FR3059492A1 - Procede et dispositif d'amplification en mode commun autopolarise et autoregule. - Google Patents

Procede et dispositif d'amplification en mode commun autopolarise et autoregule. Download PDF

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Abstract

Le dispositif d'amplification comporte un étage d'amplification (TRSC) ayant un transistor d'amplification à transconductance (103) et une borne de sortie (120). Un circuit de polarisation (MC) est configuré pour polariser en mode commun la borne de sortie (120) à un potentiel de polarisation obtenu à partir d'une tension présente entre la grille et la source dudit transistor d'amplification (103), et pour compenser des variations parasites de ladite tension présente entre la grille et la source dudit transistor d'amplification (103).

Description

(57) Le dispositif d'amplification comporte un étage d'amplification (TRSC) ayant un transistor d'amplification à transconductance (103) et une borne de sortie (120). Un circuit de polarisation (MC) est configuré pour polariser en mode commun la borne de sortie (120) à un potentiel de polarisation obtenu à partir d'une tension présente entre la grille et la source dudit transistor d'amplification (103), et pour compenser des variations parasites de ladite tension présente entre la grille et la source dudit transistor d'amplification (103).
i
Procédé et dispositif d’amplification en mode commun autopolarisé et autorégulé.
Des modes de réalisation et de mise en œuvre concernent l’amplification de signaux, notamment radiofréquence, et en particulier l’amplification d’un signal reçu dans un étage de réception d’une chaîne de communication radiofréquence.
La figure 1 représente un exemple d’amplificateur classique AMPO d’une chaîne de réception radiofréquence.
Une borne d’entrée 122 reçoit un signal radiofréquence en tension, amplifié par un étage d’amplification à transconductance TRSC comportant deux montages d’amplification cascodés 101, 111 et dont la sortie en courant 120 présente un mode commun contrôlé, afin par exemple de faciliter son interfaçage avec d’autres blocs.
Le premier montage d’amplification cascodé 101 comporte un transistor d’amplification à transconductance 103 de type P-MOS dont la grille est couplée à la borne d’entrée 122, en série avec un transistor cascode 105 de type P-MOS dont le drain est connecté à la sortie 120.
Le deuxième montage d’amplification cascodé 111 comporte un transistor d’amplification à transconductance 113 de type N-MOS dont la grille est couplée à la borne d’entrée 122, en série avec un transistor cascode 115 de type N-MOS dont le drain est connecté à la sortie 120.
Une résistance 109 (de valeur R2) connectée entre une borne de tension d’alimentation VDD et le transistor d’amplification 103 permet d’effectuer la mesure du courant statique qui passe dans les montages d’amplification cascodés 101, 111 de l’étage d’amplification à transconductance TRSC, et circule vers une borne destinée à être connectée à une tension de référence GND, par exemple la masse.
De telles configurations en mode commun contrôlé sont notamment employées dans le cadre de la réception de signaux radiofréquences, en particulier à faible consommation d’énergie, en raison de contraintes de faible bruit et de fréquences de fonctionnement élevées.
Cependant, la polarisation de la borne de sortie commune 120 n’est pas maîtrisable dans un tel étage d’amplification cascodé TRSC seul.
Il a été réalisé des systèmes d’asservissement en boucles fermées (BCLI, BCLMC), le premier commandant l’écoulement du courant statique dans l’un et l’autre des montages d’amplification cascodés 101, 111, le deuxième afin de maîtriser le potentiel de polarisation en mode commun de la borne de sortie 120.
Un asservissement de courant en boucle fermée BCLI comporte dans cette représentation un générateur 131 de courant de référence Iref, un premier montage miroir de courant 133 et un deuxième montage miroir de courant 135.
La boucle d’asservissement de courant BCLI permet de comparer la tension aux bornes de la résistance 109, représentative du courant statique s’écoulant dans l’étage d’amplification cascodé TRSC, à une tension de référence générée par l’écoulement du courant de référence I dans une résistance 137.
Un défaut ou un excédent de courant statique sera compensé par respectivement une augmentation ou une diminution de la tension commandant le transistor d’amplification 113 par le biais d’une résistance 117.
D’autre part, un asservissement en boucle fermée de la polarisation du mode commun BCLMC, permet de compenser une chute ou une élévation de la tension de polarisation de la sortie 120.
La boucle d’asservissement du mode commun BCLMC comporte un transistor de sondage 141 commandé par le potentiel présent sur la sortie commune 120, un transistor 143 commandé par une tension de référence fixe présente sur une borne de tension de référence 145, chacun étant connecté d’une part à la borne de tension d’alimentation VDD et d’autre part à la borne de tension de référence GND par l’intermédiaire d’un générateur de courant 149 tirant un courant Iref’ dans les sources des transistors 141 et 143.
Un montage miroir de courant 147 permet de réaliser la différence des courants passant dans les transistors 141 et 143 et de compenser une chute ou une élévation de la polarisation de la sortie
120 en abaissant ou en augmentant la tension commandant le transistor
P-MOS 103, par l’intermédiaire d’une résistance 107.
Par conséquent, l’asservissement d’une boucle (BCLMC ou BCLI) agit fortement sur la réaction de l’autre boucle (BCLI ou BCLMC). Cette interaction d’une boucle sur l’autre ne peut être maîtrisée en termes de stabilité d’un système asservi que si l’une des 2 boucles présente une fréquence de coupure très basse par rapport à l’autre.
La nécessité d’avoir une des 2 boucles qui soit très lente introduit un temps de réponse global de l’amplificateur ΑΜΡ0 long et peu souhaitable.
La figure 2 représente une solution de l’art antérieur dans laquelle l’asservissement en boucle fermée de la polarisation du mode commun BCLMC est remplacée par un circuit d’auto-polarisation MCO du mode commun.
Le circuit d’auto-polarisation MCO comporte une résistance 142 connectée entre la grille du transistor d’amplification 103 et la borne de sortie 120.
La résistance 142 a une valeur élevée afin de minimiser les pertes sur le courant de sortie et les pertes en gain de l’étage d’amplification TRSC.
La polarisation de la borne de sortie est appliquée notamment à partir de la tension présente entre la source et la grille du transistor d’amplification 103.
Cette solution présente l’inconvénient d’être très instable devant les variations de température (la tension grille-source du transistor d’amplification pouvant varier de 2mV/°C) et d’être instable en raison des variations des caractéristiques du transistor d’amplification 103 d’un lot de fabrication à un autre.
La tension de polarisation subit ainsi des variations nuisibles, dues à des variations parasites et non maîtrisables de la tension présente entre la grille et la source du transistor d’amplification.
C’est pourquoi selon des modes de réalisation un dispositif d’amplification comporte un étage d’amplification cascodé, une boucle fermée d’asservissement de courant et une boucle ouverte de polarisation du mode commun, le mode commun étant autopolarisé et en outre autorégulé devant des variations parasites, au moyen de ladite boucle ouverte.
Par montage d’amplification cascodé on entend un montage comportant un transistor d’amplification à transconductance et un transistor dit cascodé en série. Le rôle du transistor cascodé est par exemple d’apporter une bonne isolation entrée-sortie, une haute impédance de sortie, un gain ou encore une bande passante plus large.
Selon un aspect, il est proposé un procédé de polarisation en mode commun d’une borne de sortie d’un étage d’amplification comportant un transistor d’amplification à transconductance, le procédé comprenant une polarisation de la borne de sortie à un potentiel de polarisation obtenu à partir d’une tension grille-source présente entre la grille et la source dudit transistor d’amplification, ainsi qu’une compensation de variations parasites de ladite tension grille-source.
Par variations parasites on entend notamment les variations du comportement du transistor d’amplification en fonction de la température, ou encore les variations entre deux réalisations technologiques des composants de l’étage d’amplification dues à des aléas de procédé de fabrication.
Une mise en œuvre du procédé selon cet aspect permet notamment de polariser le mode commun en appliquant directement sur la borne de sortie une tension de polarisation, sans faire appel à une modification du courant statique s’écoulant dans l’étage d’amplification. La mise en œuvre de la compensation des variations parasites permet de bénéficier des avantages d’une régulation sans subir les problèmes précédemment mentionnées des boucles d’asservissement.
Selon un mode de mise en œuvre, ladite compensation comprend le passage d’un courant de compensation dans une première résistance connectée entre la grille dudit transistor d’amplification et ladite borne de sortie, le courant de compensation générant une tension de compensation aux bornes de la première résistance compensant lesdites variations parasites.
Selon un mode de mise en œuvre, l’étage d’amplification comportant un premier montage d’amplification cascodé comprenant ledit transistor d’amplification et un deuxième montage d’amplification cascodé en série et partageant ladite borne de sortie avec un mode commun contrôlé, le deuxième montages d’amplification cascodé ayant des transistors du type de conductivité opposé au type de conductivité des transistors du premier montage d’amplification cascodé, le procédé comprend en outre une régulation du courant statique circulant dans ces deux amplificateurs cascodés.
Selon un autre aspect, il est proposé un dispositif d’amplification comportant un étage d’amplification ayant un transistor d’amplification à transconductance et une borne de sortie. Le dispositif d’amplification comporte un circuit de polarisation configuré pour polariser en mode commun la borne de sortie à un potentiel de polarisation obtenu à partir d’une tension grille-source présente entre la grille et la source dudit transistor d’amplification. Le circuit de polarisation est également configuré pour compenser des variations parasites de ladite tension grille-source.
Ainsi, la polarisation du mode commun est appliquée directement sur la borne de sortie, sans faire appel à une modification du courant statique s’écoulant dans les montages d’amplifications cascodés. La compensation des variations parasites dans un tel dispositif auto-polarisé permet de bénéficier des avantages d’une régulation sans subir les problèmes précédemment mentionnées des boucles d’asservissement.
Selon un mode de réalisation, le circuit de polarisation est configuré pour écouler un courant de compensation dans une première résistance connectée entre la grille dudit transistor d’amplification et ladite borne de sortie, la tension générée aux bornes de la première résistance étant destinée à compenser lesdites variations parasites.
Le circuit de polarisation comporte avantageusement un transistor de compensation apparié audit transistor d’amplification, c’est-à-dire ayant les mêmes caractéristiques, à un facteur de taille près, que celles du transistor d’amplification, dont la grille est reliée à une borne destinée à recevoir une tension de commande fixe, et étant configuré pour générer ledit courant de compensation sur son drain.
Ainsi, le transistor de compensation ayant les mêmes caractéristiques, à un facteur de taille près, que le transistor d’amplification, les variations parasites aléatoires telles que les variations dues à la température ont le même impact sur l’un et l’autre des transistors appariés, et sont ainsi automatiquement compensées.
Avec un ajustement convenable dudit facteur de taille, il est possible de trouver un compromis dans lequel la tension grille-source du transistor de compensation permet de corriger les variations de la tension grille-source du transistor d’amplification et du courant statique passant dans le montage d’amplification cascodé.
Selon un mode de réalisation, le circuit de polarisation comporte une deuxième résistance connectée entre la source du transistor de compensation et la source du transistor d’amplification.
La deuxième résistance est avantageusement utilisée comme moyen de génération de courant en collaboration avec le transistor de compensation, à partir de notamment la tension présente sur la source du transistor d’amplification du premier montage amplificateur cascodé.
Selon un mode de réalisation, l’étage d’amplification comporte une troisième résistance connectée entre une borne d’alimentation destinée à recevoir une tension d’alimentation et la source du transistor d’amplification.
Selon un mode de réalisation, le circuit de polarisation comprend un générateur de courant connecté entre le drain du transistor de compensation et une borne destinée à recevoir une tension de référence, et est configuré pour soustraire un courant d’ajustement audit courant de compensation.
Ce générateur de courant d’ajustement offre un degré de liberté supplémentaire dans la réalisation et la mise en œuvre du circuit de polarisation, notamment dans l’ajustement de la tension de polarisation de la borne de sortie avec un mode commun contrôlé. Ce générateur permet notamment de réaliser le transistor de compensation selon des dimensions plus grandes, afin qu’il soit plus précis, sans pour autant écouler un courant de compensation plus important dans la première résistance et dans le montage d’amplification cascodé.
D’autre part, ce générateur peut permettre d’inverser le sens du courant s’écoulant dans la première résistance et ainsi d’introduire une tension de compensation de signe opposée aux bornes de la première résistance.
Selon un mode de réalisation, l’étage d’amplification comporte un premier montage d’amplification cascodé comprenant ledit transistor d’amplification et un deuxième montage d’amplification cascodé partageant ladite borne de sortie avec un mode commun contrôlé, le deuxième montage d’amplification cascodé ayant des transistors du type de conductivité opposé au type de conductivité des transistors du premier montage d’amplification cascodé.
Ce mode de réalisation est notamment avantageux dans le cadre des transmissions radiofréquence et notamment à faible consommation d’énergie, telle que par exemple les transmissions du type bluetooth faible énergie BLE (acronyme tiré de l’anglais « Bluetooth Low Energy »).
Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend en outre une boucle d’asservissement du courant configurée pour réguler un courant circulant dans lesdits montages d’amplificateurs cascodés.
Par exemple la boucle d’asservissement du courant statique peut permettre d’avoir dans les montages d’amplificateurs cascodés un courant proportionnel à un courant de référence.
Cette boucle d’asservissement du courant peut être de conception classique, par exemple du type décrit précédemment en relation avec la figure 1, car en effet, le circuit de polarisation n’influence pas du tout un tel asservissement en boucle fermée du courant statique.
Il est également proposé un système de communication radiofréquence comportant un étage de réception connecté à une antenne, l’étage de réception comportant au moins un dispositif d’amplification tel que défini ci-avant et configuré pour amplifier un signal de réception, et des moyens de traitement de signaux configurés pour traiter le signal amplifié.
Selon un autre aspect il est proposé un appareil électronique, tel qu’un ordinateur personnel ou un téléphone portable, comportant avantageusement un tel système de communication radiofréquence.
D’autres avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront à l’examen de la description détaillée de modes de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels :
- la figure 1 et 2, précédemment décrites, représentent des exemples d’amplificateurs radiofréquence de l’art antérieur ;
- les figures 3 à 7 représentent différents modes de réalisation et de mise en œuvre de l’invention.
La figure 3 représente un exemple de dispositif d’amplification AMP comportant un premier montage d’amplification cascodé 101 et une boucle ouverte de polarisation du mode commun MC, autrement appelé « circuit de polarisation ».
Dans cet exemple, le premier montage d’amplification cascodé 101 est inclus dans un étage d’amplification à transconductance TRSC de signal radiofréquence.
L’étage d’amplification TRSC comporte en outre un deuxième montage d’amplification cascodé 111 connecté par la sortie 120 au premier montage d’amplification cascodé 101.
Le deuxième montage d’amplification cascodé 111 comprend un transistor d’amplification à transconductance de type N-MOS 113 et un transistor cascodé de type N-MOS 115 connectés en série entre la borne de sortie 120 et une borne destinée à recevoir une tension de référence GND, par exemple la masse.
Le dispositif d’amplification AMP comporte également une boucle fermée d’asservissement du courant statique BCLI, qui peut être de structure similaire à celle décrite en relation avec la figure 1 et n’est pas représentée ni décrite de nouveau ici et dans la suite.
Le premier montage d’amplification cascodé 101 comporte un transistor d’amplification à transconductance 103 de type P-MOS et un transistor cascode 105 de type P-MOS.
Le transistor d’amplification 103 est connecté sur sa source à une borne d’alimentation destinée à recevoir une tension d’alimentation VDD par l’intermédiaire d’une résistance 109, et sur son drain à la source du transistor cascode 105 dont le drain est connecté à la borne de sortie 120.
Le transistor d’amplification 103 est commandé sur sa grille par un signal d’entrée porté par la tension présente sur une borne d’entrée 122 et a pour fonction d’amplifier ce signal d’entrée en courant dynamique sur la borne de sortie 120.
La grille du transistor d’amplification 103 est couplée à la borne d’entrée 122 par l’intermédiaire d’un condensateur 124 configuré pour se comporter comme un court-circuit aux fréquences de fonctionnement des montages d’amplification cascodé 101 et 111, soit les fréquences des signaux reçus sur la borne d’entrée 122, et comme un coupe-circuit à la fréquence de fonctionnement de la boucle ouverte de polarisation du mode commun MC.
De même, la grille du transistor d’amplification 113 est couplée à la borne d’entrée 122 par l’intermédiaire d’un condensateur 126 configuré pour se comporter comme un court-circuit aux fréquences de fonctionnement des montages d’amplifications cascodés 101 et 111, soit les fréquences des signaux reçus sur la borne d’entrée 122, et comme un coupe-circuit à la fréquence de fonctionnement de la boucle fermée d’asservissement du courant statique BCLI.
Des tensions de référence cascode Vref sont appliquées sur les grilles des transistors cascodés 105 et 115 de manière classique et connue en soi.
ίο
L’étage d’amplification à transconductance TRSC comporte une résistance 109 (de valeur R2), connectée entre une borne de tension d’alimentation VDD et le transistor d’amplification 103, permettant d’effectuer la mesure du courant statique qui passe dans les montages d’amplification cascodés 101, 111, et de l’asservir à un courant souhaité, proportionnel à Iref (131) au moyen par exemple d’une boucle d’asservissement du courant BLCI.
Le circuit de polarisation du mode commun MC comporte un circuit de polarisation comportant une première résistance 151 (de valeur R). Lne première borne de la première résistance 151 est connectée à la grille du transistor d’amplification 103 et l’autre borne de la première résistance 151 est connectée à la borne de sortie 120.
Le circuit de polarisation du mode commun MC comporte en outre un transistor de compensation 153, de type P-MOS, dont le drain est connecté à la première borne de la résistance 151 (et donc également à la grille du transistor d’amplification 103). Le transistor de compensation 153 est connectée sur sa grille à une borne de commande 155 destinée à recevoir une tension de commande constante (Vcom).
Le circuit de polarisation MC comporte également une résistance 157 (de valeur RI), connectée d’une part sur la source du transistor de compensation 153 et d’autre part sur un nœud A situé entre la résistance 109 et la source du transistor d’amplification 103.
La résistance 157 et le transistor de compensation 153 forment ensemble une source de courant de compensation I.
Les transistors de compensation 153 et d’amplification 103 sont appariés, c’est-à-dire qu’ils sont réalisés au cours du même procédé de fabrication, afin d’avoir les mêmes caractéristiques, à un facteur de taille près.
Plus précisément, les transistors de compensation 153 et d’amplification 103 ont notamment la même constante caractéristique kp, la même tension de seuil Vth, une région active d’une même longueur L, mais d’une largeur W différente. Cette différence de largeur W influe sur la résistivité du transistor et par conséquent sur la quantité de courant passant entre ses bornes de conduction.
Le facteur de taille susmentionné est égal au rapport des largeurs desdites régions actives des deux transistors.
La variation de la largeur W est habituellement obtenue en réalisant une pluralité de transistors unitaires ayant strictement les mêmes caractéristiques, reliés en parallèle. Le facteur de taille est ainsi égal au nombre de transistors unitaires connectés en parallèle.
En particulier, les transistors de compensation 153 et d’amplification 103 appariés expriment les mêmes variations parasites notamment dues à la température.
La figure 4 représente le dispositif d’amplification AMP décrit en relation avec la figure 3 en état de fonctionnement, et illustre des tensions et courants en jeu lors d’une mise en œuvre du dispositif AMP.
En fonctionnement, la résistance 109 contrôle le courant statique I103 à travers l’étage d’amplification TRSC, lequel y ajoute les variations du signal d’entrée amplifiées en courant.
La tension Va du nœud A peut s’exprimer, par l’intermédiaire du transistor de compensation 153, Va = Vcom -VGS153 + R1*I [eql], avec I le courant de compensation dans la résistance 157, dans les bornes de conduction du transistor de compensation 153 et dans la résistance 151, et avec VGS153 la tension présente entre la grille et la source du transistor de compensation 153.
La référence eql désigne le « chemin parcouru » pour définir l’équation [eql], représenté en gras sur la figure 4.
La tension de polarisation Vmc de la borne de sortie peut s’exprimer, avec VGS103 la tension présente entre la grille et la source du transistor d’amplification 103, par l’équation suivante ([eq2]) :
Vmc = Va + VGS103 - R*I, soit, en injectant [eql],
Vmc = Vcom -VGS153 + R1*I + VGS103 - R*I, soit
Vmc = Vcom -VGS153 + VGS103 + I*(R1-R) [eq2]
De même, la référence eq2 désigne le chemin parcouru pour définir l’équation [eq2], représenté en gras sur la figure 4.
D’autre part, avec l’approximation acceptable que Ιιο3»Ι, I103 représentant le courant traversant le transistor d’amplification 103,
Vmc = VDD - R2*Iio3 + VGS103 - R*I [eq3]
De même, les références eq3 désignent le chemin parcouru pour définir l’équation [eq3], représenté en gras sur la figure 4.
Par Vmc = [eq2]*R/Rl + [eq3]*(Rl-R)/Rl, on obtient :
Vmc = VDD*(R1-R)/R1 + Vcom*R/Rl - Im*R2*(R1 -R)/R1 + VGS103 - VGSi53*R/Rl [eq4]
Si les surfaces des transistors 153 et 103 sont dans le même rapport que le rapport des courants les traversant, alors VGSi53 = VGS 103 et si on prend R=R1, l’équation se simplifie ainsi : Vmc = Vcom.
L’équation [eq4] montre qu’avec un ajustement convenable du facteur de forme du transistor de compensation 153, les variations de la valeur VGS153 peuvent compenser les variations de VGS103 sur la polarisation de la borne de sortie 120.
Par exemple la largeur du transistor de compensation 153 peut être 8 fois plus petite que la largeur du transistor d’amplification 103.
Ainsi, la polarisation du mode commun est appliquée directement sur la borne de sortie, sans faire appel à une modification du courant statique s’écoulant dans les montages d’amplification cascodés pouvant perturber l’asservissement de ce courant par la boucle fermée d’asservissement BCLI.
En outre, les transistors de compensation 153 et d’amplification 103 étant appariés, les variations aléatoires telles que les variations dues à la température sont autorégulées.
En d’autre termes, on a mis en œuvre une polarisation de la borne de sortie 120 à un potentiel de polarisation Vmc obtenu à partir de la tension grille-source VGS103 présente entre la grille et la source du transistor d’amplification 103. Cette polarisation est en outre autorégulée, c’est-à-dire que des variations parasites présentes entre la grille et la source du transistor d’amplification 103 sont compensées par les mêmes variations parasites présentes sur le transistor de compensation 153.
Plus précisément, la compensation est mise en œuvre notamment grâce à l’écoulement du courant de compensation I dans la première résistance 151, et générant une tension R*I à ses bornes comprenant des variations compensant lesdites variations parasites de la tension VGS103.
Cette mise en œuvre d’une polarisation de la borne de sortie ne perturbe pas le courant statique dans l’étage d’amplification à transconductance TRSC, ainsi il est ainsi avantageusement possible de combiner efficacement un asservissement en boucle fermée dudit courant statique de manière habituelle, par exemple tel que décrit en relation avec la figure 1, avec ce procédé de polarisation de la borne de sortie.
La figure 5 représente un autre mode de réalisation avantageux du dispositif d’amplification AMP. Les éléments communs à ce mode de réalisation et à celui décrit en relation avec la figure 3 supportent les mêmes références et ne sont pas détaillés à nouveau ici.
Dans ce mode de réalisation, la boucle ouverte de polarisation du mode commun MC comporte en outre un générateur de courant 159 tirant un courant I159 sur un nœud situé entre le drain du transistor de compensation 153 et la première résistance 151 (c’est-à-dire sur le nœud auquel est également connecté la grille du transistor d’amplification 103).
Cela permet de faire s’écouler un plus grand courant I dans le transistor de compensation 153, sans augmenter le courant de compensation (I-I159) s’écoulant dans la première résistance 151, et donc sans augmenter la tension de compensation à ses bornes.
Ainsi, il est possible dans ce mode de réalisation d’employer un transistor de compensation plus gros (et donc présentant des caractéristiques moins dispersées), écoulant un courant plus grand et plus précis que lorsque le facteur de taille doit être fixé pour équilibrer l’équation eq3.
D’autre part, ce générateur 159 peut permettre d’inverse le sens du courant s’écoulant dans la première résistance 151 et ainsi d’introduire une tension de compensation de signe opposée aux bornes de la première résistance 151.
En effet, grâce à l’ajout de la source de courant 159, la taille du transistor 153 peut être augmentée afin d’améliorer la précision de la tension de mode commun sur la sortie 120. Par contre l’augmentation de la taille du transistor 153 accroît sa capacité parasite de sortie, et par voie de conséquence la capacité sur l’entrée 122 de l’amplificateur TRSC.
Ainsi, une résistance d’isolation 152 est connectée entre la source du transistor de compensation 153 et la grille du transistor d’amplification 103. La résistance d’isolation 152 présente une forte valeur résistive afin de masquer la capacité parasite qui existe sur le drain du transistor 153.
L’ajout de la résistance d’isolation 152 permet d’isoler l’entrée 122 vis-à-vis de la capacité de sortie du transistor 153. Cette résistance n’étant parcourue par aucun courant statique (car connectée à la grille du transistor 103), aucune chute de tension n’apparait à ses bornes : elle ne joue donc aucun rôle dans l’équation [eq4]. Sa valeur peut être choisie arbitrairement, et de préférence de manière à être bien supérieure (par exemple d’un ordre de grandeur) à l’impédance de sortie du transistor 153, à la fréquence de travail.
La figure 6 représente un exemple de système de communication radiofréquence SYS, comportant une antenne ANT et un étage de réception RX connecté à ladite antenne par l’intermédiaire d’un transformateur TR.
L’étage de réception RX comporte classiquement un amplificateur faible bruit LNA, transmettant le signal reçu par l’antenne ANT à un transformateur symétrique-asymétrique BLN (« balun » selon le terme usuel).
En sortie du transformateur balun BLN, le signal est en mode différentiel, et chaque circuit différentiel comporte un dispositif d’amplification AMP1, AMP2, AMP3, AMP4 du type des dispositifs décrits en relation avec les figures 3 à 5.
L’étage de réception RX est ainsi configuré pour amplifier un signal de réception au moyen des dispositifs d’amplification AMP1, AMP2, AMP3, AMP4, ayant un mode commun de sortie contrôlé.
Des mélangeurs MIX réalisent une transposition de fréquence avec un signal généré par un oscillateur local LO, avant traitement par des moyens de traitement de signaux radiofréquences MTS, par exemples mis en œuvre numériquement.
La figure 7 représente un exemple d’appareil électronique APP équipé d’un mode de réalisation d’un système de communication radiofréquence SYS tel que précédemment détaillés, ici un téléphone mobile. Il apparaîtra à l’homme du métier que les modes de réalisation d’un système de communication radiofréquence SYS ou d’un dispositif d’amplification AMP tels que précédemment détaillés peuvent être inclus à tout autre type d’appareil ou autre système connu et nondécrit ici.
Par ailleurs, l’invention n’est pas limitée aux modes de réalisation qui ont été décrits ci-avant mais en embrasse toutes les variantes, par exemple, la boucle d’asservissement du courant statique décrite précédemment à été donnée à titre d’exemple, de même que le montage d’amplification cascode ou encore le système radiofréquence.

Claims (13)

  1. REVENDICATIONS
    1. Procédé de polarisation en mode commun d’une borne de sortie (120) d’un étage d’amplification (TRSC) comportant un transistor d’amplification à transconductance (103), le procédé comprenant une polarisation de la borne de sortie (120) à un potentiel de polarisation (Vmc) obtenu à partir d’une tension grille-source (VGS 103) présente entre la grille et la source dudit transistor d’amplification (103), ainsi qu’une compensation de variations parasites de ladite tension grille-source (VGS103).
  2. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel ladite compensation comprend l’écoulement d’un courant de compensation (I) dans une première résistance (151) connectée entre la grille dudit transistor d’amplification (103) et ladite borne de sortie (120), le courant de compensation (I) générant une tension de compensation (R*I) aux bornes de la première résistance (151) compensant lesdites variations parasites.
  3. 3. Procédé selon l’une quelconque des revendications précédentes, l’étage d’amplification (TRSC) comportant un premier montage d’amplification cascodé (101) comprenant ledit transistor d’amplification (103) et un deuxième montage d’amplification cascodé (111) en série et partageant ladite borne de sortie avec un mode commun contrôlé (120), le deuxième montages d’amplification cascodé (111) ayant des transistors (113, 115) du type de conductivité opposé au type de conductivité des transistors (103, 105) du premier montage d’amplification cascodé (101), le procédé comprenant en outre une régulation (BCLI) du courant statique circulant dans ces deux montages d’amplification cascodés (101, 111).
  4. 4. Dispositif d’amplification comportant un étage d’amplification (TRSC) ayant un transistor d’amplification à transconductance (103) et une borne de sortie (120), le dispositif d’amplification comportant un circuit de polarisation (MC) configuré pour polariser en mode commun la borne de sortie (120) à un potentiel de polarisation obtenu à partir d’une tension grille-source (VGS103) présente entre la grille et la source dudit transistor d’amplification (103), et pour compenser des variations parasites de ladite tension grille-source (VGSm).
  5. 5. Dispositif selon la revendication 4, dans lequel le circuit de polarisation (MC) est configuré pour écouler un courant de compensation (I) dans une première résistance (151) connectée entre la grille dudit transistor d’amplification (103) et ladite borne de sortie (120), la tension générée aux bornes de la première résistance (151) étant destinée à compenser lesdites variations parasites.
  6. 6. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel le circuit de polarisation (MC) comporte un transistor de compensation (153) apparié audit transistor d’amplification (103), dont la grille est connectée à une borne (155) destinée à recevoir une tension de commande fixe, et étant configuré pour générer ledit courant de compensation (I) sur son drain.
  7. 7. Dispositif selon l’une quelconque des revendications 4 à 6, dans lequel le circuit de polarisation (MC) comporte une deuxième résistance (157) connectée entre la source du transistor de compensation (153) et la source du transistor d’amplification (103).
  8. 8. Dispositif selon l’une quelconque des revendications 4 à 7, dans lequel l’étage d’amplification (TRSC) comporte une troisième résistance (109) connectée entre une borne d’alimentation (VDD) destinée à recevoir une tension d’alimentation et la source du transistor d’amplification (103).
  9. 9. Dispositif selon Tune quelconque des revendications 6 à 8, dans lequel le circuit de polarisation (MC) comprend un générateur de courant (159) connecté entre le drain du transistor de compensation (153) et une borne destinée à recevoir une tension de référence (GND), et configuré pour soustraire un courant d’ajustement (I159) audit courant de compensation (I).
  10. 10. Dispositif selon Tune quelconque des revendications 4 à 9, dans lequel l’étage d’amplification (TRSC) comporte une première entrée sur la grille du transistor d’amplification (103) et couplée à une borne d’entrée (122) par l’intermédiaire d’un condensateur de filtrage (124) configuré pour se comporter comme un court-circuit à la fréquence de fonctionnement de l’étage d’amplification (TRSC) et comme un coupe-circuit à la fréquence de fonctionnement du circuit de polarisation (MC).
  11. 11. Dispositif selon la revendication 10, comprenant en outre une boucle d’asservissement du courant (BCLI) configurée pour réguler un courant circulant dans lesdits montages d’amplificateurs cascodés (101, 111).
  12. 12. Système de communication radiofréquence (SYS) comportant un étage de réception connecté à une antenne (ANT), l’étage de réception (RX) comprenant au moins un dispositif d’amplification (AMP1-AMP4) selon l’une quelconque des revendications 4 à 11 configuré(s) pour amplifier un signal de réception, et des moyens de traitement de signaux (MTS) configurés pour traiter le signal amplifié.
  13. 13. Appareil électronique, tel qu’un ordinateur personnel ou un téléphone portable (APP), comportant un système de communication radiofréquence (SYS) selon la revendication 12.
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