FR3063154A1 - Stabilisation d'une boucle de regulation de courant de polarisation - Google Patents

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Serge Ramet
Sandrine Nicolas
Danika Perrin
Cedric Rechatin
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STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
STMicroelectronics Alps SAS
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STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
STMicroelectronics Alps SAS
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Abstract

Le circuit intégré (CI) comprend un étage à réguler (REG1, REG2) apte à écouler un courant (IDC) et une boucle de régulation du courant (BCL1). La boucle de régulation (BCL1) comprend un amplificateur à transimpédance (AMP1) comportant un premier transistor (T2) et un deuxième transistor (T3) montés en grilles communes, configurés pour comparer le courant (IDC) passant dans l'étage à réguler (REG1, REG2) avec un courant de référence (IREF) et générer une tension de régulation sur un nœud de sortie (A) de l'amplificateur à transimpédance (AMP1). Le circuit intégré (CI) comprend un condensateur (C) connecté entre ledit nœud de sortie (A) et les grilles desdits premier et deuxième transistors (T2, T3).

Description

Titulaire(s) : STMICROELECTRONICS (ALPS) SAS Société par actions simplifiée, STMICROELECTRONICS (GRENOBLE 2) SAS.
Demande(s) d’extension
Mandataire(s) : CASALONGA.
(04) STABILISATION D'UNE BOUCLE DE REGULATION DE COURANT DE POLARISATION.
FR 3 063 154 - A1 (57) Le circuit intégré (Cl) comprend un étage à réguler (REGI, REG2) apte à écouler un courant (IDC) et une boucle de régulation du courant (BCL1). La boucle de régulation (BCL1) comprend un amplificateur à transimpédance (AMP1) comportant un premier transistor (T2) et un deuxième transistor (T3) montés en grilles communes, configurés pour comparer le courant (IDC) passant dans l'étage à réguler (REGI, REG2) avec un courant de référence (IREF) et générer une tension de régulation sur un noeud de sortie (A) de l'amplificateur à transimpédance (AMP1). Le circuit intégré (Cl) comprend un condensateur (C) connecté entre ledit noeud de sortie (A) et les grilles desdits premier et deuxième transistors (T2, T3).
Cl /
Figure FR3063154A1_D0001
Figure FR3063154A1_D0002
i
Stabilisation d’une boucle de régulation de courant de polarisation
Des modes de réalisation de l’invention concernent les circuits intégrés, notamment les boucles de régulation de courant, en particulier les courants statiques c’est-à-dire ayant un niveau constant, par exemple les courants de polarisation d’amplificateurs.
En effet, certains dispositifs de circuits intégrés ont besoin d’écouler un courant de polarisation constant, par exemple afin de placer un composant dans des conditions avantageuses pour son fonctionnement.
Une solution habituelle pour fixer un courant de polarisation consiste à utiliser un montage miroir de courant, mais dans certaines applications, par exemple lorsque les longueurs de grilles doivent être minimales, il n’est pas possible d’utiliser ce type de montage en raison de problèmes d’appariement (« matching » selon le terme anglais usuel) entre les composants du circuit.
Par ailleurs, le courant de polarisation doit être régulé, c’est-àdire par exemple asservi par contre-réaction, afin d’éviter des variations de sa valeur provenant de causes extérieures et afin d’assurer un courant de polarisation précis.
Ainsi il a été réalisé des boucles BCLO de régulation du courant de polarisation, par exemple représentées par les figures 1 et 2, permettant d’écouler un courant régulé dans ledit dispositif.
Sur la figure 1, la boucle de régulation BCLO, régulant le courant de polarisation IDC qui s’écoule dans un étage à réguler REGO, comporte un amplificateur à transimpédance AMPO configuré pour comparer le courant de polarisation IDC avec un courant de référence Iref.
On rappelle ici qu’un amplificateur à transimpédance permet, de façon classique et connue, de générer sur sa sortie un signal de tension à partir d’un signal de courant (par exemple une variation ou un différentiel de courant) à son entrée.
L’amplificateur AMPO génère une tension de régulation sur un nœud de sortie AO, laquelle commande la conduction d’un transistor
Tl écoulant le courant de polarisation IDC à travers ses bornes de conduction.
La figure 2 représente le circuit intégré CI de la figure 1, et détaille un exemple d’amplificateur à transimpédance AMPO.
L’amplificateur AMPO comporte deux transistors T2, T3, de type P-MOS dans cet exemple, montés en paire différentielle, qui permettent de comparer ledit courant de polarisation IDC avec le courant de référence Iref.
Le rapport des résistances R2 et R3 permet de comparer des valeurs du courant de polarisation IDC et du courant de référence Iref selon le même rapport.
Le courant de référence Iref est transmis sur les drains des transistors T2 et T3 par l’intermédiaire d’un montage miroir de courant MIR, comportant trois transistors T4, T5, T6 de type N-MOS dans cet exemple. Le transistor T6 est monté en diode et les deux transistors T4 et T5 font s’écouler une copie du courant de référence Iref dans respectivement l’un et l’autre des deux transistors T2 et T3.
Une telle boucle de régulation BCLO, dont la mise en œuvre est assimilable à un asservissement du courant par contre-réaction, nécessite généralement une stabilisation de son fonctionnement afin d’éviter notamment des phénomènes de résonnance néfastes.
La marge de phase reflète la stabilité d’un système et est égale à la différence entre une phase décalée de 180° et la phase du système à la fréquence de gain nul. Un critère habituel de stabilité est une marge de phase supérieure à 45°.
La solution habituelle consiste à placer un condensateur de stabilisation C0 connecté entre le nœud de sortie A0 et une borne de masse GND. Avec Rao l’impédance équivalente sur le nœud de sortie A0, le condensateur C0 introduit une fréquence de coupure à 1/2kRA0C0.
Dans un système comportant une boucle de régulation, l’instabilité est liée au positionnement de la fréquence gain-unité (fixé par le pôle dominant 1/2kRaoCO) par rapport aux pôles secondaires. Lorsque les pôles secondaires sont fixes, augmenter C0 permet de diminuer la fréquence gain unité et donc, d’augmenter la marge de phase.
Avec ce type de montage, la valeur du condensateur CO peut être très élevée.
A titre illustratif, la taille d’un tel condensateur CO seul peut être supérieure à la surface occupée par l’ensemble du reste du circuit représenté sur les figures 1 et 2. Et en outre, une forte capacité sur un amplificateur radiofréquence peut avoir un effet d’antenne néfaste à son bon fonctionnement.
Une autre manière de stabiliser la boucle de régulation BCLO peut consister à diminuer la valeur de transconductance du transistor T2, ce qui introduit par ailleurs une perte de précision, également peu souhaitable.
Par ailleurs, un condensateur par exemple couplé entre la grille et le drain du transistor Tl introduit un effet Miller permettant de stabiliser la régulation du courant de manière plus compacte.
Cela étant, l’effet Miller s’il permet d’assurer une bonne stabilité à la boucle de régulation de courant, notamment en raison du phénomène d’écartement des pôles (« pôle splitting » selon le terme usuel anglais), introduit des contraintes incompatibles avec l’utilisation du transistor Tl en tant qu’amplificateur radiofréquence puisqu’il limite la bande passante du transistor Tl.
Par conséquent il existe un besoin de stabiliser une boucle de régulation de courant, sans dégrader ses performances, en ne limitant pas la bande passante de l’étage à réguler, et selon une réalisation minimisant la surface occupée dans le circuit intégré.
A cet égard, il est proposé selon un aspect un circuit intégré comprenant un étage à réguler apte à écouler un courant tel qu’un courant statique, par exemple un courant de polarisation d’amplificateur, et une boucle de régulation du courant. La boucle de régulation comprend un amplificateur à transimpédance comportant un premier transistor et un deuxième transistor montés en grille commune, configurés pour comparer le courant passant dans l’étage à réguler avec un courant de référence et générer une tension de régulation sur un nœud de sortie de l’amplificateur à transimpédance. Le circuit intégré comprend en outre un condensateur couplé entre ledit nœud de sortie et les grilles desdits premier et deuxième transistors.
Le condensateur couplé entre ledit nœud de sortie et les grilles desdits premier et deuxième transistors, qui est avantageusement un condensateur de stabilisation, permet de mettre en œuvre une stabilisation de ladite boucle de régulation du courant selon un effet de multiplication capacitive passe-bande avantageux.
Cet effet présente l’avantage d’amplifier la valeur capacitive dudit condensateur et permet de minimiser la taille de ce condensateur. Par exemple cet effet permet d’économiser plus de 90% de la taille d’un condensateur C0 du type de celui décrit en relation avec les figures 1 et 2, pour un meilleur résultat.
Ainsi, la valeur capacitive dudit condensateur est avantageusement inférieure à 5 picoFarad.
L’effet de multiplication capacitive passe-bande permet de sélectionner les fréquences pour lesquels la stabilisation est mise en œuvre, afin de ne pas dégrader les performances de l’étage à réguler.
Ainsi, la boucle régulation du courant peut être configurée pour avoir une bande passante inférieure, d’au moins un facteur dix, à la fréquence de travail de l’étage à réguler.
Par exemple, la boucle de régulation du courant est configurée pour réguler le courant statique avec une coupure à quelques dizaines de mégaHertz, loin de la fréquence de fonctionnement de l’étage à réguler, supérieure au gigaHertz.
La stabilisation de la régulation selon cet aspect permet de réduire la taille des circuits intégrés notamment destinés aux communications radiofréquences, et selon un fonctionnement optimal.
Ainsi l’étage à réguler peut comporter un amplificateur radiofréquence ayant une fréquence de travail supérieure à 1 gigaHertz.
Par exemple, l’amplificateur radiofréquence est un amplificateur à faible bruit comportant un transistor d’amplification dont la grille est reliée par l’intermédiaire d’une résistance au nœud de sortie de l’amplificateur à transimpédance.
Dans un autre exemple l’amplificateur radiofréquence est un amplificateur dual NMOS-PMOS comportant deux transistors d’amplification, la grille de l’un desdits transistors d’amplification étant reliée par l’intermédiaire d’une résistance au nœud de sortie de l’amplificateur à transimpédance.
Par exemple, dans la boucle de régulation du courant, les grilles des premier et deuxième transistors sont reliées au drain du deuxième transistor, les deux transistors étant configurés pour écouler ledit courant de référence, et le nœud de sortie de l’amplificateur à transimpédance est connecté au drain du premier transistor.
Par ailleurs, l’amplificateur à transimpédance peut comporter une source de courant de référence, et un montage miroir de courant configuré pour écouler des copies du courant de référence respectivement dans les drains desdits premier et deuxième transistors.
La boucle de régulation du courant peut comporter une première résistance et une deuxième résistance connectées entre une borne destinée à recevoir une tension d’alimentation et respectivement la source du premier transistor et la source du deuxième transistor.
D’autres avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront à l’examen de la description détaillée de modes de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels :
- les figures 1 et 2, précédemment décrites, représentent un circuit intégré comportant une boucle de régulation de courant stabilisé par des moyens classiques ;
- les figures 3 et 5 représentent des exemples de modes de réalisation avantageux de l’invention ;
- la figure 4 est un diagramme représentant un effet de multiplication capacitive passe-bande selon un exemple de mode de réalisation de l’invention.
Dans la suite, les valeurs résistives des résistances et les valeurs capacitives des condensateurs d’un circuit seront indifféremment désignées par la même référence (e.g. R ou C).
La figure 3 représente un exemple de circuit intégré CI comportant un étage à réguler REGI ainsi qu’une boucle de régulation BCL1 avantageusement stabilisée.
L’étage à réguler REGI comporte dans cet exemple un amplificateur faible bruit LNA, destiné à amplifier des signaux radiofréquences, ayant par exemple des fréquences supérieures au gigaHertz.
L’amplificateur LNA comporte un transistor d’amplification Tl, une borne d’entrée RFin couplée à la grille du transistor d’amplification Tl par l’intermédiaire d’un condensateur Cl et une borne de sortie RFout couplée au drain du transistor d’amplification Tl.
La source du transistor d’amplification Tl est reliée à une borne de masse GND.
Bien que non-représenté sur la figure 3, un transistor cascode d’isolation d’entrée-sortie pourrait être connecté en série entre le transistor d’amplification Tl et la borne de sortie, en étant commandé sur sa grille par une tension de référence cascode.
Un condensateur Cl et une résistance RI forment un filtre qui isole la borne d’entrée RFin de potentiels signaux de fréquences inférieures au gigaHertz, dans cet exemple.
Un résonateur en charge du transistor Tl comprend une charge inductive L2 montée en série avec un condensateur C2, lui-même en parallèle avec une résistance R2, entre le drain du transistor d’amplification Tl et une borne destinée à recevoir une tension d’alimentation VDD.
La charge inductive L2 permet d’augmenter la dynamique de sortie de l’amplificateur faible bruit LNA et le condensateur C2 permet d’éviter une baisse du facteur de qualité du résonateur en charge du transistor Tl.
Un tel montage d’amplificateur faible bruit LNA nécessite l’écoulement d’un courant de polarisation IDC dans les bornes de conduction du transistor Tl, afin que ledit transistor d’amplification
Tl soit placé dans un régime linéaire optimal en matière d’amplification.
La composante constante (ou basse fréquence) de la tension présente sur la grille du transistor d’amplification Tl permet de commander cet écoulement de courant de polarisation IDC.
La boucle de régulation du courant de polarisation BCL1 permet de commander la valeur de ladite composante constante de la tension de grille du transistor Tl, autrement appelée tension de régulation.
La boucle de régulation BCL1 comporte un amplificateur à transimpédance AMP1, comportant un moyen de stabilisation avantageux.
L’amplificateur à transimpédance AMP1 comporte un montage miroir de courant MIR comprenant un transistor NMOS T6 monté en diode, dont la tension de grille commande deux transistors NMOS de copie T4, T5.
Le montage miroir de courant MIR est configuré pour faire s’écouler des copies d’un courant de référence IREF généré par une source de courant, dans respectivement le drain d’un premier transistor PMOS T2 et le drain d’un deuxième transistor PMOS T3.
Le premier transistor T2 et le deuxième transistor T3 sont montés en grille commune, laquelle est reliée au drain du deuxième transistor T3.
Une résistance R2 est reliée d’une part à la source du premier transistor T2 et d’autre part à une borne de tension d’alimentation VDD, et de même une résistante R3 est reliée d’une part à la source du deuxième transistor T3 et d’autre part à la borne d’alimentation VDD.
Ce montage permet de comparer les courants s’écoulant dans les sources de l’un et l’autre des premier et deuxième transistors, selon un facteur de comparaison égal au rapport des résistances R2 et R3.
Par ailleurs, différents rapports de tailles entre les transistors du montage miroir de courant MIR et des transistors T2, T3 montés en en grille commune permettent également de dimensionner le facteur de comparaison des courants.
A des fins de simplification, on considère dans la suite que le facteur de comparaison est égal à un.
Un nœud de sortie A de l’amplificateur à transimpédance est relié au drain du premier transistor T2.
Une tension de régulation reflétant une différence entre le courant s’écoulant dans le premier transistor T2 et le courant de référence IREF est délivrée sur ledit nœud de sortie A, auquel est reliée, par l’intermédiaire d’une résistance RI dite résistance d’isolation, la grille du transistor d’amplification Tl.
Par conséquent, la tension de régulation, présente sur le nœud de sortie A, commande le transistor Tl dans un état plus ou moins passant et régule l’intensité du courant de polarisation IDC jusqu’à atteindre un équilibre.
L’équilibre est atteint lorsque le courant IDC vérifie l’équation : R2*(IT2+IDC)=R3*IT3 ; avec U2 le courant s’écoulant dans le premier transistor T2, IT3 le courant s’écoulant dans le deuxième transistor T3.
Les transistors PMOS T2, T3 et NMOS T4, T5, T6 de la boucle de régulation BCL1 sont dimensionnées de façon à avoir un bon appariement des courants et suffisamment de gain dans l’amplificateur à transimpédance AMP1.
En outre, un condensateur C est couplé d’une part au drain du premier transistor T2 et d’autre part aux grilles du premier et du deuxième transistor T2, T3. Ce condensateur C permet de stabiliser la régulation mise en œuvre par la boucle BCL1.
La figure 4 représente un diagramme de Bode décrivant la fonction de transfert d’une boucle BLE ouverte sur la grille du transistor Tl et comprenant le transistor Tl, la charge inductive L2, le transistor T2 et la résistance RI, dans le montage décrit en relation avec la figure 3 et dans un montage habituel du type de celui décrit en relation avec la figure 2.
Les courbes G1 et PI représentent respectivement le gain et la phase de la réponse fréquentielle d’une boucle ouverte équivalente à la boucle BLE pour un montage du type de celui décrit en relation avec la figure 2, comportant notamment un condensateur CO couplé entre le nœud de sortie A et une borne de masse GND.
Les courbes G2 et P2 représentent respectivement le gain et la phase de la réponse fréquentielle de la boucle BLE dans le montage décrit en relation avec la figure 3, comportant un condensateur C couplé entre le drain du transistor T2 et les grilles des transistors T2 et T3.
A basse fréquence, par exemple inférieures à 20kHz, le transistor T2 se comporte comme un amplificateur à transconductance, il participe au gain Greg en boucle ouverte.
On peut exprimer le gain Greg par Greg = gmTi*gmT2*R2*RA ; avec gmTi la transconductance du transistor Tl, gmT2 la transconductance du transistor T2, et Ra l’impédance équivalente sur le nœud de sortie A.
D’autre part, on peut voir sur les courbes de gain Gl, G2 que le condensateur C, couplé entre le drain du transistor T2 et la grille commune des transistors T2 et T3, introduit deux effets en particulier.
Un premier effet est une diminution d’une première fréquence de coupure.
Par exemple, un condensateur C0 qui serait classiquement connecté entre le nœud de sortie A et la masse GND, comme sur la figure 2, de valeur capacitive égale à 40pF, introduirait une première fréquence de coupure Fcll à 55kHz ; Fcll = 1/2kRaC0.
Le condensateur C connecté entre le drain et la grille du transistor T2 du type décrit en relation avec la figure 3 et de valeur capacitive égale à lpF, introduit quant à lui une première fréquence de coupure Fc21 à 20kHz.
Les variations de la tension présente sur le nœud B sont transmises sur le nœud A, via le transistor T2 se comportant comme un amplificateur à transconductance, et les variations transmises sur le nœud A sont transmises sur le nœud D, par l’intermédiaire du condensateur C. A la fréquence Fc21, ces variations sont identiques sur les nœuds B et D, ce qui fait chuter le gain G2.
ίο
Cependant, lorsque la fréquence augmente encore, un deuxième effet notable du condensateur C se produit.
En effet, avec l’augmentation de la fréquence, le signal en A diminue et devient égal au signal en D, qui lui-même est égal au signal en B. Cette égalité se produit à partir d’une fréquence Fz dite fréquence d’apparition du zéro, Fz = 1/2k(Rt3+R3)C ; avec Rt3 la valeur résistive du transistor T3 à l’état passant.
La valeur capacitive C du condensateur C est ici avantageusement une valeur capacitive amplifiée par l’intermédiaire de la transconductance gmT2 du transistor T2.
A partir de la fréquence d’apparition du zéro Fz, le gain arrête de chuter, ce qui engendre une remontée de la phase P2, favorable à la stabilité.
Par ailleurs, à partir d’une deuxième fréquence de coupure Fc2, Fc2 = 1/2kR2*C2, le filtre formé par la résistance R2 et le condensateur C2 fait chuter la tension présente sur le nœud B, et donc également la tension présente sur le nœud A.
En d’autres termes, le condensateur C dans cette configuration, permet d’obtenir d’une part une première coupure à basse fréquence, pour une faible valeur capacitive, et permet d’autre part d’augmenter le décalage de phase à la fréquence de gain nul au moyen d’un effet qualifiable d’effet de multiplication capacitive passe-bande.
En matière de stabilité, on peut voir sur les courbes de phase PI, P2 de la figure 4 qu’en présence du condensateur C la marge de phase augmente de sensiblement 60°, dans cet exemple.
La marge de phase du montage en l’absence du condensateur C dans cet exemple est d’environ 20°, et de 80° avec la boucle BCL1 comportant le condensateur C, ce qui témoigne d’une extrêmement bonne stabilité (on rappelle que le critère habituel de bonne stabilité est un décalage de phase supérieur à 45°).
A titre de comparaison, un condensateur C0 couplé de la façon précédemment décrite en relation avec les figures 1 et 2, de valeur capacitive quarante fois supérieure au condensateur C, permet d’obtenir une marge de phase d’environ 40°.
Ainsi, l’effet de multiplication capacitive passe-bande du condensateur C permet non-seulement d’économiser plus de 90% de la surface consommée par un condensateur de stabilisation habituel, mais offre en outre de meilleurs performances.
La figure 5 représente un autre exemple de circuit intégré CI comportant un étage à réguler REG2 ainsi qu’une boucle de régulation BCL1 avantageusement stabilisée.
La boucle de régulation BCL1 est de structure et d’effets identiques à la boucle de régulation décrite précédemment en relation avec la figure 3, et ne sera pas détaillée à nouveau ici.
L’étage à réguler REG2 comporte quant à lui un amplificateur RFDA du type amplificateur dual NMOS-PMOS.
L’étage à réguler REG2 comporte une borne d’entrée RFin qui reçoit un signal radiofréquence en tension, amplifié par un étage d’amplification à transconductance TRSC comportant deux montages d’amplification cascodés CASC7, CASC8 avec une sortie en courant OUT.
Le premier montage d’amplification cascodé CASC7 comporte un transistor d’amplification à transconductance T7 de type N-MOS dont la grille est couplée à la borne d’entrée RFin, en série avec un transistor cascode TC7 de type N-MOS dont le drain est connecté à la sortie OUT.
Le deuxième montage d’amplification cascodé CASC8 comporte un transistor d’amplification à transconductance T8 de type P-MOS dont la grille est couplée à la borne d’entrée RFin, en série avec un transistor cascode TC8 de type P-MOS dont le drain est connecté à la sortie OUT.
Une résistance R2 connectée entre une borne de tension d’alimentation VDD et le transistor d’amplification T8 permet d’effectuer la mesure du courant de polarisation qui passe dans les montages d’amplification cascodés CASC7, CASC8 de l’amplificateur dual NMOS-PMOS RFDA, et circule vers une borne de masse GND.
Le nœud de sortie A de la boucle de régulation de courant BCL1 est connecté à la grille du transistor T7 par l’intermédiaire d’une résistance R7 et la régulation est mise en œuvre de manière similaire à celle décrite en relation avec la figure 3.
Par ailleurs l’invention n’est pas limitée à ces modes de réalisation mais en embrasse toutes les variantes, par exemple les étages à réguler REGI et REG2 ont été donnés à titre d’exemple, de même que les différentes valeurs numériques.

Claims (9)

  1. REVENDICATIONS
    1. Circuit intégré comprenant un étage à réguler (REGI, REG2) apte à écouler un courant (IDC) et une boucle de régulation du courant (BCL1), la boucle de régulation (BCL1) comprenant un amplificateur à transimpédance (AMP1) comportant un premier transistor (T2) et un deuxième transistor (T3) montés en grille commune, configurés pour comparer le courant (IDC) passant dans l’étage à réguler (REGI, REG2) avec un courant de référence (IREF) et générer une tension de régulation sur un nœud de sortie (A) de l’amplificateur à transimpédance (AMP1), le circuit intégré comprenant en outre un condensateur (C) couplé entre ledit nœud de sortie (A) et les grilles desdits premier et deuxième transistors (T2, T3).
  2. 2. Circuit intégré selon la revendication 1, dans lequel la valeur capacitive dudit condensateur (C) est inférieure à 5 picoFarad.
  3. 3. Circuit intégré selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la boucle de régulation du courant (BCL1) est configurée pour avoir une bande passante inférieure, d’au moins un facteur dix, à la fréquence de travail de l’étage à réguler (REG).
  4. 4. Circuit intégré selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l’étage à réguler (REGI, REG2) comporte un amplificateur radiofréquence (LNA, RFDA) ayant une fréquence de travail supérieure à 1 gigaHertz.
  5. 5. Circuit intégré selon la revendication 4, dans lequel l’amplificateur radiofréquence est un amplificateur à faible bruit (LNA) comportant un transistor d’amplification (Tl) dont la grille est reliée par l’intermédiaire d’une résistance (RI) au nœud de sortie (A) de l’amplificateur à transimpédance (AMP1).
  6. 6. Circuit intégré selon la revendication 4, dans lequel l’amplificateur radiofréquence est un amplificateur dual NMOS-PMOS (RFDA) comportant deux transistors d’amplification (T7, T8), la grille de l’un desdits transistors d’amplification (T7) étant reliée par l’intermédiaire d’une résistance (R7) au nœud de sortie (A) de l’amplificateur à transimpédance (AMP1).
  7. 7. Circuit intégré selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les grilles des premier et deuxième transistors (T2, T3) sont reliées au drain du deuxième transistor (T3), lesdits premier et deuxième transistors (T2, T3) étant configurés pour écouler ledit courant de référence (IREF), et dans lequel le nœud de sortie (A) de l’amplificateur à transimpédance (AMP1) est connecté au drain du premier transistor (T2).
  8. 8. Circuit intégré selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l’amplificateur à transimpédance (AMP1) comporte une source de courant de référence (IREF), et un montage miroir de courant (MIR) configuré pour écouler des copies du courant de référence (IREF) respectivement dans les drains desdits premier et deuxième transistors (T2, T3).
  9. 9. Circuit intégré selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la boucle de régulation du courant (BCL1) comporte une première résistance (R2) et une deuxième résistance (R3) connectées entre une borne destinée à recevoir une tension d’alimentation (VDD) et respectivement la source du premier transistor (T2) et la source du deuxième transistor (T3).
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