CN108121391B - 用于进行自偏置且自调节共模放大的方法和设备 - Google Patents

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Abstract

公开了用于进行自偏置且自调节共模放大的方法和设备。放大设备包括放大级(TRSC)，该放大级具有跨导放大晶体管(103)和输出端子(120)。偏置电路(MC)被配置成用于：在共模下将该输出端子(120)偏置到在该放大晶体管(103)的栅极与源极之间存在的电压的基础上获得的偏置电位；并且对在该放大晶体管(103)的该栅极与该源极之间存在的该电压的寄生变化进行补偿。

Description

用于进行自偏置且自调节共模放大的方法和设备
技术领域
实施例和实施方式涉及对信号(特别是射频信号)的放大，并且具体地涉及对在射频通信链的接收级中接收的信号的放大。
背景技术
图1表示了射频接收链的示例性常规放大器AMP0。
输入端子122接收被跨导放大级TRSC放大的电压射频信号，该跨导放大级包括两个级联放大布置101、111并且其电流输出端120展现了受控的共模以便例如促进其与其他块的对接。
第一级联放大布置101包括栅极耦合至输入端子122的P-MOS型跨导放大晶体管103，该跨导放大晶体管与漏极连接至输出端120的P-MOS型级联晶体管105串联。
第二级联放大布置111包括栅极耦合至输入端子122的N-MOS型跨导放大晶体管113，该N-MOS型跨导放大晶体管113与漏极连接至输出端120的N-MOS型级联晶体管115串联。
连接在电源电压端子VDD与放大晶体管103之间的电阻器109(值为R2)使得有可能执行对经过跨导放大级TRSC的级联放大布置101、111并且流向旨在连接至参考电压GND(例如，地面)的端子的静态电流的测量。
由于关于低噪声和高操作频率的约束，尤其在射频信号的接收框架内使用这种受控的共模配置(特别是具有低能耗)。
然而，在这种级联放大级TRSC中不可单独控制对共用输出端子120的偏置。
已经产生了闭环反馈控制系统(BCLI，BCLMC)，第一个系统控制静态电流在级联放大布置101、111两者中的流动，第二个系统控制输出端子120的共模偏置电位。
在这此表示中，闭环电流反馈控制BCLI包括参考电流I参考发生器131、第一电流镜布置133以及第二电流镜布置135。
电流反馈控制环路BCLI使得有可能将电阻器109的端子两端的电压(该电压表示在级联放大级TRSC中流动的静态电流)与通过参考电流I在电阻器137中的流动而生成的参考电压进行比较。
将分别通过借助于电阻器117来增大或减小控制放大晶体管113的电压从而对静态电流的缺少或者过量进行补偿。
此外，对共模BCLMC的偏置的闭环反馈控制使得有可能补偿输出端120的偏置电压的下降或者上升。
共模反馈控制环路BCLMC包括由共用输出端120上存在的电位所控制的探测晶体管141、由参考电压端子145上存在的固定参考电压控制的晶体管143，每个晶体管一方面连接至电源电压端子VDD并且另一方面通过在晶体管141和143的源极中汲取电流I参考’的电流发生器149而连接至参考电压端子GND。
电流镜布置147使得有可能产生经过晶体管141和143的电流的差并且使得有可能通过借助于电阻器107来降低或者增大控制P-MOS晶体管103的电压从而对输出端120的偏置的下降或者上升进行补偿。
因此，对一个环路(BCLMC或者BCLI)的反馈控制对另一个环路(BCLI或者BCLMC)的反应产生强烈影响。只有在这2个环路中的一个环路相对于另一个环路展现了非常低的截止频率时，才可以针对反馈控制系统的稳定性来控制一个环路对另一个环路的这种相互作用。
这2个环路中的一个环路非常慢的必要性引入了放大器AMP0的很长且非常不令人期望的总响应时间。
图2表示了现有技术解决方案，其中，使用针对共模的自偏置电路MC0来替代了对共模BCLMC的偏置的闭环反馈控制。
自偏置电路MC0包括连接在放大晶体管103的栅极与输出端子120之间的电阻器142。
电阻器142的值很高以便最小化输出电流的损耗以及在放大级TRSC的增益方面的损耗。
尤其在放大晶体管103的源极与栅极之间存在的电压的基础上应用了对输出端子的偏置。
这种解决方案展现了以下缺点：相对于温度变化而非常不稳定(放大晶体管的栅极-源极电压可能以2mV/℃变化)；以及由于不同制造批次的放大晶体管103的特性的变化而不稳定。
因此，由于放大晶体管的栅极与源极之间存在的电压的寄生且不可控变化，偏置电压经历不利变化。
发明内容
这就是为什么根据实施例，放大设备包括级联放大级、电流反馈控制闭环以及共模偏置开环，借助于该开环关于寄生变化而对共模进行自偏置和进一步自调节。
级联放大布置意指包括串联的跨导放大晶体管和所谓的级联晶体管的布置/装置。级联晶体管的作用是例如提供良好的输入输出隔离、高输出阻抗、增益或者更大带宽。
根据一方面，提出了一种对放大级的输出端子进行共模偏置的方法，该放大级包括跨导放大晶体管，该方法包括将该输出端子偏置到在该放大晶体管的栅极与源极之间存在的栅极-源极电压的基础上获得的偏置电位；以及对该栅极-源极电压的寄生变化进行补偿。
寄生变化尤其意指放大晶体管的行为根据温度的变化，或者由于制造方法的随机不确定性而造成的放大级的部件的两个技术实施例之间的变化。
在不要求修改放大级中流动的静态电流的情况下，根据此方面的方法的实施方式尤其使得有可能通过将偏置电压直接施加到输出端子上来偏置共模。对寄生变化进行补偿的实施方式使得有可能从调节的优点中受益，而不会经历先前所提及的反馈控制环路问题。
根据一种实施方式，该补偿包括使补偿电流经过连接在该放大晶体管的该栅极与该输出端子之间的第一电阻器，该补偿电流在该第一电阻器的端子两端生成对这些寄生变化进行补偿的补偿电压。
根据一种实施方式，该放大级包括串联并且共享具有受控共模的该输出端子的第一级联放大布置和第二级联放大布置，该第一级联放大布置包括该放大晶体管，该第二级联放大布置具有属于与该第一级联放大布置的这些晶体管的导电性类型相反的导电性类型的晶体管，该方法进一步包括对在这两个级联放大器中流动的静态电流进行调节。
根据另一方面，提出了一种包括放大级的放大设备，该放大级具有跨导放大晶体管和输出端子。该放大设备包括偏置电路，该偏置电路被配置成用于在共模下将该输出端子偏置到在该放大晶体管的该栅极与该源极之间存在的栅极-源极电压的基础上获得的偏置电位。该偏置电路还被配置成用于对该栅极-源极电压的寄生变化进行补偿。
因此，在不要求修改在级联放大布置中流动的静态电流的情况下，直接对输出端子应用共模偏置。对这种自偏置设备的寄生变化进行补偿使得有可能从调节的优点中受益，而不会经历先前所提及的反馈控制环路问题。
根据一个实施例，该偏置电路被配置成用于使补偿电流经过连接在该放大晶体管的该栅极与该输出端子之间的第一电阻器，在该第一电阻器的端子两端生成的电压旨在对这些寄生变化进行补偿。
有利的是，该偏置电路包括与该放大晶体管配对的补偿晶体管(也就是说在大小因数内具有与该放大晶体管相同的特性)，该补偿晶体管的栅极连接至旨在接收固定控制电压的端子，并且该补偿晶体管被配置成用于在其漏极上生成该补偿电流。
因此，补偿晶体管(在大小因数内)具有与放大晶体管相同的特性，如由于温度而造成的变化等随机寄生变化对配对晶体管两者都具有相同的影响，并且因此被自动补偿。
在对该大小因数进行恰当调整的情况下，可以找到折中，其中，补偿晶体管的栅极-源极电压使得有可能校正放大晶体管的栅极-源极电压的变化以及经过级联放大布置的静态电流的变化。
根据一个实施例，该偏置电路包括连接在该补偿晶体管的该源极与该放大晶体管的源极之间的第二电阻器。
尤其在第一级联放大器布置的放大晶体管的源极上存在的电压的基础上，第二电阻器结合补偿晶体管被有利地用作电流生成装置。
根据一个实施例，该放大级包括连接在旨在接收电源电压的电源端子与该放大晶体管的该源极之间的第三电阻器。
根据一个实施例，该偏置电路包括电流发生器，该电流发生器连接在该补偿晶体管的该漏极与旨在接收参考电压的端子两端，并且被配置成用于从该补偿电流中减去调整电流。
此调整电流发生器提供了偏置电路的实施例和实施方式的附加自由度，尤其是在调整具有受控的共模的输出端子的偏置电压方面的附加自由度。然而，在不使更大的补偿电流经过第一电阻器和经过级联放大布置的情况下，此发生器尤其使得有可能根据更大尺寸产生补偿晶体管，从而使得该补偿晶体管更加精确。
此外，此发生器可以使得有可能反转在第一电阻器中流动的电流的方向并且因此在第一电阻器的端子两端引入相反符号的补偿电压。
根据一个实施例，该放大级包括共享具有受控共模的该输出端子的第一级联放大布置和第二级联放大布置，该第一级联放大布置包括该放大晶体管，该第二级联放大布置具有属于与该第一级联放大布置的这些晶体管的导电性类型相反的导电性类型的晶体管。
此实施例在射频发射框架内尤其有利并且尤其具有低能耗，如例如蓝牙低能(BLE)型发射。
根据一个实施例，该设备进一步包括电流反馈控制环路，该电流反馈控制环路被配置成用于调节在这些级联放大器布置中流动的电流。
例如，静态电流反馈控制环路可以使得有可能在级联放大器布置中具有与参考电流成比例的电流。
因为偏置电路实际上并不以任何方式影响这种静态电流闭环反馈控制，因此此电流反馈控制环路可以属于常规设计(例如，属于先前结合图1而描述的类型)。
还提出了一种射频通信系统，该射频通信系统包括连接至天线的接收级，该接收级包括：如上文所限定的并且被配置成用于对接收信号进行放大的至少一个放大设备；以及被配置成用于处理该放大信号的信号处理装置。
根据另一方面，提出了一种有利地包括这种射频通信系统的电子装置，如个人计算机或者移动电话。
附图说明
本发明的其他优点和特征将在审查了对完全非限制性实施例和所附附图的详细描述后变得显而易见，在附图中：
-图1和图2(先前所描述的)表示了现有技术中的射频放大器的示例；
-图3至图7表示了本发明的各种实施例和实施方式。
具体实施方式
图3表示了包括第一级联布置101和共模偏置开环MC(或者被称为“偏置电路”)的示例性放大设备AMP。
在此示例中，第一级联放大布置101包括在射频信号跨导放大级TRSC中。
放大级TRSC进一步包括由输出端120连接至第一级联放大布置101的第二级联放大布置111。
第二级联放大布置111包括串联连接在输出端子120与旨在接收参考电压GND(例如，地面)的端子两端的N-MOS型跨导放大晶体管113和N-MOS型级联晶体管115。
放大设备AMP还包括静态电流反馈控制闭环BCLI，其可以属于与结合图1所描述的结构类似的结构并且在此及下文中既没有进行表示也没有进行描述。
第一级联放大布置101包括P-MOS型跨导放大晶体管103和P-MOS型级联晶体管105。
放大晶体管103的源极连接至旨在通过电阻器109接收电源电压VDD的电源端子，并且其漏极连接至级联晶体管105的源极，该级联晶体管的漏极连接至输出端子120。
放大晶体管103的栅极由在输入端子122上存在的电压所承载的输入信号控制并且其功能为根据输出端子120上的动态电流放大此输出信号。
放大晶体管103的栅极通过电容器124耦合至输入端子122，该电容器被配置成在级联放大布置101和111的操作频率(即在输入端子122上接收的信号的频率)下表现为短路电路，并且在共模偏置开环MC的操作频率下表现为断路器。
同样地，放大晶体管113的栅极通过电容器126耦合至输入端子122，该电容器被配置成在级联放大布置101和111的操作频率(即在输入端子122上接收的信号的频率)下表现为短路电路，并且在静态电流反馈控制闭环BCLI的操作频率下表现为断路器。
以本身已知的常规方式来将级联参考电压V参考施加到级联晶体管105和115的栅极上。
跨导放大级TRSC包括连接在电源电压端子VDD与放大晶体管103之间的电阻器109(值为R2)，该电阻器使得有可能测量经过级联放大布置101、111的静态电流并且有可能借助于例如电流反馈控制环路BLCI通过关于与I参考(131)成比例的期望电压的反馈来对其进行控制。
共模偏置电路MC包括偏置电路，该偏置电路包括第一电阻器151(值为R)。第一电阻器151的第一端子连接至放大晶体管103的栅极并且第一电阻器151的另一个端子连接至输出端子120。
共模偏置电路MC进一步包括漏极连接至电阻器151的第一端子(并且因此还连接至放大晶体管103的栅极)的P-MOS型补偿晶体管153。补偿晶体管153的栅极连接至旨在接收恒定控制电压(V控制)的控制端子155。
偏置电路MC还包括电阻器157(值为R1)，该电阻器一方面连接至补偿晶体管153的源极并且另一方面连接至位于电阻器109与放大晶体管103的源极之间的节点A。
电阻器157和补偿晶体管153一起形成补偿电流源I。
补偿晶体管153和补偿晶体管103配对，也就是说，它们是在相同的制造方法过程中产生的，以便具有在大小因数内的相同特性。
更确切地，补偿晶体管153和放大晶体管103尤其具有：相同的特性常数kp；相同的阈值电压Vth；具有同一长度L但具有不同宽度W的有源区。宽度W的不同影响了晶体管的电阻率以及因此经过其导电端子两端的电流量。
上述大小因数等于这两个晶体管的这些有源区的宽度之比。
通常通过产生并联连接的具有严格相同特性的多个单式晶体管来获得宽度W的变化。因此，大小因数等于并联连接的单式晶体管的数量。
具体地，配对的补偿晶体管153和放大晶体管103显现出尤其是由于温度而造成的相同的寄生变化。
图4表示了在操作状态下的结合图3而描述的放大设备AMP，并且展示了在实施设备AMP期间所涉及的电压和电流。
在操作期间，电阻器109控制经过放大级TRSC的静态电流I103，该静态电流向其添加了相对于电流而放大的输入信号变化。
可以借助补偿晶体管153来表示节点A的电压VA，VA＝V控制–VGS153+R1*I[eq1]，I为电阻器157中、补偿晶体管153的导电端子中以及电阻器151中的补偿电流，VGS153为在补偿电阻器153的栅极与源极之间存在的电压。
参考号eq1指代“穿过的路径”以便定义在图4中以粗体表示的等式[eq1]。
可以通过以下等式([eq2])来表示输出端子的偏置电压VMC，其中，VGS103为在放大晶体管103的栅极与源极之间存在的电压：
VMC＝VA+VGS103–R*I，即，通过插入[eq1]，
VMC＝V控制–VGS153+R1*I+VGS103–R*I，即
VMC＝V控制–VGS153+VGS103+I*(R1-R) [eq2]
同样地，参考号eq2指代穿过的路径以便定义在图4中以粗体表示的等式[eq2]。
此外，可接受的近似值I103>>I，I103表示经过放大晶体管103的电流。
VMC＝VDD–R2*I103+VGS103–R*I [eq3]
同样地，参考号eq3指代穿过的路径以便定义在图4中以粗体表示的等式[eq3]。
通过VMC＝[eq2]*R/R1+[eq3]*(R1-R)/R1，我们得到：
VMC＝VDD*(R1-R)/R1+V控制*R/R1–I103*R2*(R1-R)/R1+VGS103–VGS153*R/R1 [eq4]
如果晶体管153和103的面积之比与经过它们的电流之比相同，则VGS153＝VGS103，并且如果我们取R＝R1，则等式因此简化为：VMC＝V控制。
等式[eq4]示出了在对补偿晶体管153的形状因数进行适当调整的情况下，值VGS153的变化可以补偿偏置输出端子120时的VGS103的变化。
例如，补偿晶体管153的宽度可以比放大晶体管103的宽度小8倍。
因此，在不要求修改在级联放大布置中流动的静态电流的情况下，将对共模的偏置直接施加在输出端子上，该静态电流可能通过反馈控制闭环BCLI妨碍对此电流的反馈控制。
此外，将补偿晶体管153和放大晶体管103配对，对随机变化(比如由于温度造成的变化)进行自调节。
换句话说，已经将输出端子120偏置到偏置电位VMC，该偏置电位是在放大晶体管103的栅极与源极之间存在的栅极-源极电压VGS103的基础上获得的。此外，这种偏置是自调节的，也就是说，在放大晶体管103的栅极与源极之间存在的寄生变化通过在补偿晶体管153上存在的相同的寄生变化进行补偿。
更确切地，尤其是借助于第一电阻器151中的补偿电流I的流动以及在其端子两端生成的电压R*I(包括补偿电压VGS103的寄生变化的变化)来实施补偿。
对输出端子进行偏置的实施方式并不妨碍跨导放大级TRSC中的静态电流，因此，有利的是，有可能有效地利用这种用于对输出端子进行偏置的方法来以惯用的方式(例如诸如结合图1而描述的)组合对该静态电流的闭环反馈控制。
图5表示了放大设备AMP的另一有利实施例。此实施例以及结合图3所描述的实施例共同的元件具有相同的参考号并在此不再进行详细描述。
在此实施例中，共模偏置开环MC进一步包括电流发生器159，该电流发生器汲取在补偿晶体管153的漏极与第一电阻器151之间的节点上(也就是说，放大晶体管103的栅极也与其连接的节点上)汲取电流I159。
这使得有可能在不增大经过第一电阻器151的补偿电流(I-I159)的情况下，并且因此在不增大其端子两端的补偿电压的情况下，使更大电流I经过补偿晶体管153。
因此，在此实施例中，可以采用更大的补偿晶体管(因此展现了更少的分散特性)，该补偿晶体管传递比不得不将大小因数固定以便平衡等式eq3时更大更精确的电流。
此外，此发生器159可以使得有可能反转第一电阻器151中流动的电流的方向并且因此在第一电阻器151的端子两端引入相反符号的补偿电压。
确实，通过添加电流源159可以增大晶体管153的大小以便提高输出端120上共模电压的精确度。另一方面，增大晶体管153的大小增大了其寄生输出电容、以及因此放大器TRSC的输入端122上的电容。
因此，隔离电阻器152连接在补偿晶体管153的源极与放大晶体管103的栅极之间。隔离电阻器152展现了大电阻值以便掩蔽晶体管153的漏极上存在的寄生电容。
添加隔离电阻器152使得有可能相对于晶体管153的输出电容隔离输入端122。电阻器并未由任何静态电流穿过(因为该电阻器连接至晶体管103的栅极)，在该电阻器的端子两端没发生压降：因此其在等式[eq4]中不起任何作用。在操作频率下，可以任意选取该电阻器的值，并且优选地以便远远大于晶体管153的输出阻抗(例如，数量级)。
图6表示了示例性射频通信系统SYS，该射频通信系统包括天线ANT以及通过变压器TR连接至该天线的接收级RX。
常规地，接收级RX包括低噪声放大器LNA，该低噪声放大器将天线ANT所接收的信号发射到对称-不对称变压器BLN(根据常用术语为“巴仑(balun)”)中。
在巴仑变压器BLN的输出端上，信号处于差分模式，并且每个差分电路包括结合图3至图5而描述的设备类型的放大设备AMP1、AMP2、AMP3、AMP4。
因此，接收级RX被配置成用于通过具有受控共输出模的放大设备AMP1、AMP2、AMP3、AMP4来对接收信号进行放大。
在由射频信号处理装置MTS进行处理(例如，数字地实施)之前，混频器MIX对由本地振荡器LO产生的信号进行频率变换。
图7表示了配备有如先前所详述的射频通信系统SYS的实施例(此处为移动电话)的示例性电子装置APP。对于本领域技术人员而言将显而易见的是，未在此描述如先前所详述的可包括在任何其他类型的装置或者其他已知的系统中的射频通信系统SYS的或者放大设备AMP的实施例。
此外，本发明并不限制上文已描述的实施例而是包含其所有变体，例如，以示例的方式已经给出了先前所描述的(如级联放大布置或者射频系统所具有的)静态电流反馈控制环路。

Claims (20)

1.一种对放大级的输出端子进行共模偏置的方法，所述放大级包括跨导放大晶体管，所述方法包括：将所述输出端子偏置到在所述放大晶体管的栅极与源极之间存在的栅极-源极电压的基础上获得的偏置电位；以及对所述栅极-源极电压的寄生变化进行补偿，
其中所述补偿包括使补偿电流在连接在所述放大晶体管的所述栅极与所述输出端子之间的第一电阻器中流动，所述补偿电流在所述第一电阻器的端子两端生成补偿电压。
2.根据权利要求1所述的方法，所述放大级包括串联并且共享具有受控共模的所述输出端子的第一级联放大装置和第二级联放大装置，所述第一级联放大装置包括所述放大晶体管，所述第二级联放大装置具有属于与所述第一级联放大装置的所述晶体管的导电性类型相反的导电性类型的晶体管，所述方法进一步包括对在所述第一级联放大装置和所述第二级联放大装置中流动的静态电流进行调节。
3.一种放大设备，包括放大级，所述放大级具有跨导放大晶体管和输出端子，所述放大设备包括偏置电路，所述偏置电路被配置成用于：在共模下将所述输出端子偏置到在所述放大晶体管的栅极与源极之间存在的栅极-源极电压的基础上获得的偏置电位；并且对所述栅极-源极电压的寄生变化进行补偿，
其中所述偏置电路被配置成用于使补偿电流经过连接在所述放大晶体管的所述栅极与所述输出端子之间的第一电阻器，在所述第一电阻器的端子两端生成的电压旨在对所述寄生变化进行补偿。
4.根据权利要求3所述的放大设备，其中，所述偏置电路包括与所述放大晶体管配对的补偿晶体管，所述补偿晶体管的栅极连接至旨在接收固定控制电压的端子，并且所述补偿晶体管被配置成用于在其漏极上生成所述补偿电流。
5.根据权利要求4所述的放大设备，其中，所述偏置电路包括连接在所述补偿晶体管的源极与所述放大晶体管的源极之间的第二电阻器。
6.根据权利要求5所述的放大设备，其中，所述放大级包括连接在旨在接收电源电压的电源端子与所述放大晶体管的所述源极之间的第三电阻器。
7.根据权利要求4至6中任一项所述的放大设备，其中，所述偏置电路包括电流发生器，所述电流发生器连接在所述补偿晶体管的所述漏极与旨在接收参考电压的端子两端并且被配置成用于从所述补偿电流中减去调整电流。
8.根据权利要求3所述的放大设备，其中，所述放大级包括连接在旨在接收电源电压的电源端子与所述放大晶体管的所述源极之间的电阻器。
9.根据权利要求3至6和8中任一项所述的放大设备，其中，所述放大级包括第一输入端，所述第一输入端在所述放大晶体管的所述栅极上并且通过滤波电容器耦合至输入端子，所述滤波电容器被配置成在所述放大级的操作频率下表现为短路电路并且在所述偏置电路的操作频率下表现为断路器。
10.根据权利要求9所述的放大设备，进一步包括电流反馈控制环路，所述电流反馈控制环路被配置成用于调节在所述放大级中流动的电流。
11.一种射频通信系统，所述射频通信系统包括连接至天线的接收级，所述接收级包括：至少一个被配置成用于对接收信号进行放大的根据权利要求3至10中任一项所述的放大设备；以及被配置成用于处理放大信号的信号处理装置。
12.根据权利要求11所述的射频通信系统，进一步包括所述天线，所述天线耦合到所述接收级的天线输入。
13.根据权利要求12所述的射频通信系统，其中，所述射频通信系统是个人计算机的一部分。
14.根据权利要求12所述的射频通信系统，其中，所述射频通信系统是移动电话的一部分。
15.一种放大设备，包括：
参考电压端子；
输出端子；
跨导放大晶体管，具有在所述参考电压端子与所述输出端子之间的电流路径；
电阻器，耦合在所述放大晶体管的栅极与所述输出端子之间；以及
补偿晶体管，具有耦合在所述参考电压端子与节点之间的电流路径，所述节点连接到所述放大晶体管的所述栅极和所述电阻器的端子，补偿电流流过所述电阻器以在所述电阻器两端生成补偿电压。
16.根据权利要求15所述的放大设备，其中，所述补偿晶体管的栅极耦合到固定控制电压端子。
17.根据权利要求15所述的放大设备，进一步包括耦合在所述补偿晶体管的源极与所述放大晶体管的源极之间的第二电阻器。
18.根据权利要求17所述的放大设备，进一步包括连接在所述参考电压端子与所述放大晶体管的所述源极之间的第三电阻器。
19.根据权利要求15所述的放大设备，进一步包括电流发生器，所述电流发生器具有耦合在所述补偿晶体管的漏极与接地端子之间的电流路径。
20.一种包括根据权利要求11所述的射频通信系统的电子装置，包括个人计算机或者移动电话。
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