DE2736915A1 - Bezugsspannungsgenerator - Google Patents
BezugsspannungsgeneratorInfo
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Description
Man kennt Schaltungen zur Erzeugung von Bezugsspannungen gegenüber
v g(0)' dem Bandlückenpotential von Halbleitermaterial wie
etwa Silizium, extra poliert auf Kelvin-Null. Sie eignen sich besonders zur Herstellung in integrierter Form. Es sei hier
auf den Aufsatz von R. J. Widlar "New Developments in IC
Voltage Regulators" verwiesen, der im "IEEE Journal of Solid State Circuits", Band SC-6, Nr. 1 vom Februar 1971 auf den
Seiten 2 bis 7 erschienen ist, sowie auf den Aufsatz von K.E. Kuijk "A Precision Reference Voltage Source" im "IEEE Journal
of Solid State Circuits" Band SC-8, Nr. 3 vom Juni 1973, Seiten
222 bis 226. Ferner sei verwiesen auf die US-PSen 3 271 660, 3 617 859, 3 648 153 und 3 887 863.
Durch die Erfindung wird ein Bezugsspannungsgenerator geschaffen, der sich durch überragende Spannungsreguliereigenschaften
auszeichnet. Nachfolgend wird eine Reihe von Ausfuhrungsformen zur Erzeugung von Spannungen beschrieben, die auf V /Q» bezogen
sind, ohne daß jedoch die Erfindung hierauf beschrankt wäre.
Es zeigen:
die Figuren 1, 2, 3, 5 und 6 Schaltbilder von Bezugsspannungsgeneratoren,
welche ein Bezugspotential liefern, das im wesentlichen gleich V /0» des Halbleitermaterialβ ist, aus
welchen ihre Transistoren hergestellt sind;
Fig. 4 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung, wie die Schaltungen gemäB den Fig. 1,2 und 3 abgewandelt werden
können, um das Bezugspotential um den Faktor m zu vergrößern; und
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FIg. 7 ein Blockschaltbild, welches zeigt, wie die Schaltungen
gemäß den Flg. 5 und 6 zur Vergrößerung des Bezugspotentials um den Faktor m abgewandelt werden können.
Jede der Schaltungen gemäß den Flg. 1, 2, 3, 5 und 6 enthält einen ersten bzw. zweiten Transistor Q1 bzw. Q_ und ein erstes,
zweites und drittes Wlderstandselement R1, R2 bzw. R3. Ferner
enthält jede einen ersten, einen zweiten und einen dritten Anschluß T1, T2 bzw. T3. Die Transistoren Q1 und Q2 werden bei
derselben absoluten Temperatur T, ausgedrückt in Grad-Kelvin, betrieben. Die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren Q1 und
Q2 sind mit gleichen Profilen ausgebildet, ihre effektiven
Flächen verhalten sich wie 1:p, wobei ρ eine positive Zahl ist, wie durch die eingekreisten Zahlen neben den entsprechenden
Emitterelektroden dargestellt ist.
Gemäß Fig. 1 sorgt eine Vorspannungsschaltung, welche die Reihenschaltung einer ein Potential Vcc liefernden Batterie
B1 mit einem Widerstand 4 enthält, dafür, daß der Anschluß T4
(und der mit ihm verbundene Anschluß T2) auf einem anderen
Potential als der Anschluß T1 gehalten wird. Es ist eine
Gegenkopplung vorgesehen, mit Hilfe deren die Potentialdifferenz V21 zwischen T1 und T2 über den Widerstand R3 zum Anschluß
T3 an der Basis des Kollektors Q3 gekoppelt wird. Diese
Rückführung spannt den Transistor Q3, dessen Emitter mit T1
verbunden ist, in den Leitungszustand vor. Der dadurch bedingte
Kollektor-Emitter-Strom-Bedarf von Q3 wird von der Batterie
B1 geliefert, wobei der Kollektorstrom ICQ3 des Transistors
Q3 einen Spannungsabfall am Widerstand R4 hervorruft,
welcher das Potential V41 zwischen T1 und T4 vermindert, so
daß eine Parallelregelung für das Potential von V21 erfolgt.
Diese Gegenkopplungsverbindung würde, wenn die die Elemente Q1, Q2, R1 und R2 umfassende Verbindung nicht vorhanden wäre,
die Spannung V21 auf einen Wert vermindern, der gleich der
Basis-Emitter-Spannung VßEQ3 des Transistors Q3 wäre, die
nötig ist, um einen Kollektorstrom von praktisch der Größe
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(Vcc - V82Q3)ZR^ fließen zu lassen: also in der Größenordnung
von 500 bis 700 mV.
Die Verbindung mit den Elementen Q1, Q2, R1 und R2 sorgt für
eine Mitkopplung neben der bereits erwähnten Gegenkopplung. Bei kleinen Werten von V21 sorgt die Mitkopplung für genügend Verstärkung,
um die Wirkung der Gegenkopplung zu überwiegen. Wenn aber V21 sich vergrößert, dann wird die Verstärkung der Mitkopplungsschleife
verringert, und bei einem vorherbestimmbaren Wert V21 sind die Verhältnisse von Gegenkopplung und Mitkopplung
gerade so, daß das Nyquist-Gleichgewichtskriterium erfüllt ist.
Bei kleinen Werten von V21 fließt nur sehr wenig Strom durch
die Reihenschaltung von R2 und Q1 (der als sich selbst vorspannender
Transistor angesehen werden kann). Der Anteil dieses durch R1 fließenden Stromes bewirkt einen vernachlässigbar
kleinen Spannungsabfall am Widerstand R1, so daß die Emitter-Basis-Spannungen
von Q1 und Q2 praktisch gleich sind. Auf diese
Weise erhält man zwischen den Transistoren Q1 und Q2 eine
StromspiegelVerstärkerwirkung. Der Kollektorstrom Ip02 des
Transistors Q2 wird damit etwa p-mal so groß wie der Kollektorstrom
IqQ1 des Transistors Q1, welcher der größere Anteil des
durch die Reihenschaltung R2 und Q1 fließenden Stromes ist.
Ein Anwachsen von V21 über ν ΜΟι läßt einen Strom (V2i~vbeq
durch R2 fließen, wobei der größere Anteil dieses Stromes als
flfcßt. Ι~ΛΟ ist etwa p-mal so groß wie 1™,, also ρ (V01-
und verursacht einen Spannungsabfall V32 an R3,
der praktisch gleich P(V21 - V8201)R3ZR2 ist. Wenn also PR3ZR2
wesentlich größer als Eins ist, dann bewirkt ein Vergrößern von V21 eine Verkleinerung der zwischen den Anschlüssen T1
und T3 erscheinenden und als Basis-Emitter-Spannung dem Transistor
Q3 zugeführten Spannung V31, statt einer Vergrößerung
dieser Spannung. Der Transistor Q3 kann dann nicht leiten, so
daß die Spannung V21 in Richtung auf ihren oberen Grenzwert
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Bei größeren Werten von V31 wächst der Strom (V2i
welcher durch den Widerstand R2 fliest. Der größere Teil dieses
Stromes fließt als Ip01 durch R. und bewirkt einen Spannungsabfall
an R-. Für jede 18 mV Spannungsabfall an R- wird ICq2 um
einen zusätzlichen Faktor 2, verglichen mit IrQ1 verringert.
Während also Ico2 ebenso wie Icoi mit zunehmender Spannung V21
anwachsen, erfolgt dieser Anstieg von ICq2 langsamer als derjenige
von IPQi· 1COI w*cftst fast linear mit wachsender Spannung
V21/ und es wird gezeigt werden, daß Ico2 wesentlich
weniger als linear mit der Spannung V21 anwächst. Der von T2
über R3 nach T- fließende Strom hat den Wert <v 2i"vbeQ3^R3'
und wächst so im wesentlichen linear mit steigender Spannung V21, und bei einem bestimmten Wert der Spannung V21 wird seine
Amplitude größer als diejenige des Stromes Ir-02/ und zwar in
ausreichendem Maße, um einen wesentlichen Basisstrom für Q3
zu liegern. Dieser Basisstrom läßt den Transistor Q3 leitend
werden, so daß er die Parallelregelung von V21 gegenüber einem
weiteren Anstieg übernimmt.
Es sei nun gezeigt, warum Ip02 wesentlich weniger als linear
mit anwachsender Spannung V21 ansteigt. Die Betriebsweise der
Transistoren Q1 und Q2 kann in bekannter Weise durch die folgenden
Gleichungen ausgedrückt werden:
wobei VßEQ1 und VBEQ2 die jeweiligen Basis-Emitter-Übergangsspannungen von Q1 bzw. Q2 sind, k die Boltzmann-Konstante und
T die absolute Temperatur, bei welcher die Transistoren Q1 und
Q2 betrieben werden, q die Ladung eines Elektrons, IrQ1 und
Iqq2 die jeweiligen Kollektorströme der Transistoren Q1 und Q2,
AQ1 und Aq2 jeweils die effektiven Basis-Emitter-Übergangsflächen
der Transistoren Q1 und Q2 und J- ein Ausdrück für die
Sättigungsstromdichte, die für Q1 und Q2 gleich angenommen wird
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BeI kleineren Werten des dem Anschluß T4 zugeführten Eingänge-Stromes
ist der Kollektorstrom Q1 vergleichsweise niedrig, so
daß die Basisspannung von Q1 der Basis des Transistors Q2 praktisch
ohne Spannungsabfall am Widerstand R1 infolge des Stromes
Ip01 zugeführt wird. Eliminiert man VßE aus den Gleichungen
1 und 2, dann errechnet sich das Verhältnis 1CQiZ1CQZ für senr
niedrige Kollektorstromwerte in folgender Weise:
Mit zunehmendem Eingangsstrom, dem Ip01 au^9rund der Justierung
gleich ist, steigt an R1 der Spannungsabfall V1, der gleich
V1 * VBEQ1 " VBEQ2
Setzt man die Gleichungen 1,2 und 3 in Gleichung 4 ein, so erhält
man den folgenden Ausdruck:
^l - ρ exp"1 CqV1AT) (5)
CQ1 '
Der Spannungsabfall V0 an R0 wird hauptsächlich durch den Strom
verursacht und ist gleich der Differenz zwischen V01 und
V2 - I001R2 (6)
VBEQ1·
V2 β V21 " VBEQ3
Ein Ausdruck für ICQ1 kann durch Auflösen der Gleichungen 6 und
7 erhalten werden:
1CQI * <V21 - VBEQ3*/R2 (8)
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1st hauptsächlich durch den Stromfluß ICQ1 bedingt
1 (9)
Setzt man die Gleichungen 8 und 9 in Gleichung 5 ein, dann erhält man die nachstehende Gleichung 10, welche den Strom
in Abhängigkeit von V21 zeigt:
1W " P(V2rVBEQ3>/R2 βχΡ (W (V21"VBEQ3) (<*/kT)
Die verbesserten Regeleigenschaften der entsprechend der Erfindung
gebauten Bezugsspannungsgeneratoren beruhen auf der sehr großen prozentualen Änderung der Stromverstärkung der
Schaltung mit den Elementen Q1, Q2, R1 und R2 zwischen den Anschlüssen
T2 und T3, welche eine nichtlineare Mitkopplungsschleife
zwischen Kollektor und Basis des Transistors Q3 bilden,
die auf kleine prozentuale Änderungen von V21 anspricht.
Diese prozentuale Änderung der Stromverstärkung bei kleinen prozentualen Änderungen von V21 ist wesentlich wirksamer als
die nichtlineare Mitkopplungsschaltung, wie sie beispielsweise Im erwähnten Artikel von Widlar und der US-PS 3 887 863 beschrieben
ist. Der Stromverstärker mit den Elementen Q1, Q2,
R1 und R2 1st für sich aus den ÜS-PSen 3 579 133 und 3 659
bekannt, jedoch macht die Erfindung erstmals von seiner Eigenschaft
der nichtlinearen Stromverstärkung Gebrauch.
Es sei nun betrachtet, wie V21 auf praktisch Gleichheit mit
V /Qj, dem auf Kelvin-O extra polierten Bandlückenpotential
des Halbleitermaterials, aus dem die Transistoren Q1, Q2 und
Q3 hergestellt sind, geregelt wird. Der Temperaturkoeffizient
von V (Qi ist 0 und hat einen Wert von etwa 1,2 V, wenn es sich
um Siliziumtransietoren handelt. Man kann erkennen, daß der Bezugsspannungsgenerator
gemäß Fig. 1 die Spannung V.Q* synthetisiert,
da V21 gleich der Summe der Basis-Emitter-Offsetspannung
eines Transistors (Q1) und einer Spannung ist, die proportional
der Differenz der Basis-Emitter-Spannungen zweier
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Transistoren (Spannungsabfall am Widerstand R2) ist; eine solche
Summierung ist ein bekannter Weg, um die Spannung V_#qj zusammenzusetzen.
Der Spannungsabfall am Widerstand R. ist proportional zum Spannungsabfall am Widerstand R1, da R- und R2
praktisch denselben Strom führen und der Spannungsabfall an R1
bekanntermaßen gleich VßEQ1 - VBEQ2 ist.
Wenn man Vcc kennt und weiß, wie man V41 über V /0» ausdrückt,
dann kann man den Wert für R4 nach dem Ohm'sehen Gesetz ausrechnen,
so daß man einen bequemen Nominalwert für den Betriebsstrom erhält, der jeweils anteilmäßig durch Q3 als Kollektorstrom
IC03' durch R3 und durch die Reihenschaltung von
R2 mit dem sich selbst vorspannenden Transistor Q1 fließt. Der
Wert von V21 ist praktisch gleich 1236 mV, und VßEQ1 1st etwa
550 bis 700 mV, je nach dem Wert von 1^1. Somit ist der Spannungsabfall
V2 an R2 etwa 540 bis 690 mV. R2 läßt sich nach
dem Ohm'sehen Gesetz berechnen, wenn man den Spannungsabfall
von 540 bis 690 mV durch den Strom I001 teilt. Der Spannungsabfall
V1 am Widerstand R1 wird typischerweise in der Gegend
von 6O mV beim Gleichgewichtszustand gewählt, so daß der Maßstabsfaktor
zwischen R1 und R2 nicht zu groß wird. Dieser Spannungsabfall
dividiert durch I601 ergibt einen Wert für R1 als
etwa ein Zehntel von R2. Ist der Gleichgewichtswert für den
Spannungsabfall an R1 bekannt, dann kennt man den Wert von
1CoV1CQI in Abn^n9i9kelt von P aus Gleichung 5. Für V1 gleich
60 mV und ρ gleich 1, ist ICQ2 gleich ein zehntel Ig01. Nimmt
man an, daß der Spannungsabfall an R3 nahezu völlig auf Ig02
zurückgeht und praktisch gleich V2 ist, dann kann man R3 nach
dem Ohm'sehen Gesetz errechnen zu V2ZIg02' welches gleich
ist (V2ZIc01)(IcQ1ZIcQ2), was wiederum gleich ist R2(Ic
oder etwa 10 R2. Eine solche Berechnung führt zu Werten R1,
R2 und R3 von beispielsweise 600, 5600 bzw. 56000 Ohm, wobei
so gewählt wird, daß IcQ1 etwa 0,1 mA, ICQ2 0,01 mA und
0,1 mA ist, insgesamt also eine Stromsumme von 0,2 mA.
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der bei manchen Anwendungsfällen tolerierbar ist, bei anderen
dagegen nicht, daß es nämlich von V__o3 abhängt, ob man eine
gute Regelung von V21 erhält. VßEQ3 ändert sich um 18 mV bei
jeder Verdoppelung des Kollektorstroms (von Q3), so daß bei
einer Änderung des zwischen den Klemmen T. und T. des Bezugsspannungsgenerators
fließenden Stromes die Regelung von V21
beeinflußt wird. Eine Verbesserung wurde sich ergeben, wenn man eine Schwellenspannung zum Abfühlen des Potentials zwischen
T1 und dem zweiten Ende von R2 einführt, die wesentlich weniger
abhängig von dem der Bezugsspannung zugeführten Betriebsstrom wäre. Es wäre auch wünschenswert, wenn möglich, den an
T3 auftretenden Laststrom infolge des Parallelregelungselementes
zu verringern und gleichzeitig die Steilheit des Parallelregelungseleroentes
zu vergrößern.
Der Erfinder der hier beschriebenen Anordnung hat festgestellt, daß die geregelte Spannung V31, welche der Reihenschaltung von
R2 mit dem sich selbst vorspannenden Transistor Q1 zugeführt
wird, bewirkt, daß der Kollektorstrom Ip01 des Transistors Q1
sehr gut geregelt ist, so daß der Wert V^q2 praktisch unabhängig
von dem Bezugsspannungsgenerator gemäß Fig. 1 zugeführten Betriebsstrom ist. Fig. 2 zeigt einen Bezugsspannungsgenerator,
welcher diese Beobachtung mit Vorteil ausnutzt, um Verbesserungen gegenüber dem Generator nach Fig. 1 zu bringen.
In Fig. 2 ist ein Differenzverstärker A1, wie etwa ein Operationsverstärker,
anstelle der Kombination Q3 R4 gesetzt worden,
um abzuführen, wann das Potential zwischen T1 und T3
einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet und eine Bezugsspannung zu erzeugen, welche in direkter Beziehung zu einem
solchen Oberschreiten steht. Der Schwellwert wird durch VßEQ1
eingestellt! Dieser Wert ist wegen der Regelung von V21 maßgebender
als VBEQ3. Anstatt die Spannung zwischen T1 und T3
direkt zu messen, macht man dies indirekt durch Vergleich der Potentiale zwischen der Basis von Q1 und T3. Man erhält hierdurch
eine wesentlich größere Freiheit zum Entwerfen des Ver-
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stärkers mit dem Transistor T-. Für A1 kann man Darlington-Transistoren
oder Feldeffekttransistoren in der Bingangsstufe benutzen, um die Belastung der Basis von Q1 und an T3 zu verringern.
Man kann auch ohne weiteres in Reihe geschaltete Verstärkerstufen benutzenf um eine hohe Verstärkungssteilheit von
A1 zu erreichen, wodurch die Regelung von V41 verbessert wird.
Fig. 3 zeigt einen Bezugsspannungsgenerator, der anstelle desjenigen
von Fig. 2 verwendet werden kann und bei dem Vg£Q2 ***"
statt VBEQ1 als Schwellwertelement verwendet wird, mit dem die
Spannung an T3 verglichen wird. R3 1 ist gleich R3(R^R2)ZR1.
Andere Abwandlungen sind möglich, bei welchen der Schwellwert zwischen VBEQ1 und VßEQ2 gelegt wird und von einem Punkt an R1
abgenommen wird. Weitere Abwandlungen von Fig. 2 ergeben sich, wenn die Eingänge von A1 an Anzapfungen der Niderstände R2 und
R3 abgenommen werden.
Die Aueführungeform gemäß Fig. 4 ergibt sich durch Abwandlung der Bezugsspannungsgeneratoren der Fig. 1 bis 3 derart, daß die
Bezugsspannung V41 um den Faktor m vergrößert wird. Die Abwandlung
besteht hier im Anschluß eines Spannungsteilers D1, dessen
Eingang mit T4 und dessen Ausgang mit T2 verbunden ist. Der
Spannungsteiler D1 teilt die Spannung V41 um einen Faktor m
zur Ableitung der Spannung V21, welche zwischen T1 und T2 gelegt
wird.
Die Flg. 5 und 6 stellen Abwandlungen gegenüber den Fig. 2 und 3 dar, mit Hilfe deren gegenüber einem Festpotential wie Masse
negativere anstatt positivere Bezugsspannungen V34 erzeugt
werden können.
Die Abwandlung gemäß Fig. 7 kann auf den Fig. 5 oder 6 basieren und bewirkt eine Vergrößerung der Bezugsspannung V24 um einen
Faktor m. Hler ist ein Spannungsteller D2 vorgesehen, dessen
Eingangsanschluß mit T4 und dessen Ausgangsanschluß mit T1 verbunden
ist. Der Spannungsteiler D2 teilt die Spannung V24 um
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einen Faktor m: Man erhält damit eine Spannung V21, die zwischen
T1 und T~ angelegt wird.
In den Schaltungen gemäß Fig. 2, 3, 5 und 6 oder den Abwandlungen gemäß Fig. 4 und 7 kann der Widerstand R4 weggelassen
werden, wenn A1 ein üblicher Operationsverstärker anstelle
eines "operational transconductance"-Verstärkers ist.
Bei den Bezugsspannungsgeneratoren von der in den Fig. 2, 3, und 6 gezeigten Art weicht der Wert V21 mit dem Temperaturkoeffizient
0 etwa von Vσ/ο% ab, je nach dem Temperaturkoeffizient
der Widerstände R1, R2 und R*. Der Spannungsabfall (V21-VB_o1)
an R2 wächst wegen des negativen Temperaturkoeffizienten
VßEQi mit jedem Grad Kelvin-Temperaturanstieg um 1,75 mV.
So wird I(Y)1' der größere Anteil des R2 durchfließenden Stromes,
praktisch konstant gehalten, wenn R2 einen positiven Temperaturkoeffizienten
hat, der - prozentual ausgedrückt - gleich demjenigen seines Spannungsabfalls ist +1,75mV/k/6OOmV«+O,29%/K.
Ein solcher Temperaturkoeffizient läßt sich erreichen mit integrierten ionenimplantierten Widerständen. Jedodihaben
diffundierte Widerstände normalerweise kleinere positive Temperaturkoeffizienten,
beispielsweise +O,2%/K, wodurch der Null-Temperatur-Koeffizientenwert von V21 etwa 35 mV kleiner
ale Vg(0) iet·
Während zwar in der bisherigen Beschreibung von der Schaffung
eines temperaturunabhängigen Bezugspotentials V41 (oder V34)
gleich V #_. die Rade gewesen ist, eignen sich die dargestellten
Bezugsspannungsgeneratoren auch zur Erzeugung von Bezugsspannungen mit anderen Temperaturkoeffizienten. Die Werte V41
(oder V24) können auch negative Temperaturkoeffizienten haben
und ein Vielfaches von V21 im Bereich zwischen VßEQi und V /Q.
sein. Auch können die Spannungen V41 (oder V24) einen positiven
Teaperaturkoeffizienten haben und Vielfache von V21 sein und
größer als Vq(o) 8ein·
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Leerseite
Claims (4)
- RCA 70208/Sch/BaU.S. Ser.No. 714,361 - . -von 16. August 1976 «,, ^L ^55L* Dipl. - Ing. Petor SchottWpI.-Ing. Wolfgang Heualtr β München 86. Poettech IRCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)Patentansprücheί 1)Jeezugsspannungsgenerator mit einem ersten und eine« zweitelfAnschluß, zwischen denen ein Betriebsetrom zum Fließen gebracht wird, mit einem ersten und einem zweiten bipolaren Transistor des gleichen Leitungstyps, die jeweils mit ihrem Emitter an den ersten Anschluß angeschlossen sind, wahrend die Basis des ersten Transistors Ober einen ersten Widerstand mit dem zweiten Anschluß verbunden ist, der Kollektor des zweiten Transistors über einen zweiten Widerstand mit dem zweiten Anschluß verbunden ist, Kollektor und Basis des ersten Transistors mit der Basis des zweiten Transistors verbunden sind, ein Verstärker mit einem invertierenden Eingang an den Kollektor des zweiten Transistors angeschlossen ist und eine Ausgangsschaltung zur Regelung der Spannung zwischen dem ersten und zweiten Anschluß vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des zweiten Transistors (Q2) unmittelbar mit dem ersten Anschluß (T1) ohne Einfügung einer nennenswerten Impedanz verbunden ist, und daß die Verbindung von KoI-ORIGINAL INSPECTED 809808/OR ft'lektor und Basis des ersten Transistors (Q1) mit der Basis des zweiten Transistors (Q2) einen dritten Widerstand (R1) enthält, der mit einem Ende an die Basis des ersten Transistors (Q1) und mit dem anderen Ende an die Basis des zweiten Transistors (Q2) und den Kollektor des ersten Transistors angeschlossen ist.
- 2) Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein Differenzverstärker (A1) ist, dessen nichtinvertierender Eingang (+) an den Kollektor des ersten Transistors (Q1) angeschlossen ist.
- 3) Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen dritten bipolaren Transistor (Qj) des genannten Leitungstyps enthält, dessen Basis mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q2), dessen Emitter mit dem ersten Anschluß und dessen Kollektor mit dem zweiten Anschluß verbunden ist.
- 4) Bezugsspannungsgenerator nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Verstärkers (A1) über einen Spannungsteiler (D1 oder D2) zur Regelung der Spannung zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß verbunden ist.809808/0885
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