CN106253856A - 一种高增益、低噪声最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高增益、低噪声最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器，包括：主放大器和辅助放大器，还包括：在辅助放大器的输出端与所述主放大器栅极之间，增加一级高通滤波器结构的偏置电路，用于隔离主放大器和辅助放大器的直流偏置，使两者均工作在最佳偏置状态；使用共源共栅放大器替代辅助放大器中的共源级放大器，提供更高的增益带宽积；在输入端串联电感L₁，在共源共栅放大器的共源极和共栅极器件之间串联电感L₂，这两个电感与输入端光电检测器电容和MOS管的寄生电容分别构成两个π型匹配网络。本发明在保证跨阻放大器整体带宽不降低的前提下，提升电路增益，降低噪声，最终实现高增益、低噪声的RGC跨阻放大器。

Description

一种高增益、低噪声最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器

技术领域

本发明涉及光通信、光互连及可见光通信领域，尤其涉及一种高增益、低噪声最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器。

背景技术

随着人类社会对网络带宽和数据流量需求的成倍增长，用于干线网络传输的超高速、超大容量光纤通信技术已取得突破性进展，但在光网络交换节点的机柜间、电路板间、芯片间、以及芯片内部等短距离通信，目前仍然采用电子信息处理和交换方式，造成电子瓶颈。所以采用光互连替代电互连已成为必然趋势。光接收机作为光通信系统的接收链路，直接影响通信系统整体的性能。跨阻放大器作为光接收机前端电路的关键模块，其性能参数决定着光接收机乃至整个光通信系统的传输速率和灵敏度。

随着电路技术的发展和半导体工艺节点的持续缩小，目前已实现多种结构的跨阻放大器。由于输入电阻小、工作频带宽，调节型共源共栅(RGC)成为最为常用的一种跨阻放大器拓扑结构，并衍生出各种不同形式的改进方案。例如，引入并联电感峰化、并联双反馈及前均衡等改进方法，然而这些技术多数只提升了电路带宽，而噪声性能未能显著改善。因此，这类RGC跨阻放大器多用于高速、低灵敏度光接收机。

在光通信及光互连领域，由于光电检测器输出的信号电流非常微弱，所以要求跨阻放大器具有较高的增益和极低的等效输入噪声电流，于是高灵敏度光接收机成为当前的研究热点之一。本发明基于UMC 0.18μm CMOS工艺设计出了一款低噪声、高增益的跨阻放大器。

发明内容

本发明提供了一种高增益、低噪声最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器，本发明在保证跨阻放大器整体带宽不降低的前提下，提升电路增益，降低噪声，最终实现高增益、低噪声的RGC跨阻放大器，详见下文描述：

一种高增益、低噪声最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器，包括：主放大器和辅助放大器，所述最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器还包括：

在所述辅助放大器的输出端与所述主放大器栅极之间，增加一级高通滤波器结构的偏置电路，用于隔离主放大器和辅助放大器的直流偏置，使两者均工作在最佳偏置状态；

使用共源共栅放大器替代辅助放大器中的共源级放大器，提供更高的增益带宽积；

在输入端串联电感L₁，在共源共栅放大器的共源极和共栅极器件之间串联电感L₂，这两个电感与输入端光电检测器电容和MOS管的寄生电容分别构成两个π型匹配网络。

所述一级高通滤波器结构的偏置电路具体为：

由电阻R_b1、R_b2和电容C₁形成高通滤波器结构的偏置电路。

所述两个π型匹配网络具体为：

电感L₁与输入端电容C_pd、M₂管栅-源电容C_gs2构成π型匹配网络；

电感L₂与M₃管源到地的等效电容C_s3、M₂管漏到地的等效电容C_d2构成另一个π型匹配网络。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1、引入的偏置电路为主放大器提供最佳偏压，并保证辅助放大器输出端的直流电平处于最优点，即偏置电路可使主放大器和辅助放大器的直流偏置都处于最佳状态。既有效地提高电路的增益和带宽，也进一步减小电路噪声。

2、共源共栅放大器作为辅助放大器可以提供更高的增益带宽积，增大主放大管的等效跨导，提升放大器整体跨阻增益，减小等效输入噪声电流。

3、π型匹配网络将探测器电容对带宽的影响降到最低，使电路带宽得到提升。

附图说明

图1是最佳偏置RGC跨阻放大器的电路结构图；

图2是经典RGC跨阻放大器的电路原理图；

图3是最佳偏置RGC跨阻放大器的小信号等效电路图；

图4是最佳偏置RGC跨阻放大器的跨阻增益和等效输入噪声电流仿真图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

参见图1，本发明实施例提供了一种高增益、低噪声最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器，即在RGC跨阻放大器中使用共源共栅辅助放大器来提升电路的跨阻增益；采用π型匹配网络，降低寄生电容对带宽的影响；采用最佳偏置电路，使RGC主放大器和辅助放大器均工作在最佳状态，避免二者直流偏置的相互影响，详见下文描述：

1、在辅助放大器输出端与主放大器栅极之间，增加一级高通滤波器结构的偏置电路，用于隔离RGC主放大器和辅助放大器的直流偏置，使两者均工作在最佳偏置状态。

2、使用共源共栅放大器替代传统RGC辅助放大器中的共源级放大器，提供更高的增益带宽积。

3、在电路输入端串联电感L₁，在共源共栅放大器的共源极和共栅极器件之间串联电感L₂。这两个电感与输入端光电检测器电容和MOS管的寄生电容分别构成两个π型匹配网络。

综上所述，本发明实施例对电路中的元器件参数进行调节和优化，在保证跨阻放大器整体带宽不降低的前提下，提升电路增益，降低噪声，最终实现高增益、低噪声的RGC跨阻放大器。

实施例2

下面结合图2、图3对实施例1中的方案进行详细的描述，详见下文：

图2所示为经典RGC跨阻放大器的电路原理图，该经典RGC跨阻放大器由主放大器和辅助放大器两部分构成。其主要作用是接收光电检测器输出的微弱电流信号，并将其转换、放大为电压信号。当光电检测器的输出电流从经典RGC跨阻放大器的输入端流入，经主放大器和辅助放大器放大，并转换为电压信号，从输出端输出。

从理论上讲，只要调整所述电路中的元器件参数，让主放大器和辅助放大器分别达到最佳幅频特性，就能使经典RGC跨阻放大器的性能最优化。然而，当单独仿真主放大器和辅助时，共栅级(CG)主放大器的栅极偏压为1.2V左右的幅频特性最佳，此时输入点的直流电位约为0.6V，而共源级(CS)辅助放大器实现最佳幅频特性的输出直流电平约为0.8V。这说明主放大器与辅助放大器不可能同时达到最佳性能，电路设计时必须折衷考虑。为克服这个限制因素，本发明实施例通过引入一级高通滤波器结构的最佳偏置电路来解决。

图1是最佳偏置RGC跨阻放大器的电路结构图。图中最左端的电流源I_pd与电容C_pd的并联结构为光电检测器的等效电路模型，右侧电路部分为RGC跨阻放大器。所述跨阻放大器主要包括：主放大器、辅助放大器和最佳偏置电路三部分。

其中，晶体管M₁和电阻R₁、R₃构成主放大器，晶体管M₂、M₃和电阻R₂构成共源共栅结构的辅助放大器，电阻R_b1、R_b2和电容C₁形成高通滤波器结构的偏置电路，并连接在主放大器的栅极和辅助放大器输出端之间，为主放大器和辅助放大器提供最佳偏置。

为了隔离输入端检测器电容对电路带宽的影响，本发明实施例还引入两个电感。其中，电感L₁与输入端电容C_pd和M₂管栅-源电容C_gs2构成π型匹配网络，电感L₂与M₃管源到地的等效电容C_s3和M₂管漏到地的等效电容C_d2构成另一个π型匹配网络。

电感L₁的一端接光电检测器的输出端，另一端与电阻R₃、晶体管M₁的源极和M₂的栅极相连，而电阻R₃的另一端接地；晶体管M₁的漏极接电阻R₁，栅极与电阻R_b1和R_b2、电容C₁的一端相连；晶体管M₂的源极接地，漏极接电感L₂的一端；电感L₂的另一端接晶体管M₃的源极；晶体管M₃的栅极接偏压V_bias，漏极与电阻R₂和电容C₁的一端相连，而电阻R₂的另一端与电阻R_b1和R₁的一端相连，并接至电源VDD。

在本发明实施例所述电路中，因晶体管M₁的最佳栅偏压为1.2V，而电源电压为1.8V，所以设定电阻R_b1和R_b2的比值为1/2，以确保主放大器工作在最佳偏置状态。由于晶体管M₁的最佳栅偏压有一定的容差，轻微波动的影响较小，所以偏置电路不必严格地对输出电平进行约束，使用电阻分压器即可。

另外，在本发明实施例提出的电路结构中，辅助放大器也能以最优状态工作，而不必顾忌晶体管M₁漏极的直流电平。因为高通滤波器中的电容C₁将两者间的直流电平隔断，只传递交流信号。同时电容C₁也阻隔了辅助放大器低频噪声电压向输出端传递。在设计高通滤波器时，需要注意隔直电容C₁两端的阻抗匹配问题。

考虑到本发明实施例所设计的光接收机是宽带通信电路，不必像窄带射频电路那样要求严格的匹配阻抗，所以只需阻抗的实部相等即可。在本发明实施例所提出的电路结构中，辅助放大器的负载阻值为R₂，因而只要电阻R_b1与R_b2的并联值等于R₂即可，即

$\frac{R_{b1}{R}_{b2}}{R_{b1}+R_{b2}}=R_2---\left(1\right)$

根据仿真结果分析可知，R₂的最优值为约400Ω，所以计算可得电阻R_b1与R_b2的阻值分别为600Ω和1200Ω。在吉比特传输速率下，隔离电容C₁可设为10pF，其阻抗只有十几欧姆，远低于R₂、R_b1与R_b2的阻值，所以高通滤波器的增益接近1，不会降低信号幅度。

在本发明实施例所提出的电路结构中，将传统共源极辅助放大器替换为共源共栅放大器，并在电路输入端和共源共栅放大器的两个晶体管之间分别引入无源电感L₁和L₂。根据密勒定理，放大器两端跨接电容等效到输入端的电容值：

C_in＝C_gd(1+A_V) (2)

其中，C_in为等效到输入端的电容；C_gd为MOS管的栅-漏电容。对传统RGC结构的共源极辅助放大器而言，电压增益A_V＝g_mR_D。其中，g_m为共源极MOS管的跨导，R_D为漏极负载。由此可见，输入端的密勒等效电容值较大，因而增大了输入电容，严重恶化RGC跨阻放大器的带宽特性。

而对于本发明实施例所提出的共源共栅结构(如图2)，其电压增益A_V＝g_m2/(g_m3+g_mb3)。其中，g_m1和g_m2分别表示为MOS管M₂和M₃的跨导，g_mb3为MOS管M₃的体效应跨导。由于MOS管M₂和M₃的尺寸大致相同，g_m2≈g_m3，所以折算到输入端的等效密勒电容约为2C_gd，而不是传统RGC结构中共源极辅助放大器的(1+A_V)C_gd。这说明共源共栅结构对密勒效应具有很好的“屏蔽”作用，将输入极点推向高频，从而拓展了工作频带。另外，由于共源共栅结构的输出阻抗高于共源极结构，所以共源共栅放大器具有更高的电压增益，提高了电路整体跨阻增益。

除了电路有源器件结构发生了改变，本发明实施例的所述电路还引入了无源器件。虽然利用共源共栅结构可使MOS管M₁的栅-漏电容C_gd1对输入端的密勒效应最小，但其对整体电路性能仍有影响，所以最优的方案是利用电感构成宽带匹配网络，将这些电容“吸进”网络中，从而实现二次扩频的目的。

最佳偏置RGC跨阻放大器的小信号等效电路如图3所示。由图3可见，串联电感L₁与光电检测器的等效电容C_pd和输入管M₁的栅-源电容C_gs1构成π型宽带匹配网络。同时，MOS管M₂栅-漏电容C_gd2耦合到输入端的密勒等效电容2C_gd2也被“吸入”到该π型宽带匹配网络中。另外，辅助放大器通路引入的电感L₂与MOS管M₂的漏极等效电容C_d2和M₃的源极等效电容C_S3构成第二个π型宽带匹配网络。通过这两个π型宽带匹配网络，可以将RGC跨阻放大器中的大部分电容与两个电感发生谐振，降低各点阻抗，将极点拉向高频处，从而有效地扩展工作带宽。

下面分析本发明实施例所提出电路结构的增益、带宽和噪声特性。低频增益与传统RGC跨阻放大器相同，仍然等于输出负载R₁。因为电路主极点仍在输入端，所以带宽表示为

$f_{-3dB}\≈\frac{1}{2{\mathrm{\πR}}_{in}{C}_{in}}---\left(3\right)$

其中，R_in表示输入阻抗，C_in表示输入总电容。

由于本发明实施例所提出的RGC跨阻放大器采用共源共栅放大器替换传统的共源极辅助放大器，同时引入高通滤波器作为最佳偏置电路，使主放大器和辅助放大器都工作在最佳状态，所以主放大器的等效跨导明显提升。另外，由于共源共栅结构的密勒电容远小于共源极电路，所以输入端的密勒电容显著降低。此外，输入端匹配网络的使用也降低了输入电容对带宽的影响。因此，本发明实施例所设计电路可保证电路带宽不降低。

为实现高增益和低噪声的设计目标，本发明实施例首先将电阻R₁和R₃阻值定为设计值，并根据仿真参数扫描重新确立MOS管M₁的最优尺寸。由于RGC跨阻放大器的增益由R₁决定，所以增大R₁的阻值有助于提高增益。另一方面由RGC跨阻放大器的噪声分析可知，电阻R₁和R₃的热噪声是RGC跨阻放大器的主要噪声源，增大二者的阻值可显著降低RGC跨阻放大器的等效输入噪声电流。

理论分析可得，本发明实施例所述电路的等效输入噪声电流为

$|i_{n,eq}{|}^2={(1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_1{C}_{pd})}^2(\stackrel{\‾}{I_{n,R1}^2}+\stackrel{\‾}{I_{n,R3}^2}+\frac{\stackrel{\‾}{I_{n,M1}^2}}{g_{M1}^2{R}_3^2{(1+g_{M2}{R}_2)}^2}+\frac{(\stackrel{\‾}{I_{n,R2}^2}+\stackrel{\‾}{I_{n,M2}^2})R_2^2}{R_3^2{(1+g_{M2}{R}_2)}^2})---\left(4\right)$

其中，i_neq为等效输入噪声电流密度；ω为傅里叶变换；为R₁的噪声电流密度；为R₃的噪声电流密度；为M₁的沟道噪声电流密度；为R₂的噪声电流密度；为M₂的沟道噪声电流密度。

由上式可见，最佳偏置RGC跨阻放大器的主要低频噪声仍由R₁和R₃的热噪声构成，而高频噪声的增加则是由光电检测器电容C_pd引起。由于式(4)第一项的频率相关项为负值，所以输入匹配网络的引入对噪声有一定的抵消效果，而增大R₁和R₃的阻值又近一步降低了电路等效输入噪声。

综上所述，本发明实施例对电路中的元器件参数进行调节和优化，在保证跨阻放大器整体带宽不降低的前提下，提升电路增益，降低噪声，最终实现高增益、低噪声的RGC跨阻放大器。

实施例3

图4为最佳偏置RGC跨阻放大器优选实施例的仿真结果。结果表明，最佳偏置RGC结构跨阻增益达到60.5dB，-3dB带宽为5GHz。改进后电路的输入噪声电流密度比传统RGC结构减小了约5pA，工作带宽范围内噪声小于8.6pA/√Hz。因此，本发明实施例所述跨阻放大电路可实现高增益和低噪声。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种高增益、低噪声最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器，包括：主放大器和辅助放大器，其特征在于，所述最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器还包括：

在所述辅助放大器的输出端与所述主放大器栅极之间，增加一级高通滤波器结构的偏置电路，用于隔离主放大器和辅助放大器的直流偏置，使两者均工作在最佳偏置状态；

使用共源共栅放大器替代辅助放大器中的共源级放大器，提供更高的增益带宽积；

在输入端串联电感L₁，在共源共栅放大器的共源极和共栅极器件之间串联电感L₂，这两个电感与输入端光电检测器电容和MOS管的寄生电容分别构成两个π型匹配网络。

2.根据权利要求1所述的一种高增益、低噪声最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器，其特征在于，所述一级高通滤波器结构的偏置电路具体为：

由电阻R_b1、R_b2和电容C₁形成高通滤波器结构的偏置电路。

3.根据权利要求1所述的一种高增益、低噪声最佳偏置调节型共源共栅跨阻放大器，其特征在于，所述两个π型匹配网络具体为：

电感L₁与输入端电容C_pd、M₂管栅-源电容C_gs2构成π型匹配网络；

电感L₂与M₃管源到地的等效电容C_s3、M₂管漏到地的等效电容C_d2构成另一个π型匹配网络。