CN109962684B - 一种具备三条被控电流支路的高动态范围跨阻放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种具备三条被控电流支路的高动态范围跨阻放大器，包括：运算放大器和三条可控电流支路；第一条可控电流支路设置在运算放大器的输入端与外部输入电源之间，第二条可控电流支路设置在运算放大器内部，第三条可控电流支路设置在运算放大器的输出端与输入端之间；三条可控电流支路共同作用提升了跨阻放大器的动态范围，稳定了直流工作点。本发明由于在反馈环路外引入了额外的电流支路，能够使得增益的调节对于零极点稳定几乎没有影响，增大了动态范围。同时，在本发明中，三条受控电流支路将随着输入电流强度动态调节，保证了整个动态范围内均有稳定的工作点。

Description

一种具备三条被控电流支路的高动态范围跨阻放大器
技术领域
本发明属于跨阻放大器技术领域，更具体地，涉及一种具有高动态范围的跨阻放大器。
背景技术
光纤通信在高速信息传输网中扮演着至关重要的角色。跨阻放大器作为光接收机中的重要组成部分，决定了接收机的灵敏度、输入动态范围等重要指标。近年来，对高容纳量短距通信需求的不断提升使得无源光电网络(PON)成为高速、低成本的理想方案。在PON网络中，为满足不同传输距离的需求，跨阻放大器同时需具有高动态范围与高灵敏度。
图1为常规可变增益光电接收机前端系统框图，其中包含：跨阻放大器、可变增益放大器(VGA)、输出缓冲器以及自动增益控制(AGC)电路。跨阻放大器负责将从光电二极管输出的电流信号转化为电压信号，电压与电流之间的增益被称之为跨阻增益。为了进一步达到输出摆幅要求，通常在跨阻放大器之后连接可变增益放大器，进一步放大电信号。自动增益控制电路将探测可变增益放大器的输出端的信号幅度大小，产生与该幅度单调相关的控制电压，并使用控制电压调节跨阻放大器的跨阻增益与可变增益放大器的电压增益，达到输出幅度固定的目的。输出缓冲器无信号放大作用，而是起到匹配负载的作用。
现有技术中一种通用的可变增益跨阻放大器结构框图如图2所示，该跨阻放大器由运算放大器与跨接在输出与输入端的变阻器组成，且该变阻器的阻值由AGC电路输出的控制电压所控制。一种可能的由电压控制的变阻器的实现途径为电阻器与MOS晶体管的并联，通过控制电压改变晶体管的沟道电阻，从而改变整个变阻器的阻值。以上结构的问题在于，若将运算放大器简化为一个单极点系统，它的3dB带宽表示为1/(2πTA)，考虑输入寄生电容并假设输入端等效寄生电容为CT，传统结构将构成一个双极点系统，该系统的传递函数表示为：
Figure BDA0001993026790000021
Figure BDA0001993026790000022
其中，A为运算放大器的增益，RF为图2所示的结构中反馈电阻的大小。ω0为该系统的极点。可以看到，该系统极点的品质因子Q与反馈电阻的大小相关。反馈电阻减小时，极点品质因子将增大，造成系统的不稳定。因此，该问题一直限制着可变增益跨阻放大器的增益调节范围。一种改善稳定性的方式为，在调节反馈电阻的同时调节运算放大器的增益。由公式4可知，该方式能够缓解反馈电阻下降带来的稳定性的降低。但仅使用该方式能达到的动态范围有限。
光电二极管具有暗电流，如图3所示，当光强度增大时，光电二极管的输出电流的直流电平将持续升高。在纯CMOS跨阻放大器中，由于每一级的输入端口常与晶体管的栅极连接，该直流电流必须被图3所示的运算放大器吸收。设运算放大器输出级的负载等效电阻为R1，反馈电阻Rf，输出级偏置电流为Ibias，输入信号的直流成分为Iin，则输出、输入端的直流电位可以表示为：Vout＝VDD-IinR1-IbiasR1……(5)，Vin＝VDD-Iin(Rf+R1)-IbiasR1……(6)，由上式可知，若想要使得输入直流偏置点不发生改变，则反馈电阻应当满足：
Figure BDA0001993026790000023
即反馈电阻值应与电流呈反比关系。然而在实际电路中，反馈电阻通常需要其满足dB线性的需求，以达到自动增益控制的条件。由此可见，需要引入额外的结构以达到较为恒定的直流工作点。传统设计中通常会引入额外的反馈环路，如图4所示，在一个实例中，两个同样的跨阻放大器构成差分信号，其中一个跨阻放大器连接光电二极管接收信号，另一个跨阻放大器的输入端悬空。一个由第一电阻、第一电容组成的低通网络将并联在两个跨阻放大器的输入端之间，用于滤除跨阻放大器输出的交流信号，提取直流分量；滤波器的输出端连接跨导增益级，转化为电流，用于抵消光电二极管输出信号的直流分量。这一结构的缺点在于，提取输出信号直流分量需要低通滤波器拥有低截止频率，在芯片上实现需要较高的成本。Wei-Zen Chen等人在2010发表的论文中采取改变输出级负载阻抗的方式来抵消光电二极管输出信号的直流分量。然而该阻抗将对运算放大器的主极点造成较大影响，因此阻值的调整应格外小心。F.Aznar等人在欧洲固态电路会议上提出了通过改变流入反馈电阻的电流比例来调节增益，然而该方案能达到的增益调节范围有限，文献中仅实现了6dB的调节范围。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种具有高动态范围的跨阻放大器，旨在解决现有技术中由于受到零极点稳定性与直流工作点稳定性的制约导致增益调节范围有限的问题。
在传统结构中如果反馈电阻过小，将导致频域响应波形出现“尖峰”，时域输出波形将产生振荡。除此之外，传统结构中增益的变化无法完全补偿输入的直流电路，使得电路偏置点发生变化，造成性能的降低。
本发明提供了一种具备三条被控电流支路的高动态范围跨阻放大器，包括：运算放大器和三条可控电流支路；第一条可控电流支路设置在所述运算放大器的输入端与外部输入电源之间，第二条可控电流支路设置在所述运算放大器内部，第三条可控电流支路设置在所述运算放大器的输出端与输入端之间；三条可控电流支路共同作用提升了跨阻放大器的动态范围，稳定了直流工作点。
更进一步地，运算放大器包括：第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5和电阻R2；所述第一MOS管的栅极作为所述运算放大器的电流输入端，所述第一MOS管的漏极连接第二MOS管的漏极，所述第一MOS管的源极连接电源电压；所述第二MOS管的栅极连接至电流输入端，所述第二MOS管的源极接地；所述第三MOS管的栅极连接第一、第二MOS管的漏极，所述第三MOS管的源极连接电源电压，所述第三MOS管的漏极连接第四MOS管的漏极；所述第四MOS管的栅极与漏极短接，所述第四MOS管的源极接地；所述第五MOS管的栅极与第四MOS管的栅极相连，所述第五MOS管的源极接地，所述第五MOS管的漏极作为所述运算放大器的电压输出端；所述电阻R2的一端连接电源电压，另一端连接电压输出端。
更进一步地，第一条可控电流支路包括：第六MOS管M6，第六MOS管的源极连接电流输入端，所述第六MOS管的漏极连接电源电压，所述第六MOS管的栅极连接外部的控制电压。其中，当输入信号非常小时，控制电压较低，此时第六MOS管处于截止区，不会影响跨阻放大器的灵敏度。当输入信号增大时，控制电压随之增大，此时MOS管逐渐导通，将部分交流电流旁路至交流地。
更进一步地，第二条可控电流支路包括：第七MOS管M7，第七MOS管的源极、漏极跨接在电流输入端与所述第一MOS管的漏极之间，所述第七MOS管的栅极连接外部的控制电压。当输入信号非常小时，控制电压不足以使得第七MOS管导通，此时该MOS管不会影响跨阻放大器的工作。当输入信号逐渐增大时，第七MOS管的沟道电阻随之减小，使得运算放大器的输入阻抗降低，改善了零极点的稳定性。同时，部分交流电流也经过第七MOS管旁路至交流地。
更进一步地，第三条可控电流支路包括：第八MOS管M8，第八MOS管的源极连接电压输出端，所述第八MOS管的漏极连接电流输入端，所述第八MOS管的栅极连接外部的控制电压。利用第八MOS管的沟道电阻阻值与控制电压呈反比的关系，可以用于调节第三条可控电流支路的阻值。
其中，第三条可控电流支路还包括：电阻R1，连接在所述电流输入端与电压输出端之间。电阻R1决定了该跨阻放大器的最大跨阻增益，采用定值电阻能够使得跨阻放大器拥有更好的线性度。
其中，第三条可控电流支路还包括：电容C1，与所述电阻R1并联连接。电容C1跨接在输入与输出端，抑制了跨阻放大器环路的峰化，改善了环路的稳定性。
作为本发明的一个实施例，第一MOS管和第三MOS管为PMOS管，第二MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管和第八MOS管为NMOS管。M1为PMOS，M2为NMOS的组合使得运放的输入级跨导增益倍增，提高了整体噪声性能。M3、M4与M5的组合使得电压输出端有较大的信号摆幅范围。
通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，由于在反馈环路外引入了额外的电流支路，能够使得增益的调节对于零极点稳定几乎没有影响，增大了动态范围。同时，在本发明中，三条受控电流支路将随着输入电流强度动态调节，保证了整个动态范围内均有稳定的工作点。
附图说明
图1是现有技术中光电接收机前端系统的系统架构框图。
图2是现有技术中可变增益跨阻放大器架构框图。
图3是现有技术中具有电阻负载的可变增益放大器架构框图。
图4是现有技术中解决在不同输入下直流工作点漂移的方案。
图5是本发明实施例提供的高动态范围跨阻放大器架构框图。
图6是本发明实施例提供的一个优选电流支路B的具体实现。
图7是根据本发明的一个优选实例的具体电路框图。
图8是根据本发明的一个优选实例的电路仿真结果。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明提供了一种高动态范围跨阻放大器，通过引入由自动增益控制电路控制的额外旁路电流支路结构，在保证放大器稳定的情况下提供了大动态范围支持。同时，该动态范围增强结构并不会引入较大噪声，对灵敏度几乎无影响。
图5示出了本发明提出的一种高动态范围跨阻放大器的结构框图，跨阻放大器包括：运算放大器和三条可控电流支路；三条可控电流支路共同作用，提升了跨阻放大器的动态范围的同时，稳定了直流工作点。
控制电压控制着A、B、C三条电流支路的电流大小。一条额外的电流支路A引入在跨阻放大器的输入端口，另一端接电源。另一条额外的电流支路B引入在运算放大器之中。电流支路C是信号主通路，连接在输入端口与输出端口之间。
优选地，控制电压可以来源于自动增益控制电路，自动增益控制电路时刻探测输出信号幅度，并根据幅度自动各受控电流支路，达到维持输出幅度恒定的目的。
优选地，额外的电流支路A可以是引入在跨阻放大器的输入端口与地之间。在输入端口与地之间引入电流支路A将减小电源噪声的影响。
优选地，电流支路C可以是MOS晶体管，也可以是MOS晶体管与定值电阻并联而成。由MOS晶体管组成的电流支路C结构简单，但MOS晶体管与定制电阻并联的结构将拥有更高的线性度。
根据本发明的一个跨阻放大器实施方案中，跨阻放大器包括：(a)输入级，包括具有反相器结构配置的第一MOS管与第二MOS管，接收来自光电二极管的信号。(b)输出级，包括共源极配置的第三MOS管、第四MOS管与第五MOS管组成的电流镜以及第二电阻。所述共源极配置的PMOS管进一步放大信号，电流镜与负载电阻的配置增大了输出级的摆幅范围。和(c)由电压控制的可调电流支路，由第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管、第一电阻与第一电容组成。第八MOS管、第一电阻与第一电容组成的电流支路始终保持开启，是信号的主通路；第六MOS管、第七MOS管组成的电流支路在输入信号较小时处于关闭状态，当输入信号增大时开启，将部分信号旁路至交流地，维持了放大器的稳定，扩大了可接收动态范围。
所引入的第六MOS管中流过的电流与控制电压正相关，因此可视作可控电流支路A。第七MOS管与第六MOS管拥有相同的源极电压与栅极电压，接入在运算放大器中，为辅助电流路径并负责维持零极点的稳定。第八MOS管与第一电阻并联，组成了可控电流支路C，是信号的主传输路径。第一电容的引入改善了零极点的稳定性。
第六MOS管也可使用BJT器件进行代替，BJT拥有更好的高频性能，可使得跨阻放大器拥有更高的带宽。
第七MOS管也可以使用电阻与MOS晶体管并联的形式，可拓展带宽，但将引入更大的噪声。
按照本发明的高动态范围跨阻放大器在没有额外反馈环路的情况下，仅靠自动增益控制电路即可保持高动态范围下的直流工作点的稳定，相对于传统方法而言，具有更小的面积。同时，由自动增益控制电路控制的额外旁路电流支路能够根据输入幅度调整运算放大器增益，提供额外的可调增益范围，改善环路稳定性。本发明中跨阻增益由主可变电流支路C调节，所引入的额外电流支路仅为扩展动态范围与提升电路稳定性，并非调控增益的主要手段。三条电流支路取值存在相互关系，应视作一个整体。在一个优选实例中，本发明实现了45dB(177倍)的增益动态范围，而在F.Aznar等人的方案中，最大跨阻增益与最小跨阻增益的比值仅为4倍，可见，根据本发明而设计的跨阻放大器将有更大的动态范围。
图5是本发明所提出的高动态范围跨阻放大器的架构框图。基本跨阻放大器由运算放大器、可变电阻组成。控制电压来源于外部电路，可以是自动增益控制电路。一条额外的电流支路A引入在跨阻放大器的输入端口，另一端接电源。另一条额外的电流支路B引入在运算放大器之中。电流支路C是信号的主放大路径，跨接在放大器的输入端与输出端之间，由与电流支路A、B相同的控制电压所控制。
在这里我们用Vctr1来表示的制电压。一种优选实现为复用自动增益控制的电压输出，该电压与输入光功率、信号直流分量呈正相关，因此可以借助于该趋势实现直流反馈。
当引入两条额外的可控电流支路A、B之后，将只有部分电流流过电流信号主通路C，在这里用IA、IB来分别表示流过电流支路A、B的电流，用Rf来表示电流支路C的等效欧姆阻抗，公式(6)改写为：
Figure BDA0001993026790000081
实际流过电流支路C的电流由Iin/N来表示，在这里，N由以下式子给出：
Figure BDA0001993026790000082
Figure BDA0001993026790000083
经过仔细的调节两条支路电流比例，可以补偿由于反馈电阻与输入电流变化趋势的不匹配导致的直流工作点漂移，实现稳定的工作点。该反馈可以复用自动增益控制的输出电压，不需要额外引入反馈环路产生控制电压，相比于传统架构，电路更加紧凑，节省了芯片面积。
因需要维持输出幅度恒定，设期望的输出幅度为Vamp，则有关系RfIin＝Vamp。在一个自动增益控制系统中，Rf常常为dB线性，因此，有关系式：Rf＝K1·10(G-aVc)/20……(10)；其中，G为跨阻放大器的最大增益，a为增益控制斜率。这里引入K1以表示当控制电压为0时，有效反馈电阻的阻值。将公式10带入公式8，得到以下等式：
Figure BDA0001993026790000091
其中，k＝VDD-Vin-IbiasR1。由于等式右边含有幂函数，因此在一定区域内(VC一定变化区域内)可以做一次泰勒展开近似，展开点设为V0。通过泰勒展开式，可得到一组关于a、IA(Vctrl)与IB(Vctrl)的等式。注意到a实际上与电流支路C上的可控元件直接相关。因此，当确定一条电流支路具体尺寸时，其余两条支路也随之确定。可见，在本发明中，三条支路为一个整体。
除此之外，引入的额外电流支路A、B也具有改善稳定性，增大动态范围的作用。首先考虑电流支路A，一种优选的电流支路A实现为由控制电压控制的NMOS晶体管，源极接在输入端，漏极与电源连接。当控制电压较小时，也即是输入信号较小时，晶体管偏置在截止区，对跨阻放大器的灵敏度无影响。当输入信号逐渐增大时，晶体管进入亚阈值导通区，设该晶体管的等效电阻为R2，则此时该系统的传递函数与极点Q值需改写为：
Figure BDA0001993026790000092
Figure BDA0001993026790000093
由此可见，电流支路A的引入不会恶化系统的稳定性，且该支路的引入将进一步降低系统的增益下限，提供额外的动态范围。在一个优选实例中，相比于传统结构，引入的电流支路A提供了额外的10dB动态范围。
一种优选的电流支路B的实现如图6所示，电流支路B由NMOS晶体管M3实现，跨接在由晶体管M1、M2组成的反相器架构的放大器输入端与输出端之间，该放大单元是跨阻放大器中运算放大器的重要组成部分。在控制电压较小时，晶体管M3将偏置在截止区，对跨阻放大器的灵敏度没有影响；当控制电压逐渐加大时，晶体管将导通。同样的，设晶体管M3的等效电阻为ro，放大单元的增益可以表示为：
Figure BDA0001993026790000101
其中，gmeff为M1与M2的总体有效跨导增益，roeff为M1与M2的并联有效沟道电阻。由上式可知，当控制电压上升时，运算放大器的增益将下降，根据式11，极点品质因子将随之下降，起到提升跨阻放大器稳定性的作用。
图7是一种根据本发明所提出架构的高动态范围跨阻放大器电路的具体电路图。该跨阻放大器包括：第一至第八MOS管、第一至、二电阻以及第一电容。其中，第一MOS管的栅极连接电流输入端，漏极连接第二MOS管的漏极，源极连接电源电压；第二MOS管的栅极连接电流输入端，漏极连接第一MOS管的漏极，源极连接地；第三MOS管的栅极连接第一、第二MOS管的漏极，源极连接电源电压，漏极连接第四MOS管的漏极；第四MOS管的栅极与漏极短接，与第三MOS管的漏极相连，源极与地相连；第五MOS管的栅极与第四MOS管的栅极相连，源极连接地，漏极与电压输出端相连；第六MOS管的源极连接电流输入端，漏极连接电源电压，栅极连接控制电压；第七MOS管的源极、漏极跨接在电流输入端与第一MOS管的漏极之间，栅极连接控制电压；第八MOS管的源极连接电压输出端，漏极连接电流输入端，栅极连接控制电压；第一电阻、第一电容跨接在电流输入端与电压输出端之间；第二电阻连接在电压输出端与电源电压之间。
以上所述的一个实例中，所述第一、第三MOS管采用PMOS管，所述第二、第四至第八MOS管采用NMOS管。
如图8所示为本发明的跨阻放大器随着控制电压变化的频率响应曲线以及增益与控制电压之间的关系。可以看到，在利用本发明提出的动态范围增强结构之后，相比于图2所示的传统结构来说，在保证系统稳定的情况下，拥有更大的增益变化范围。可以看出，当控制电压从0V至1.2V变化下，得到了45dB的增益变化范围，且频率响应曲线中未出现尖峰，表明跨阻放大器此时较为稳定。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种具备三条被控电流支路的高动态范围跨阻放大器，其特征在于，包括：运算放大器和三条可控电流支路；
第一条可控电流支路设置在所述运算放大器的输入端与外部输入电源之间，第二条可控电流支路设置在所述运算放大器内部，第三条可控电流支路设置在所述运算放大器的输出端与输入端之间；
三条可控电流支路共同作用提升了跨阻放大器的动态范围，稳定了直流工作点；
所述运算放大器包括：第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管和电阻R2；
所述第一MOS管的栅极作为所述运算放大器的电流输入端，所述第一MOS管的漏极连接第二MOS管的漏极，所述第一MOS管的源极连接电源电压；
所述第二MOS管的栅极连接至电流输入端，所述第二MOS管的源极接地；
所述第三MOS管的栅极连接第一、第二MOS管的漏极，所述第三MOS管的源极连接电源电压，所述第三MOS管的漏极连接第四MOS管的漏极；
所述第四MOS管的栅极与漏极短接，所述第四MOS管的源极接地；
所述第五MOS管的栅极与第四MOS管的栅极相连，所述第五MOS管的源极接地，所述第五MOS管的漏极作为所述运算放大器的电压输出端；
所述电阻R2的一端连接电源电压，另一端连接电压输出端；
所述第二条可控电流支路包括：第七MOS管，所述第七MOS管的源极、漏极跨接在电流输入端与所述第一MOS管的漏极之间，所述第七MOS管的栅极连接外部的控制电压。
2.如权利要求1所述的高动态范围跨阻放大器，其特征在于，所述第一条可控电流支路包括：第六MOS管，所述第六MOS管的源极连接电流输入端，所述第六MOS管的漏极连接电源电压，所述第六MOS管的栅极连接外部的控制电压。
3.如权利要求2所述的高动态范围跨阻放大器，其特征在于，所述第三条可控电流支路包括：第八MOS管，所述第八MOS管的源极连接电压输出端，所述第八MOS管的漏极连接电流输入端，所述第八MOS管的栅极连接外部的控制电压。
4.如权利要求3所述的高动态范围跨阻放大器，其特征在于，所述第三条可控电流支路还包括：电阻R1，连接在所述电流输入端与电压输出端之间。
5.如权利要求4所述的高动态范围跨阻放大器，其特征在于，所述第三条可控电流支路还包括：电容C1，与所述电阻R1并联连接。
6.如权利要求3-5任一项所述的高动态范围跨阻放大器，其特征在于，第一MOS管和第三MOS管为PMOS管，第二MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管和第八MOS管为NMOS管。
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