes Schaltbild, das Details der in 2 gezeigten Ausführungsform zeigt.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG EINER BEISPIELHAFTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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2 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild eines Bandabstandsreferenzgenerators mit VBE-Krümmungskompensation gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
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Es sind zwei Strompfade vorgesehen. Der erste Pfad weist einen ersten Bipolartransistor Q1 und zwei Widerstände R1 und R2 auf, die in Reihe geschaltet sind. Die Widerstände R1 und R2 können Polysiliziumwiderstände sein. Die Basis von Q1 ist an Masse gekoppelt, und der Kollektor von Q1 ist auch an Masse gekoppelt. Der zweite Strompfad weist einen zweiten Bipolartransistor Q2 auf. Der zweite Transistor Q2 ist mit seiner Basis und seinem Kollektor auch an Masse gekoppelt. Dies kann auf Beschränkungen der verwendeten Technologie zum Implementieren der elektronischen Vorrichtung zurückzuführen sein. Die Technik kann eine übliche CMOS-Technik sein, und die elektronische Vorrichtung kann dann eine integrierte elektronische Halbleitervorrichtung sein. Die Emitterfläche von Q1 kann das N-fache der Emitterfläche von Q2 betragen. Der Widerstand R1 kann mit einer Seite an den Emitter von Q1 und mit der anderen Seite an R2 gekoppelt sein. Der Knoten zwischen R1 und R2 ist VIN. Der Widerstand R2a ist mit einer Seite an den Emitter des Transistors Q2 und mit der anderen Seite an den gemeinsamen Widerstandsknoten CRN gekoppelt. Der Knoten zwischen Q2 und R2a ist VIP. Die Knoten VIN und VIP, d. h. der erste und der zweite Pfad, sind an den negativen und den positiven Eingang eines Verstärkers OTA gekoppelt. Der Verstärker OTA kann ein Transkonduktanzverstärker sein. Der Ausgang des Verstärkers ist an ein Steuergate des Transistors N1 gekoppelt, der bei dieser Ausführungsform ein NMOS-Transistor ist. Der Verstärker OTA und der Transistor N1 bilden eine Rückkopplungsschleife, die die Bandabstandsspannung am Knoten VBG steuert und stabilisiert. Der Transistor N1 ist mit seinem Kanal zwischen der Spannungsversorgung VDD und einer Seite des Widerstands R3 gekoppelt. Die andere Seite des Widerstands R3 ist an den gemeinsamen Widerstandsknoten CRN gekoppelt. Die Referenzspannung wird am Knoten VBG zwischen R3 und den Transistor N1 bereitgestellt. Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein Strom IPTATN von dem gemeinsamen Widerstandsknoten CRN abgeleitet. Der Strom IPTATN dient als VBE-Krümmungskompensationsstrom. Der Strom IPTATN wird mit einer Krümmungskompensationsstufe IGEN erzeugt, die anhand von 3 ausführlich erläutert und als Zusatz zum Verstärker OTA implementiert ist. Der Strom IPTATN ist nichtlinear und erzeugt einen Spannungsabfall an R3, der die temperaturabhängige Änderung von VBE kompensiert.
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3 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild von Teilen der Ausführungsform aus 2 in einer ausführlicheren Weise. 3 zeigt den Verstärker OTA und die VBE-Krümmungskompensationsstufe IGEN. Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist die VBE-Krümmungskompensationsstufe IGEN als Zusatz zum Verstärker OTA implementiert. Der Verstärker OTA ist ein Transkonduktanzverstärker. Er weist ein differenzielles Paar mit den PMOS-Transistoren P1 und P2 auf, die als Eingangsstufe dienen. Die Steuergates sind wie in 2 angegeben an die Knoten VIN und VIP gekoppelt. Das differenzielle Paar P1, P2 wird über die Stromquelle CS1 mit einem Ausgangsstrom IBT gespeist. OTA ist als OTA mit gefalteter Kaskade ausgebildet, der im Stand der Technik bekannt ist. Die Eingangsstufe P1, P2 ist an eine Ausgangsstufe mit den Transistoren P3, P4, P3C, P4C, N1 und N2 und mit den Widerständen R31, R32, R34 und R35 gekoppelt. Die Widerstände R31, R32, R34 und R35 können vorteilhaft Polysiliziumwiderstände und der gleichen Art sein wie alle anderen Widerstände (R33, R36), die in der VBE-Krümmungskompensationsstufe IGEN verwendet werden. Die Spannungspegel an den Knoten VCP, VCN können von der Bandabstandsspannungsreferenz oder auf andere Weise abgeleitet werden. Die VBE-Krümmungskompensationsstufe IGEN verwendet die gleiche Vorspannungsstufe wie OTA. Die VBE-Krümmungskompensationsstufe IGEN weist die Stromquelle CS2 auf, die einen Arbeitsstrom IB erzeugt, der auch für OTA verwendet wird. Der Arbeitsstrom IB hat einen positiven Temperaturkoeffizienten (d. h. er steigt mit zunehmender Temperatur), was in Klammern mit PTAT angegeben ist. IGEN weist ferner zwei Transistoren P5 und P5C auf. P5C dient als Kaskadentransistor. Die Gatespannung VCP von P5C entspricht derjenigen, die für P3C und P4C verwendet wird, welche in der Ausgangsstufe von OTA verwendet werden. Die Kanäle von P5 und P5C sind in Reihe geschaltet. Das Gate von P5 ist zwischen dem Kanal von P5C und der Stromquelle CS2 an den Knoten gekoppelt. Die Transistoren P5 und P5C sind bei dieser Ausführungsform PMOS-Transistoren. Ein Widerstand R33 ist zwischen P5 und der Spannungsversorgung VDD gekoppelt. Der Arbeitsstrom IB wird über die Kanäle von P5 und P5C und über R33 von VDD abgeleitet. Das Gate von P5 ist an die Gates der Transistoren P3 und P4 der Ausgangsstufe von OTA und auch an einen Transistor P6 gekoppelt. P6 ist mit seinem Kanal zwischen der Spannungsversorgung VDD und dem Transistor P6C gekoppelt. Das Gate des Transistors P6C ist an das Gate des Transistors P5C gekoppelt und empfängt auch den konstanten Kaskadenspannungspegel VCP. Das bedeutet, dass die Transistoren P3, P4, P5 und P6 an ihren Gates den gleichen Spannungspegel VGP haben und die entsprechenden Kaskadentransistoren P3C, P4C, P5C und P6C an ihren Gates auch den gleichen Spannungspegel VCP empfangen. Sie sind jedoch Widerstände R31, R32 und R33, die alle der gleichen Art sind. Die Widerstände R31, R32 und R33 können auch aufeinander abgestimmt sein. Die Abzweigung mit den Transistoren P6, P6C hat keinen Widerstand. Der Drain-/Source-Anschluss des Transistors P6 ist direkt an die Spannungsversorgung VDD gekoppelt. Dies sorgt dafür, dass der Stromspiegel mit den Transistoren P5 und P6 fehlangepasst ist. Der Transistor P6C ist an einen Transistor N3 gekoppelt. Der Transistor N3 ist in einer Stromspiegelkonfiguration an einen Transistor N4 gekoppelt. Das Gate des Transistors N3 ist an die Seite gekoppelt, an der er den Strom von P6C empfängt. Die andere Seite von N3 ist an einen Widerstand R36 gekoppelt, der mit der anderen Seite an Masse gekoppelt ist. N3 und N4 sind bei dieser Ausführungsform NMOS-Transistoren. Ein Strom IBX wird von P6C (d. h. dem Stromspiegel mit P5, P6, P5C und P6C und dem Widerstand R33) zu N3 (d. h. dem Stromspiegel mit N3, N4 und dem Widerstand R36) gespeist. Dies sorgt dafür, dass die Schaltung als translineare Strommodusschaltung arbeitet und somit zweimal die wohl bekannte quadratische Beziehung zwischen dem Drainstrom und der Gate-Source-Spannung eines MOSFET mit starker Inversion nutzt.
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Der Widerstand R33 und der Widerstand R36 dienen dazu, die spezifische Fehlanpassung der beiden Stromspiegel bereitzustellen, um die translineare Übertragungsfunktion zu implementieren. Die spezifische Temperaturkennlinie des nichtlinearen Verhaltens von IPTATN kann eingestellt werden, indem R36 und/oder R33 eingestellt werden. Der Arbeitsstrom IB wird in einen nichtlinearen Strom IPTATN umgewandelt, der am Ausgang des Stromspiegels N3, N4, d. h. am Drain von N4 bereitgestellt wird. Dieser Strom IPTATN kann dann von dem gemeinsamen Stromknoten CRN, der in 2 gezeigt ist, abgeleitet werden, um die erforderliche VBE-Krümmungskompensation bereitzustellen.
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Aufgrund der quadratischen Beziehung zwischen der Gate-Source-Spannung und dem Drain-Source-Strom eines MOSFET kann IPTATN eine Funktion von IB in die vierte Potenz erhoben sein. Die Widerstände R33 und R36 sorgen dafür, dass die Stromspiegel P5, P6 und N3, N4 im Ungleichgewicht sind und die Gate-Source-Spannung von P6 und N4 aufgrund des Spannungsabfalls an R33 bzw. R36 eine Funktion der Drainströme durch P5 und N3 ist. Der Strom IB kann somit etwa zweimal quadriert sein. Wenn der Strom IB auch von der Temperatur abhängig ist, können jedoch sogar mehr hochentwickelte Übertragungsfunktionen implementiert werden.
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Diese Ausführungsform der Erfindung nutzt die quadratische Beziehung zwischen dem Drainstrom und der Gate-Source-Spannung eines MOSFETs. Dies führt zu dem translinearen Verhalten der Stufe IGEN. Im vorliegenden Kontext bezieht sich translinear im Wesentlichen auf eine nichtlineare Übertragungskennlinie der Stufe IGEN. Das Eingangssignal zur Stufe IGEN ist der Strom IB. Somit wird die Stufe IGEN auch als Strommodusstufe bezeichnet. Die anderen Stufen des Bandabstandsreferenzgenerators sind im Spannungsmodus implementiert. Das bedeutet, dass der Bandabstandsreferenzgenerator gemäß 2 und 3 eine Kombination aus Spannungsmodus- und Strommodusstufen ist.
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Die Erfindung wurde im Vorhergehenden zwar anhand einer besonderen Ausführungsform beschrieben, sie ist jedoch nicht auf diese Ausführungsform beschränkt, und der Fachmann wird zweifellos weitere Alternativen finden, die im Umfang der Erfindung, wie sie beansprucht ist, liegen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- Y. Tsividis in „Accurate Analysis of Temperature Effects in IC-VBE Characteristics with Application to Bandgap Reference Sources”, IEEE ISSC 1980 [0003]
- „Precision Temperature Sensors in CMOS Technology”, Springer, 2006, von M. Pertis und J. Huijsing [0003]
