CN109586675B - 低噪声跨阻放大器 - Google Patents

低噪声跨阻放大器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种低噪声跨阻放大器，包括主放大器、辅助放大器、跨阻、两个电流源和源极跟随器。所述主放大器和辅助放大器均采用共源共栅结构，主放大器的共源场效应管的漏极接辅助放大器的输入端，辅助放大器的输出端反馈至主放大器共栅场效应管的栅极，两个电流源分别注入电流至两级放大器的共源场效应管的漏极。所述源极跟随器的输入端接主放大器的输出端，源极跟随器输出端为所述跨阻放大器的信号输出端。本发明采用主、辅共源共栅放大器以及类似gain‑boost结构来降低噪声，并通过两个电流源向共源场效应管注入电流，可进一步降低噪声；采用电流增益控制结构，对过大的输入电流信号增益进行调节，增加了电路的动态范围。

Description

低噪声跨阻放大器
技术领域
本发明涉及一种在无源光网络通信的光接收机中使用的跨阻放大器，尤其涉及一种低噪声跨阻放大器。
背景技术
随着网络数据量的快速增长，跨阻放大器TIA(Transimpedance amplifier)在高速光电通讯系统，尤其是无源光网络通信领域中得到广泛的应用。所设计的跨阻放大器应该具有低噪声、高增益、大带宽和寄生电容小等优点。在光接收机中，跨阻放大器将光电探测器输出的微弱电流信号转换为电压信号，并进行初步放大。由于光电探测器的输出电流通常很小，因此跨阻放大器要有很小的等效输入噪声电流，否则其噪声会淹没信号，光接收机无法工作。为降低等效输入噪声电流，跨阻放大器通常采用放大器并联一个负反馈跨阻来实现。在该结构中，噪声的贡献主要来自跨阻和放大器，因此选取合适的跨阻值以及合理的设计放大器，可以提高跨阻放大器的低噪声性能。
现有的跨阻放大器结构主要有共源放大器、共栅放大器和共源共栅放大器三种。共源放大器的放大增益较小，频宽较宽；共源放大器则与之相反，放大增益较大频宽较窄。共源共栅放大器较之两者，可以有效减小米勒电容，增大带宽，同时其增益相比于共源放大器只是略低，不会出现大幅减小。但是，共源共栅放大器必须具有一个较高的电源电压来满足电压裕度，且在基于CMOS工艺的集成电路中，随着尺寸的减小，电路的寄生效应会显著增大，共源共栅放大器的带宽会由于输入寄生电容的增加而减小，从而降低了输入点极点。因此，基于CMOS工艺的共源共栅放大器带宽设计难度较大，需要通过改进来保证增益不显著减小，同时尽可能的获得大带宽，减小噪声，提高跨阻放大器的性能。
发明内容
发明目的：针对以上问题，本发明提出一种低噪声的跨阻放大器，该跨阻放大器在增益不明显降低的前提下有效降低噪声并增大带宽，具有优越的低噪声性能。
技术方案：本发明所采用的技术方案是一种低噪声跨阻放大器，所述主放大器和辅助放大器均采用共源共栅结构，主放大器的共源场效应管的漏极接辅助放大器的输入端，辅助放大器的输出端反馈至主放大器共栅场效应管的栅极；所述跨阻放大器还包括两个电流源，分别注入电流至所述主放大器和辅助放大器的共源场效应管的漏极。
进一步的，所述跨阻放大器还包括用于调节过大输入电流信号增益的电流增益控制结构，该结构包括一个NMOS管，该场效应晶体管的漏极接电流信号输入端，其源极接主放大器共源场效应管的漏极，其栅极接电源。
进一步的，所述跨阻放大器还包括用于降低输出阻抗的源极跟随器，源极跟随器的输入端接主放大器的输出端，源极跟随器输出端为所述跨阻放大器的信号输出端。
优选的，所述源极跟随器包括第三NMOS管、第四NMOS管和第二电阻；第四NMOS管的源极接地，其栅极接电源，其漏极接第二电阻的一端，第二电阻的另一端接第三NMOS管的源极，第三NMOS管的漏极接电源；跨阻跨接在电流信号输入端和第四NMOS管的漏极之间；该结构中第三NMOS管的栅极为所述源极跟随器的输入端，第三NMOS管的源极为所述源极跟随器输出端。
优选的，所述主放大器包括第一NMOS管、第二NMOS管和第一电阻；电流信号输入端接第一NMOS管的栅极，第一NMOS管的源极接地，其漏极接第二NMOS管的源极，第二NMOS管的漏极接第一电阻的一端，第一电阻的另一端接电源；该结构中第二NMOS管的漏极为所述主放大器的输出端。
优选的，所述辅助放大器包括第五场效应管、第六场效应管和第三电阻；第五场效应管的源极接地，其漏极接第六场效应管的源极，第六场效应管的栅极接电源，其漏极接第三电阻的一端，第三电阻的另一端接电源；该结构中第五场效应管的栅极为所述辅助放大器的输入端，第六场效应管的漏极为所述辅助放大器的输出端。
有益效果：本发明相比现有的跨阻放大器，具有以下优点：(1)采用共源共栅输入级电路，增大了输入级放大器增益，降低了输入晶体管噪声对放大器灵敏度的影响；(2)采用共源共栅主放大器和辅助放大器结构，形成类似gain-boost结构来降低噪声，同时提高了跨阻放大器的环路稳定性；(3)两个电流源增大了主放大器和辅助放大器的共源场效应管中流过的电流，能够进一步降低噪声；(4)采用源极跟随器不仅降低了输出端阻抗，适合驱动后端电路，而且可以通过控制源极跟随器中的第四NMOS管的栅极电压来控制流过的电流大小，在输入电流较大时第四NMOS管具有分流作用，保证跨阻放大器不会进入非线性区域；(5)采用了电流增益控制结构，通过控制输入端跨接的场效应管M0的栅极电压，对过大的输入电流信号增益进行调节，增加了电路的动态范围。
附图说明
图1是本发明所述低噪声跨阻放大器电路图；
图2是本发明的输入电流噪声谱密度(线1)和没有辅助放大器及注入电流源的跨阻放大器输入电流噪声谱密度(线2)；
图3是本发明的噪声模型；
图4是本发明的第一级交流小信号等效电路。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步的说明。
如图1所示，本发明所述的一种低噪声跨阻放大器，包括主放大器、辅助放大器和跨阻RF，还包括两个电流源以及用于降低输出阻抗的源极跟随器。所述主放大器和辅助放大器均采用共源共栅结构。采用共源共栅作为输入级电路，可以增大输入级放大器增益，降低了输入晶体管噪声对放大器灵敏度的影响。主放大器包括第一NMOS管M1、第二NMOS管M2和第一电阻R1，电流信号输入端TIA_IN接第一NMOS管M1的栅极，第一NMOS管M1的源极接地，其漏极接第二NMOS管M2的源极，第二NMOS管M2的漏极接第一电阻R1的一端，第一电阻R1的另一端接电源。辅助放大器包括第五场效应管M5、第六场效应管M6和第三电阻R3，第五场效应管M5的源极接地，其漏极接第六场效应管M6的源极，第六场效应管M6的栅极接电源VG6，其漏极接第三电阻R3的一端，第三电阻R3的另一端接电源。第一NMOS管M1为主放大器的共源场效应管，其漏极接辅助放大器的输入端(第五场效应管M5的栅极)，第六场效应管M6的漏极为辅助放大器的输出端，该输出端接至主放大器共栅场效应管(第二场效应管M2)的栅极。该主放大器和辅助放大器的结构及连接，形成类似gain-boost结构来降低噪声，同时提高了跨阻放大器的环路稳定性。
两个电流源I0、I1分别注入电流至第一NMOS管M1和第五场效应管M5的漏极。第二NMOS管M2的漏极为主放大器的输出端。两个电流源增大了主放大器和辅助放大器的共源场效应管中流过的电流，能够进一步降低噪声。
源极跟随器输出端为所述跨阻放大器的信号输出端TIA_OUT。源极跟随器包括第三NMOS管M3、第四NMOS管M4和第二电阻R2。第四NMOS管M4的栅极接电源VG4，其源极接地，其漏极接第二电阻R2的一端，第二电阻R2的另一端接第三NMOS管M3的源极，第三NMOS管M3的漏极接电源，其栅极为源极跟随器的输入端，该输入端接主放大器的输出端(第二NMOS管M2的漏极)。跨阻RF跨接在电流信号输入端TIA_IN和第四NMOS管M4的漏极之间。采用源极跟随器不仅降低了输出端阻抗，适合驱动后端电路，而且可以通过控制源极跟随器中的第四NMOS管的栅极电压来控制流过的电流大小，在输入电流较大时第四NMOS管具有分流作用，保证跨阻放大器不会进入非线性区域。
所述低噪声跨阻放大器还包括用于调节过大输入电流信号增益的电流增益控制结构，该结构包括一个跨接在跨阻放大器输入端的NMOS管M0，其源极接电流信号输入端，其漏极接电流信号输入端TIA_IN，其栅极接电源VAGC。采用该电流增益控制结构可以通过控制输入端跨接的场效应管M0的栅极电压，对过大的输入电流信号增益进行调节，增加了电路的动态范围。
如图2所示，曲线1为仿真得到的输入参考噪声电流谱密度曲线，曲线2为常规跨阻放大器的输入参考噪声电流谱密度曲线。在低频时含有1/f闪烁噪声，高频时输入参考噪声电流与f2成正比。从图中可以得到，最小等效输入电流噪声谱密度1.084pA/√Hz，通过计算得到平均等效输入电流噪声谱密度为4.08pA/√Hz。而现有的跨阻放大器的平均等效输入电流噪声谱密度一般为10～20pA/√Hz。可见，该跨阻放大器具有极佳的降噪效果。
下面详述本发明所述低噪声跨阻放大器的电路设计原理，从理论上解释了该电路能够降低噪声及获得其他有益效果的原因。分为低噪声设计、带宽及小信号环路稳定性设计以及宽动态范围设计。
1、低噪声设计
跨阻放大器的灵敏度很大程度上是由“非激活”区域的噪声性能所决定的。跨阻放大器的输入电流参考噪声In,TIA由反馈电阻的噪声In,RF和放大器的噪声In,Amp组成。由于第一级的高增益，源极跟随器噪声可以忽略，放大器的噪声主要由第一级共源共栅放大器的噪声决定。图3所示是跨阻放大器的噪声模型。根据跨阻放大器的噪声模型，可以得：
而反馈电阻RF的噪声和放大器的噪声可以分别用式(2)和(3)所示：
其中，式(3)中共栅晶体管M2的噪声可以忽略，而和/>分别如式(4)和(5)(6)所示，分母中的H(s)是输入电流到M1漏极电流的传输函数，如式(7)所示。
其中，γ是M1的沟道噪声系数；CIN是输入端的等效电容，等于光电二极管电容CD和放大器输入电容CIN之和。忽略辅助放大器的噪声，可以得到跨阻放大器的输入参考噪声的具体表达式：
从式(8)可以看出，增大RF、gm1和R1，减小输入端等效电容CIN，都可以减小噪声。但增大RF会影响带宽和动态范围，增大R1会受稳定性的限制，因此，本设计采用提高跨导gm1的方法，来优化噪声性能，提高灵敏度。采用电流注入技术，在M1漏极注入一路额外的电流I0，增大了输入管M1的跨导。但是，在晶体管漏极电流密度相同的条件下，电流的增大意味着晶体管尺寸的增加，寄生电容的增大。根据公式(8)，寄生电容增大也会增大晶体管的等效输入噪声。
当米勒电容较小时，晶体管的寄生电容主要由栅极和源极的寄生电容决定。但是，随着晶体管沟道长度的减小，晶体管的栅漏电容也越来越大。并且，由于电流注入技术的引入，晶体管M1的跨导远远大于晶体管M2的跨导，M1的尺寸大概为M2的50-55倍左右。由栅极和漏极间寄生电容引起的米勒电容远远大于栅极和源极的电容。为减小米勒电容，本文设计了辅助放大器，减小因为提高跨导gm1而增加的米勒电容，也进一步优化了噪声性能。
辅助放大器由晶体管M4、M6、电阻R3和电流源I1构成，辅助放大器增大了晶体管M2的等效跨导。具有辅助放大器的跨阻放大器输入电容大小为
在实际的电路设计中，为了减小寄生电容，晶体管都取最小沟道长度。因此，输入寄生电容大小即为
式中：W1为晶体管M1沟道宽度；L1为晶体管M1沟道长度；COX为晶体管的单位面积栅氧化层电容；COV为晶体管单位长度的交叠电容。没有辅助放大器的跨阻放大器输入电容为
对比公式(10)和公式(11)，可以得出，辅助放大器减小了电流注入技术带来的米勒效应，使得跨阻放大器在带宽不减少的前提下，最大程度优化了跨阻放大器的噪声性能。2、带宽及小信号环路稳定性设计
当光电二极管输入电流较小时，晶体管M0处于关断状态，光电二极管输入电流全部流过跨阻RF。设共源共栅放大器和源极跟随器的传输函数为
其中，A是放大器的直流增益，ω0是放大器的主极点。根据基尔霍夫定律，有
(VOUT+VOUT/A(s))/RF＝-IIN-(VOUT/A(s))CINs (13)
也就是
根据基本的自动控制理论，对一个分母形如的二阶函数，/>也就是振铃系数，必须大于等于/>如果小于/>瞬态响应就会出现震荡。对应于该传输函数，可得
如果那么/>
此时，跨阻放大器的最大-3dB带宽等于
对于普通的共源放大器，主极点为共源共栅放大器的输出点，极点大小为
式中：ωmain为共源共栅放大器主极点，R1为负载电阻，C1为M2漏极节点寄生电容大小。次极点大小为
式中：Requal为M1源极节点的等效阻抗，C2为源极节点的等效寄生电容。电荷注入技术减小了流过电阻R1和晶体管M2的电流，也就减小了M2漏极节点的寄生电容，提高了主极点ωmain。另外，用于减小跨阻放大器输入米勒电容的辅助放大器，增大了晶体管M2的等效跨导。M2等效跨导的增加，提高了跨阻放大器内部的次极点。因此，电流注入技术和辅助放大器共同提高了跨阻放大器的环路稳定性。
3、宽动态范围设计
宽动态范围性能，作为前置放大器乃至光接收机系统最重要的性能指标之一，是前置放大器设计的另一重点。
本设计主要通过平均输入光功率监测，设计峰值检测电路以及消输入直流失调电路来实现宽动态范围的性能指标。
当输入光电流信号过大时，跨阻放大器将输入电流转换为电压信号，输出电压信号将超过其输出电压摆幅，造成跨阻放大器偏离正常的放大区域，引起非线性失真，称这种现象为过载，影响跨阻放大器的动态范围。
为了解决上述问题，引入自动增益控制(AGC)机制，根据输入电流信号的大小，调节跨阻放大器的增益，使跨阻增益随输入信号的增大而减小，保证跨阻放大器的输出电压信号仍然在摆幅范围之内。通过自动增益控制，增大了跨阻放大器的过载电流，提高了动态范围。下面将定量分析自动增益控制原理。
跨阻放大器的输入电流信号，通常是伪随机二进制序列(Pseudo-Random BinarySequence,PRBS)的形式，存在非零均值，其平均值与信号强度成正比。跨阻放大器可以工作在两个不同的区域。在“非激活”区域，即VAGC为900mV时，M0处于截止关闭状态，因此，输入电流信号的直流分量IIN全部流过跨阻RF，产生压降，导致输出直流电压下降，如式(20)所示：
VOUT＝VIN-IINRF (20)
输入电流IIN越大，输出电压VOUT越小。当IIN大到一定程度，电路中的一些节点电压会发生偏移，相应MOS管也会偏离其正常的工作区域，导致跨阻放大器无法正常放大，限制了动态范围。
因此，当输入更大的电流信号时，为了避免跨阻放大器过载，必须工作在“激活”区域，此时VAGC大于900mV，M0处于开启状态，提供了一个新的电流通路，其直流成分为I1，因此，
IIN＝I1+I (21)
VOUT＝VIN-I·RF＝VIN-(1-α)IIN·RF (22)
输出直流工作点减小了αIINRF，其中α是流过M0电流占总输入电流的比例，输入信号越大，VAGC越大，α就越大。同时，由于直流反馈环的存在，在一定程度上也稳定了其他节点的直流工作电压，使跨阻放大器的直流工作点在较大信号时仍然保持在正常范围。
跨阻放大器由两级电路组成，进行交流小信号分析，可以得到其增益。由于AGC的作用，第一级有源反馈共源共栅的增益A1可调；第二级源跟随器的增益A2约为1。
输入小信号时，跨阻放大器在“非激活”区域，M0关闭，Ainactive为gm1R1，则开环增益Ainactive如式(23)所示：
Ainactive＝gm1·R1 (23)
由于Ainactive很大，所以跨阻增益约为跨阻RF的值。输出交流电压幅度如式(24)所示：
vOUT＝-iINRF (24)
跨阻放大器保持线性，但由于输出摆幅的限制，当输入较大电流信号时，同样为了避免过载，必须工作在“激活”区域，通过AGC来减小跨阻增益。
在“激活”区域，M0开启，等效为线性区电阻RAGC，阻值受AGC控制电压VAGC控制。此时，iIN并非全部流过跨阻RF，其中有一部分交流电流i1流过M0，且VAGC越大，则i1所占的比例越大，假设i1所占的比例为β，则流过跨阻RF的交流电流i如式(25)所示：
i＝iIN-i1＝(1-β)·iIN (25)
同时，M0也降低了第一级的增益A1，进而降低了总增益A。
采用图4所示的第一级交流小信号等效电路，进行小信号分析可得增益AACT如式(26)所示：
令RAGC＝∞，AACT对应的就是“非激活”时的增益A。从AACT的表达式(25)可知，AACT与A相比减小了R1/RX，且随着VAGC的增大，RX会变小，则相应AACT的减小量R1/RX增大，结果是AACT减小。
根据式(24)和(26)的结果，及式(25)所示的电流分支的表达式，可以得到“激活”区域的跨阻增益RT_active如式(27)所示：
由上面的分析可知，随着输入电流信号的增大，AGC控制电压VAGC增大，M0等效电阻RAGC变小，一方面流过RAGC交流电流的比例β增大，另一方面反相放大器的增益AACT减小，根据式(27)，这两个变化都会使跨阻增益RT_ACT减小。

Claims (4)

1.一种低噪声跨阻放大器，包括主放大器、辅助放大器和跨阻，其特征在于：所述主放大器和辅助放大器均采用共源共栅结构，主放大器的共源场效应管的漏极接辅助放大器的输入端，辅助放大器的输出端反馈至主放大器共栅场效应管的栅极；所述跨阻放大器还包括两个电流源，分别注入电流至所述主放大器和辅助放大器的共源场效应管的漏极；所述跨阻放大器还包括用于降低输出阻抗的源极跟随器，源极跟随器的输入端接主放大器的输出端，源极跟随器输出端为所述跨阻放大器的信号输出端；所述源极跟随器包括第三NMOS管、第四NMOS管和第二电阻；第四NMOS管的源极接地，其栅极接电源(VG4)，其漏极接第二电阻的一端，第二电阻的另一端接第三NMOS管的源极，第三NMOS管的漏极接电源；跨阻跨接在电流信号输入端和第四NMOS管的漏极之间；该结构中第三NMOS管的栅极为所述源极跟随器的输入端，第三NMOS管的源极为所述源极跟随器输出端；通过控制源极跟随器中的第四NMOS管的栅极电压来控制流过的电流大小，在输入电流较大时第四NMOS管具有分流作用，保证跨阻放大器不会进入非线性区域。
2.根据权利要求1所述的低噪声跨阻放大器，其特征在于：所述跨阻放大器还包括用于调节过大输入电流信号增益的电流增益控制结构，该结构包括一个NMOS管，该NMOS管的漏极接电流信号输入端，其源极接主放大器共源场效应管的漏极，其栅极接电源(VAGC)。
3.根据权利要求1-2任一项所述的低噪声跨阻放大器，其特征在于：所述主放大器包括第一NMOS管、第二NMOS管和第一电阻；电流信号输入端接第一NMOS管的栅极，第一NMOS管的源极接地，其漏极接第二NMOS管的源极，第二NMOS管的漏极接第一电阻的一端，第一电阻的另一端接电源；该结构中第二NMOS管的漏极为所述主放大器的输出端。
4.根据权利要求1-2任一项所述的低噪声跨阻放大器，其特征在于：所述辅助放大器包括第五场效应管、第六场效应管和第三电阻；第五场效应管的源极接地，其漏极接第六场效应管的源极，第六场效应管的栅极接电源(VG6)，其漏极接第三电阻的一端，第三电阻的另一端接电源；该结构中第五场效应管的栅极为所述辅助放大器的输入端，第六场效应管的漏极为所述辅助放大器的输出端。
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