CN104993876A - 具有全带宽单端转差分的高速cmos单片集成光接收机 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，包括：高带宽调节型共源共栅跨阻放大器，用于将光电探测器输出的电流信号转化为电压信号，进行初步放大；带有负电容电路的单端转差分器，用于实现单端向差分转换，提高带宽和放大电压信号；直流偏移消除单元，用于消除所述单端转差分器输出的非平衡信号引起的交错式有源反馈限幅放大器的直流偏移，使交错式有源反馈限幅放大器共模电平一致；所述交错式有源反馈限幅放大器，用于将所述高带宽调节型共源共栅跨阻放大器输出的电压信号放大到数字处理单元所需电压水平；输出缓冲级，用于提供驱动能力。本发明在提升电路增益的同时，拓展了工作带宽，克服了现有技术的不足。

Description

具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机

技术领域

本发明涉及光纤通信系统以及光互连领域，尤其涉及一种基于调节型共源共栅(RGC)电路结构及全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机。

背景技术

随着人类社会对网络带宽和数据流量的需求成倍增长。用于干线网络传输的超高速、超大容量光纤通信技术已取得突破性进展，但在光网络交换节点的机柜间、电路板间、芯片间和芯片内部等短距离通信，目前仍然采用电子信息处理和交换方式，限制了信息处理速度的进一步提升。因此，在短距离、甚短距离内，采用光互连替代电互连已成为必然趋势。光纤通信系统是以光子为载波，以光导纤维作为传输媒介，通过光电转换，用光子来传输信息的通信系统，其主要包含光发射机、中继器和光接收机三部分。光接收机的作用是接收光信号并将其转换成所需要的电信号。跨阻放大器(TIA)位于光接收机电路的最前端，其作用是将光电探测器输出的光电流放大、转换为电压信号。光接收机的性能决定光通信系统的接收速率，而跨阻放大器作为光接收机模拟前端的核心电路，其技术指标直接影响光接收机系统的性能优劣。

传统CMOS光接收机前端电路按技术特点可分为两类：高带宽光接收机和低噪声光接收机。在高带宽光接收机的前端电路中，一般是采用减小输入阻抗和频率补偿技术来拓展带宽。其中，减小输入阻抗的方式往往采用调节输入结点器件尺寸或引入反馈结构来实现，这通常以牺牲电路噪声性能为代价。而低噪声光接收机则主要通过增加前端电路的输入阻抗来实现。显而易见，低噪声的获得是以牺牲带宽为代价的。在跨阻放大器的设计过程中，带宽与噪声是相互矛盾的，难以寻找到两者皆优的方案。

发明内容

本发明提供了一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，本发明在提升电路增益的同时，拓展了工作带宽，克服了现有技术的不足，详见下文描述：

一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，所述高速CMOS单片集成光接收机包括：

高带宽调节型共源共栅跨阻放大器，用于将光电探测器输出的电流信号转化为电压信号，进行初步放大；

带有负电容电路的单端转差分器，用于实现单端向差分转换，提高带宽和放大电压信号；

直流偏移消除单元，用于消除所述单端转差分器输出的非平衡信号引起的交错式有源反馈限幅放大器的直流偏移，使交错式有源反馈限幅放大器共模电平一致；

所述交错式有源反馈限幅放大器，用于将所述高带宽调节型共源共栅跨阻放大器输出的电压信号放大到数字处理单元所需电压水平；

输出缓冲级，用于提供驱动能力。

所述高带宽调节型共源共栅跨阻放大器由巴特沃斯LC阶梯匹配网络、共栅极放大电路和带电感的共源共栅极支路组成。

所述直流偏移消除单元设置在所述带有负电容电路的单端转差分器、所述交错式有源反馈限幅放大器之间。

所述高带宽调节型共源共栅跨阻放大器、所述带有负电容电路的单端转差分器各引入一个电感，构成两个π型宽带匹配网络。通过匹配网络，可将电路结构中的寄生电容与电感发生谐振，降低各点阻抗，将极点拉向高频处，从而扩展工作带宽。

进一步地，所述交错式有源反馈限幅放大器为三级顺序级联。

所述带有负电容电路的单端转差分器包括：单端转差分电路和负电容电路。

所述单端转差分电路通过一个单端转差分转换器，实现单端转全差分；所述单端转差分电路，通过引入电感构成π型宽带匹配网络，提升跨阻放大器的带宽。

所述负电容电路设置在所述单端转差分电路、所述直流偏移消除单元之间。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1、在跨阻放大器电路结构中，采用带电感的共源共栅极替代传统RGC结构的共源极电路，即可增大跨阻放大器的等效跨导，又可屏蔽米勒效应，从而有效缓解带宽和增益之间的矛盾。

2、在跨阻放大器前端引入巴特沃斯LC阶梯匹配网络，可有效降低光电探测器电容对跨阻放大器的影响，同时还可以降低等效输入噪声。

3、在跨阻放大器和单端转差分电路中分别引入一个电感，使其与电路中的寄生电容形成两个π型宽带匹配网络。通过所述匹配网络，可将电路结构中的寄生电容与电感发生谐振，降低各点阻抗，将极点拉向高频处，从而扩展工作带宽。

4、与传统的基于高通滤波器实现的单端转差分结构相比，本发明提出的新型单端转差分电路，可实现全带宽的差分转换，提升带宽和电路增益。与左右对称的差分转换电路相比，本发明提出的单端转差分结构可减少电感的使用数量。

5、在单端转差分结构的输出端引入负电容电路，降低高频增益的滚降速率，从而有效提升-3dB带宽。

6、使用直流偏移消除单元，保证限幅放大器的共模电平一致。限幅放大器级数选为三级，并且引入交错式有源反馈电路，有效抑制电路带宽的下降。

综上所述，通过采用本发明提出的新型RGC结构和单端转差分技术可实现高速的标准CMOS单片集成光接收机。

附图说明

图1给出了本发明所设计的光接收机的结构框图；

图2给出了传统RGC跨阻放大器的电路图；

图3给出了带有单端转差分电路和负电容电路的高带宽RGC跨阻放大器的电路图；

图4给出了新型高带宽RGC跨阻放大器的等效小信号电路图；

图5给出了直流偏移消除单元(DC Offset Cancellation Unit)电路图；

图6给出了限幅放大器(LA)电路图；

图7给出了输出缓冲级(Buffer)电路图；

图8给出了幅频特性仿真曲线示意图；

图9给出了噪声特性仿真曲线示意图。

附图中，部件的列表如下：

1：高带宽调节型共源共栅跨阻放大器；  2：带有负电容电路的单端转差分器；

3：直流偏移消除单元；                4：交错式有源反馈限幅放大器；

5：输出缓冲级。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，参见图1，该高速CMOS单片集成光接收机包括：

高带宽调节型共源共栅跨阻放大器1，用于将光电探测器输出的电流信号转化为电压信号，进行初步放大；

带有负电容电路的单端转差分器2，用于实现单端向差分转换，提高带宽和放大电压信号；

直流偏移消除单元3，用于消除单端转差分器2输出的非平衡信号引起的交错式有源反馈限幅放大器4的直流偏移，使交错式有源反馈限幅放大器4的共模电平一致；

交错式有源反馈限幅放大器4，用于将高带宽调节型共源共栅跨阻放大器1输出的电压信号放大到数字处理单元所需电压水平；

输出缓冲级5，用于提供驱动能力。

其中，高带宽调节型共源共栅跨阻放大器1由巴特沃斯LC阶梯匹配网络、共栅极放大电路和带电感的共源共栅极支路组成。

直流偏移消除单元3设置在带有负电容电路的单端转差分器2、交错式有源反馈限幅放大器4之间。

高带宽调节型共源共栅跨阻放大器1、带有负电容电路的单端转差分器2各引入一个电感，构成两个π型宽带匹配网络。通过匹配网络，可将电路结构中的寄生电容与电感发生谐振，降低各点阻抗，将极点拉向高频处，从而扩展工作带宽。

优选，交错式有源反馈限幅放大器4为三级顺序级联。

带有负电容电路的单端转差分器2包括：单端转差分电路和负电容电路。

其中，单端转差分电路通过一个单端转差分转换器，实现单端转差分；单端转差分电路，通过引入电感构成π型宽带匹配网络，提升跨阻放大器的带宽。

其中，负电容电路设置在单端转差分电路、直流偏移消除单元3之间。

综上所述，本发明采用带电感的调节型共源共栅(RGC)电路作为跨阻放大器的基本结构，通过引入巴特沃斯LC阶梯网络和π型宽带匹配网络来拓展工作带宽，同时也降低了等效输入噪声。采用新型的单端转差分电路，实现了全带宽的差分转换，在提升电路增益的同时，减少了电感数量和芯片面积。此外，引入负电容电路，减小高频增益滚降速率，进一步提升工作带宽。

实施例2

为了更加清楚地描述本发明提出的高带宽RGC跨阻放大器1的结构和工作原理，突出本发明所设计的高带宽RGC跨阻放大器1相比传统RGC跨阻放大器的诸多优点，下面先简单描述传统RGC跨阻放大器的工作原理，然后从拓展带宽和降低噪声两方面详细描述高带宽RGC跨阻放大器1的工作原理。

本发明综合利用了以下四种技术来拓展带宽，即共源共栅反馈通道降低输入阻抗、米勒电容“屏蔽”效应、巴特沃斯LC阶梯匹配网络和π型宽带匹配网络。其中，巴特沃斯LC阶梯匹配网络可有效降低等效输入噪声电流。

图2给出了传统RGC跨阻放大器的基本结构。该结构是在共栅极放大器的基础上，通过在源极和漏极间增加一条有源反馈通路，降低电路输入阻抗，从而调整限制带宽的极点位置，达到拓展带宽的目的。其中，M₂₁为共栅管，M₂₂为提供有源反馈的共源管。I_Pd为光电探测器的等效电流源，而C_Pd为光电探测器的等效寄生电容。

传统RGC跨阻放大器有如下优点：

(一)直流偏置稳定

R₂₂和M₂₂提供了共栅极放大电路(由R₂₁、M₂₁和R_2s构成)的偏置电压，无需额外的偏置电路。而且由于M₂₂提供了一个负反馈通路，此偏置非常稳定。

(二)输入阻抗小

由RGC跨阻放大器的小信号等效电路可得，其输入阻抗为：

$Z_{in}=\frac{V_{in}}{I_{in}}=\frac{1}{g_{m1}(1+g_{m2}{R}_{22})}---\left(1\right)$

其中，g_m1和g_m2分别代表M₂₁和M₂₂的跨导。很显然，RGC跨阻放大器的输入阻抗比常规共栅放大器的输入阻抗(1/g_m1)减小了1+g_m2R₂₂倍。

图3给出了带单端转差分电路新结构的宽带RGC TIA的电路图。整个电路包括三部分：新型RGC TIA、单端转差分电路和负电容电路(即将高带宽RGC跨阻放大器1、带有负电容电路的单端转差分电路2结合在一起)。该电路的作用是接收光电探测器I_Pd输出的电流信号，将电流信号放大、转换为差分电压信号输出。

其中，新型RGC TIA主要包括：巴特沃斯LC阶梯匹配网络、共栅极放大电路和带电感的共源共栅极支路三部分。电感L₃₁的一端接输入端口I_in，另一端与晶体管M₃₂的栅极相连；电感L₃₂的一端连接晶体管M₃₂的栅极，另一端与晶体管M₃₁的源极和电阻R_3S一端连接，电阻R_3S的另一端接地；晶体管M₃₁的漏极与电阻R₃₁连接至电源，栅极与晶体管M₃₃漏极相连；M₃₃漏极接电阻R₃₂，栅极接偏置电压V_b，电阻R₃₂的另一端接电源；晶体管M₃₃的源极接电感L₃₃；电感L₃₃的另一端接晶体管M₃₂漏极，M₃₂源极接地，晶体管M₃₂的栅极与电感L₃₁和电感L₃₂相连。

新型RGC TIA的工作原理：光电探测器I_Pd输出的光电流从输入端流入，经过放大，在输出端以电压信号输出。晶体管M₃₂、电阻R₃₂和晶体管M₃₃组成的共源共栅极将输入信号反相放大到共栅极器件M₃₁的栅极，从而提高晶体管M₃₁的等效跨导。接下来从以下几个方面分析本发明所述的新型RGC TIA电路。

(1)晶体管M₃₁的等效跨导G_m为：

G_m＝g_m1(1+g_m2(g_m3+g_mb3)r₀₂r₀₃R₃₂)    (2)

其中，g_m1、g_m2、g_m3分别是M₃₁、M₃₂、M₃₃的小信号跨导；R₃₂是电阻R₃₂的阻值。r₀₂、r₀₃分别是M₃₂、M₃₃的输出电阻。

相比图2所示的传统RGC电路，G_m＝g_m1(1+g_m2R₂₂)，本发明提出跨阻放大器电路的等效跨导G_m更大，因而电路具有更低的输入阻抗，可将输入端极点拉向高频处，因而工作频带更宽。

(2)本发明所述RGC跨阻放大器可有效“屏蔽”米勒电容的影响。

由传统RGC结构的电路分析可知，其-3dB带宽可表示为

$f_{-3dB}=\frac{1}{1+{\mathrm{sR}}_{21}\[(1+\frac{g_{m1}}{g_{m2}})C_{gd1}+C_{gd2}+C_L\]}---\left(3\right)$

其中，s表示传输函数中的一个复数；C_gd1、C_gd2分别为晶体管M₃₁、M₃₂的栅源电容；C_L为负载电容或后级电路的输入电容。

而本发明所述的共源共栅反馈RGC跨阻放大器的-3dB带宽为

$f_{-3dB}=\frac{1}{1+{\mathrm{sR}}_{31}(C_{gd1}+C_{gd2}+C_L)}---\left(4\right)$

比较式(3)和(4)可知，由于米勒效应的影响，传统RGC结构的C_gd1项比本发明所述的C_gd1项大(1+g_m1/g_m2)倍。这是因为共源共栅反馈结构对米勒效应的“屏蔽”作用。因此，本发明所述的新型RGC结构比传统RGC电路具有更高的工作带宽。

(3)输入端引入的巴特沃斯LC阶梯匹配网络有两个作用：拓展带宽和降低等效输入噪声电流。新型RGC TIA的等效小信号电路如图4所示，现分析如下：

无源匹配网络在不恶化其他参数的情况下，可以改善增益-带宽的限制。通过一个两端口无源匹配网络，最大可使增益带宽积提升四倍。因此，就可以利用LC阶梯匹配网络(巴特沃斯匹配网络)在最大化增益平坦度的条件下显著地提升带宽。

另外，通过En-In噪声模型(该模型是指放大器的内部噪声可以用串联在输入端的零阻抗电压发生器En，以及并联在输入端具有无穷大阻抗的电流发生器In来表示，两者的相关系数为r)分析可知，带匹配网络的RGC TIA中电感L₃₁对减小等效输入噪声电流的影响为：

|i_n,eq|²＝(1-ω²L₃₁C_pd)²I_n ²+ω²C_pd ²E_n ²     (5)

其中，C_pd表示光电探测器的结电容；|i_n,eq|²表示等效噪声电流谱密度，单位为A²/H_Z；ω表示角频率。

而不带匹配网络RGC TIA的等效输入噪声为：

|i_n,eq|²＝I_n ²+ω²C_pd ²E_n ²     (6)

L₃₂的有效电感为L_(32，eff)＝(L₃₂/(1+g_m32R₃₁))，其中，g_m32是M₃₂的小信号跨导；L_{(32， eff)}其值相对较小，因此，对减少等效输入噪声电流的影响相对于L₃₁而言要小一些。基于上述分析可知，带有匹配网络TIA的等效输入噪声电流更低。

(4)当在跨阻放大器晶体管M₃₂与M₃₃之间引入电感L₃₃，在单端转差分电路的晶体管M₃₅的栅极和跨阻放大器的输出节点之间引入电感L₃₄后，可利用电感L₃₄构成π型宽带匹配网络，将寄生电容“吸进”网络中，从而达到二次扩频的目的。

在有源反馈通路增加电感L₃₃后，电感L₃₃、晶体管M₃₂的栅漏电容C_gd2以及晶体管M₃₃的栅源电容C_gs3构成第一个π型宽带匹配网络。在单端转差分电路中引入电感L₃₄，该电感L₃₄可与晶体管M₃₅的栅漏电容C_gd5和栅源电容C_gs5，以及晶体管M₃₁的栅漏电容C_gd1构成另一个π型宽带匹配网络。通过上述两个π型宽带匹配网络，可使跨阻放大器电路中的寄生电容与两个电感发生谐振，降低各结点阻抗，将极点拉向高频处，从而有效扩展带宽。

通过上述分析可知，新型RGC跨阻放大器的工作带宽可以显著提升，同时也降低了等效输入噪声。

由于跨阻放大器为单端输出，为了抑制共模噪声，需要将其转换为全差分输出，所以本发明提出了一种带有负电容电路的新型单端转差分电路，接下来对其进行详细描述。

如图3所示(第二虚线框)，通过一个单端转差分转换器即可完成跨阻放大器的单端转差分任务，而不是采用对称电路结构实现差分转换。跨阻放大器的输出信号与电阻R_F和电感L₃₄的一端连接，电感L₃₄的另一端连接在晶体管M₃₅的栅极，电阻R_F的另一端与M₃₄的源极、M₃₅的漏极和M₃₆的栅极相连，晶体管M₃₅的源极接地。晶体管M₃₄的栅极接电源VDD，M₃₄的漏极接于电阻R₃₃的一端，电阻R₃₃的另一端接电源VDD。M₃₆的源极接地，晶体管M₃₆的栅极接晶体管M₃₄的源极，晶体管M₃₆的漏极接电阻R₃₄，电阻R₃₄的另一端接电源VDD。其中，晶体管M₃₄和电阻R₃₃构成的共栅级电路，与晶体管M₃₆和电阻R₃₄构成的共源级电路实现两端输出信号反相。

本发明所设计单端转差分电路具有以下优点：1、与采用左右对称电路实现差分转换相比，可减少三个电感的使用，因而缩减了芯片面积，而且输出为全差分信号，采用左右对称电路实现的差分转换实为伪差分，因为另一端没有信号输入；2、通过引入电感构成π型宽带匹配网络，进一步提升跨阻放大器的带宽；3、本发明提出的单端转差分电路不同于基于高通滤波器的转换电路，其可实现全频带的数据传输；4、通过晶体管M₃₄和电阻R₃₃构成的共栅级电路，与晶体管M₃₆与电阻R₃₄构成的共源极电路提升增益。

如图3所示(第三虚线框)，在单端转差分电路和直流偏移消除单元3之间引入一个负电容电路，单端转差分电路输出的两个信号分别接在晶体管M₃₇和晶体管M₃₈的漏极，晶体管M₃₇的栅极与晶体管M₃₈的漏极相连，而晶体管M₃₈的栅极与晶体管M₃₇的漏极相连。在晶体管M₃₇和晶体管M₃₈之间并一个电容C，而晶体管M₃₇和晶体管M₃₈的源极则与电流源连接。由小信号分析可得，负电容电路的等效阻抗为：

$Z_{NC}\≅-\frac{1}{sC}\frac{g_{mNC}+s(C_{gsNC}+2C)}{g_{mNC}}---\left(6\right)$

其中，g_mNC和C_gsNC分别表示晶体管M₃₇(或M₃₈)的跨导和栅源电容。

由式(6)可知，负电容电路的输出阻抗会产生一个高频峰值，且直流条件的阻抗为无穷大，不会对直流增益产生影响，所以负电容电路可在维持直流增益不变的前提下，降低高频增益滚降速率，提升工作带宽。相比无源电感峰化技术，本发明设计的方案可有效减小芯片面积。

图5是直流偏移消除单元(DC Offset Cancellation Unit)3的电路图。跨阻放大器输出端非对称信号易引起限幅放大器的直流偏移。为此，本发明在跨阻放大器和限幅放大器之间插入一个直流偏移消除单元3。电阻R_51a的一端接电源电压VDD，另一端接晶体管M_51a的漏极，并与晶体M_52b的漏极相连，晶体管M_51a的栅极接输入端In_5a，源极与晶体管M_52a、晶体管M_52b和晶体管M_51b的源极相连，并与尾电流源M₅₃的漏极相连，尾电流源M₅₃的源极接地，栅极接偏置电压V_b5。晶体管M_52a的漏极接电阻R_51b及晶体管M_51b的漏极，栅极接电阻R_5a和电容C_5a的一端，电容C_5a的另一端接地，电阻R_5a的另一端接输入端In_5a。电阻R_51b的一端接电源电压VDD，另一端接晶体管M_51b的漏极，并与晶体管M_52a的漏极相连，晶体管M_51b的栅极接输入端In_5b，晶体管M_52b的漏极接电阻R_51a及晶体管M_51a的漏极，栅极接电阻R_5b和电容C_5b的一端，电容C_5b的另一端接地，电阻R_5b的另一端接输入端In_5b。

直流偏移消除单元3的工作原理如下：输入端的一路信号In_5a控制晶体管M_51a的源漏直流电流，另一路经低通滤波器(由电阻R_5a和电容C_5a构成)滤波后，输入信号的直流分量控制晶体管M_52a的源漏直流电流，所以左半支路输出端的直流电平由晶体管M_51a和M_52a的源漏直流电流之和决定。同理，右半支路输出端的直流电平由晶体管M_51b和M_52b的源漏直流电流之和决定。因此，不论输入端In_5a和In_5b的直流电平如何，两输出端的直流电平都相等，从而实现了直流偏移消除功能。

图6是三级顺序级联的交错式有源反馈限幅放大器4的电路图。直流偏移消除单元3输出的两个信号分别接在晶体管M_61a和晶体管M_61b的栅极，晶体管M_61a和晶体管M_61b的漏极分别接电阻R_61a和电阻R_61b，晶体管M_61a和晶体管M_61b的源极连接在一起再接一个尾电流源。三个同一连接方法的差分共源级构成一级限幅放大器，三个一级限幅放大器串联构成一个三级限幅放大器，然后在这九个差分共源级放大器之间引入五个有源反馈电路。例如，晶体管M_64a和晶体管M_64b的栅极分别接晶体管M_65a和晶体管M_65b的漏极，晶体管M_66a和晶体管M_66b的栅极，以及晶体管M_63a和晶体管M_63b的漏极，晶体管M_64a和晶体管M_64b的漏极分别接晶体管M_61a和晶体管M_61b的漏极，晶体管M_64a和晶体管M_64b的源极，并接一个尾电流源。为了克服三阶增益级引起的增益峰化现象，本发明采用了交错式反馈技术，即将一个反馈单元加在两个传统的反馈系统之间。

图7是输出缓冲级(Buffer)5的电路图。限幅放大器的两个输出信号分别接在晶体管M_71a和晶体管M_71d的栅极，晶体管M_71a和晶体管M_71d的漏极分别接一个50Ω电阻，晶体管M_71b和晶体管M_71c的栅极接参考电压V_cm，晶体管M_71b和晶体管M_71c的漏极分别接在晶体管M_71d和晶体管M_71a的漏极。晶体管M_71a和晶体管M_71b的源极相连，并接尾电流源；晶体管M_71c和晶体管M_71d的源极相连，并接尾电流源。在对光信号进行光电转换并限幅放大后，还要被模数转换器(Analog to Digital converter)和时钟数据恢复电路(Clock andData Recovery)转换成数字信号再进行处理。因此，光接收机需要有足够的驱动能力。此外，高频电子系统的输入输出都需要阻抗匹配，否则会造成信号反射，无法进行最大功率传输。本发明采用F_t倍频器结构作为输出缓冲级。

为了更好地突出本发明设计电路的效果，图8和图9分别给出了基于UMC 0.18μmCMOS工艺仿真的幅频特性和噪声特性曲线。由图8可见，传统RGC电路的增益为43.62dBΩ，-3dB带宽约为10.66GHz，-3dB带宽处的噪声电流为27.52pA/sqrt(Hz)。高带宽RGC跨阻放大器1的跨阻增益提高为52.07dBΩ，带宽扩展到12.22GHz，-3dB带宽处的噪声电流为20.61pA/sqrt(Hz)。而引入单端转差分电路2后，本发明所设计电路的跨阻增益可达56.35dBΩ，带宽扩展为13.25GHz，由图9可见，对应的噪声电流为24.69pA/sqrt(Hz)。由此可见，在噪声电流基本不变的情况下，本发明所设计的光接收机前端电路可有效扩展工作频带。

综上所述，本发明采用带电感的调节型共源共栅(RGC)电路作为跨阻放大器的基本结构，通过引入巴特沃斯LC阶梯网络和π型宽带匹配网络来拓展工作带宽，同时也降低了等效输入噪声。采用新型的单端转差分电路，实现了全带宽的差分转换，在提升电路增益的同时，减少了电感数量和芯片面积。此外，引入负电容电路，减小高频增益滚降速率，进一步提升工作带宽。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，其特征在于，所述高速CMOS单片集成光接收机包括：

高带宽调节型共源共栅跨阻放大器，用于将光电探测器输出的电流信号转化为电压信号，进行初步放大；

带有负电容电路的单端转差分器，用于实现单端向差分转换，提高带宽和放大电压信号；

直流偏移消除单元，用于消除所述单端转差分器输出的非平衡信号引起的交错式有源反馈限幅放大器的直流偏移，使交错式有源反馈限幅放大器共模电平一致；

所述交错式有源反馈限幅放大器，用于将所述高带宽调节型共源共栅跨阻放大器输出的电压信号放大到数字处理单元所需电压水平；

输出缓冲级，用于提供驱动能力。

2.根据权利要求1所述的一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，其特征在于，所述高带宽调节型共源共栅跨阻放大器由巴特沃斯LC阶梯匹配网络、共栅极放大电路和带电感的共源共栅极支路组成。

3.根据权利要求1所述的一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，其特征在于，所述直流偏移消除单元设置在所述带有负电容电路的单端转差分器、所述交错式有源反馈限幅放大器之间。

4.根据权利要求1所述的一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，其特征在于，所述高带宽调节型共源共栅跨阻放大器、所述带有负电容电路的单端转差分器各引入一个电感，构成两个π型宽带匹配网络。

5.根据权利要求1或3所述的一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，其特征在于，所述交错式有源反馈限幅放大器为三级顺序级联。

6.根据权利要求1或3或4所述的一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，其特征在于，所述带有负电容电路的单端转差分器包括：单端转差分电路和负电容电路。

7.根据权利要求6所述的一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，其特征在于，所述单端转差分电路通过一个单端转差分转换器，实现单端转全差分；所述单端转差分电路，通过引入电感构成π型宽带匹配网络，提升跨阻放大器的带宽。

8.根据权利要求6所述的一种具有全带宽单端转差分的高速CMOS单片集成光接收机，其特征在于，所述负电容电路设置在所述单端转差分电路、所述直流偏移消除单元之间。