JPS603644B2

JPS603644B2 - 基準電圧発生装置

Info

Publication number: JPS603644B2
Application number: JP52097438A
Authority: JP
Inventors: アデル・アブデル・アジズ・ア−メド
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1976-08-16
Filing date: 1977-08-12
Publication date: 1985-01-30
Also published as: DE2736915C2; US4059793A; JPS5323054A; DE2736915A1; GB1556335A; FR2362438B1; FR2362438A1

Description

【発明の詳細な説明】絶対零度に補外（類推換算）されたシリコンのような半
導体材料のバンド・ギャップ電位Ｖｇ（ｏ）に関連した
基準電位を発生する回路は知られている。

このような回路は特に集積回路の形に構成するのに適し
ている。このような回路については、例えば雑誌アィ・
イー・イー・ィージヤーナルオブソリツドステート
サーキツツ（ｌＥＥＥＪｏｕｒｎａｌｏｆＳｏｌｉｄＳ
ｔａにＣｉｒｃｕｉｔＳ）、Ｖｏｌ．ＳＣ−６、Ｎｏ
．１、１９７１年２自発行の第２頁〜第７頁に示されて
いるワィルダー氏（Ｒ．Ｊ．Ｗｉｌｄｅｒ）の論文い
ＮｅｗＤｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｓｊｎＩＣＶ
ｏｌｔａ鞍Ｒｅ鰍ｌａｂｒｓ″、同じく雑誌ァィ・イー
・ィー・ィージヤーナルオブソリツドステートサ
ーキツッ、Ｖｏｌ．ＳＣ−８、ＮＯ．３１９７３壬６自
発行の第２２２頁〜第２２６頁に示されているキュィク
氏（Ｋ．Ｅ．Ｋｕｉ水）の論文、、ＡＰｒｅｃｉｓｉ
ｏｎＲｅ企ｒｅｎＣｅＶｏｌ均ｇｅＳｏｍｃｅ″、米国
特許第３２７１６６０号明細書、第３６１７８５叫号明
細書、第３６４８１５３号館細書、第３８８７８６３号
明細書に説明されている。

この発明は、特に優れた電圧調整特性を具えた基準電圧
発生装置に関するものである。この基準電圧は、例えば
外部電源電圧が変動しても殆んど変動することがない。
本願発明のいくつかの実施例は、それに限定されるわけ
ではないが、半導体材料のバンド・ギャップ電圧Ｖｇ（
ｏ）に関した電圧を発生するのに適している。以下、添
付の図面を参照しつつこの発明を詳細に説明する。

第１図、第２図、第３図、第５図および第６図の回路は
それぞれ第１および第２のトランジスタＱ，，Ｑ２、第
１、第２および第３の抵抗性素子Ｒ，，Ｒ２およびＲ３
を具備している。

また各回路は第１、第２および第３の端子Ｔ，，Ｔ２，
Ｔ３を具備している。トランジスタＱ，およびＱ２はケ
ルビン単位（Ｋ）で表わされる同じ絶対温度Ｔで動作す
る。トランジスタＱ，およびＱ２はそれぞれ同じ断面形
状のベースーェミッタ接合を有し、それぞれ１：ｐの実
効面積を持っている。ここでｐは正数で、各ェミッタ電
極の近くに丸で囲んで示されている。第１図において、
電圧Ｖｃｃを発生する電池Ｂ，と抵抗器Ｒ４との直列接
続からなるバイアス手段によって端子Ｔ４（およびこれ
に接続された端子Ｔ２）を端子Ｔ，と異つた電位に維持
している。端子Ｔ，とＴ２の電位の差であるＶ２，が抵
抗器Ｒ３を経てトランジスタＱ３のベース電極に接続さ
れた端子Ｔ３に供給され、これによって端子Ｔ，とＬと
の間の電位差、すなわちＶ２，を安定化するための負帰
還接続を構成している。この帰還電圧によってェミッタ
電極が、端子Ｔ，に結合されたトランジスタＱ３を導適
状態にバイアスする。トランジスタＱ３が必要とするコ
レクターェミッタ電流は電池Ｂ，から供給される。トラ
ンジスタＱ３と抵抗器Ｒ４はＶ４，、従ってＶ２，に対
する一種のシャント・レギュレータとして動作し、トラ
ンジスタＱ３のコレクタ電流ｌｃＱ３によって生ずる抵
抗器Ｒ４における電圧降下により、Ｔ，とＴ４との間の
電圧Ｖ４，を低下させてＶ２，の電圧調整を行う。もし
トランジスタＱ，，Ｑ２、抵抗器Ｒ，，Ｒ２よりなる接
続がなければ、この負帰還回路は、Ｖ幻をトランジスタ
Ｑのェミッタ−ベース間電圧Ｖ８８０３に等しい値にま
で低下させるように動作する。この場合のＶ２，はトラ
ンジスタＱ３のコレクタ電流を（Ｖｃｃ−ＶＢＥ。３
）／Ｒ４にほぼ等しい値に維持するのに必要な電圧で、
例えば約５００ミリボルト乃至７００ミリボルトである
。

こ）で何らかの理由で端子Ｔ４の電圧が上昇すると、ト
ランジスタＱ３のベース電流は増大し、そのコレクタ電
流ｌｃｏ３も増大する。これによって抵抗器Ｒ４の電圧
降下が大きくなり、上記端子Ｔ４の電圧上昇を実質的に
押えることができる。端子ｔの電圧が低下した場合は、
上記と逆の動作によって端子Ｔ４の電圧降下を押えるこ
とができる。電池Ｂ，の電圧が変化した場合も、これに
伴う端子Ｌの電圧変化を押えることのできることは言う
迄もない。従って、トランジスタＱ３は端子Ｔ４に現わ
れる電圧の変動を実質的に押えるための負帰還回路中の
安定化装置として動作する。この点については、以下に
さらに詳しく説明する。トランジスタＱ，，Ｑ２、抵抗
器Ｒ，，Ｒ２よりなる接続は次に詳しく述べるように正
帰還回路接続を与えるものである。

この正帰還回路接続はさらに上述の負帰還回路の一部を
も構成している。周知のように、負帰還と正帰還は互い
に逆の効果を与えるものであるから、その総合の効果は
各形式の帰還回路による帰還量の相対的な大きさに依存
することになる。Ｖ２，の値が低いときは、この正帰還
接続は負帰還接続の効果を打消すに充分な利得を持って
いる。しかしＶ２，が上昇すると、正帰還接続の利得は
減少し、Ｖ２，がある予定値に達すると負帰還接続と正
帰還接続は安定した平衡状態に対するナィキストの判別
法が満たされるように平衡する。次に上記の帰還回路の
動作を詳細に説明する。

端子Ｔａの電圧がトランジスタＱ，（自己バイアス・ト
ランジスタと看政すことができる）を導通させることが
できるが、なお非常に低いときには、極く僅かの電流が
抵抗器Ｒ２と上記トランジスタＱ，との直列回路を通っ
て流れる。周知のように、この電流の一部はトランジス
タＱ，のベースーェミッタ接合を経て流れ、残りは抵抗
器Ｒ，よりトランジスタＱ，のコレクターェミッタを経
て流れる。この場合、抵抗器Ｒ，を流れる電流は極めて
小さいので、この電流によって生ずる当該抵抗器Ｒ，に
おける電圧降下は無視し得る程小さく、トランジスタＱ
，のコレクタ電圧はそのべ−ス電圧ＶＢ８ｏ，とはゞ等
しくなる。従って、トランジスタＱ２のベース電圧はト
ランジスタＱ，のベース電圧と実質的に等しくなる（Ｖ
８８ｏ，＝ＶＢ８ｏ２）。トランジスタＱ，とＱ２のベ
ース電圧は実質的に等しいことから、これらのトランジ
スタＱ，，Ｑ２はいわゆる電流ミラー（Ｃｕｍｅｎｔｍ
ｉｍｏｒ）増幅器として作用し、トランジスタＱ２には
、トランジスタＱ２とＱ，のベースーェミツタ接合面積
比Ｐによって決まる大きさのコレクタ電流ｌｃｏ２が流
れる。すなわちトランジスタＱ２のコレクタ電流ｌｃｏ
２は、トランジスタＱ，のコレクタ電流ｌｃｏ，の約Ｐ
倍になる（ｌｃｏ２＝Ｐ・ｌｃｏ，）。こ）で端子Ｌの
電圧Ｖ２，が上昇すると、（Ｖａ−ＶＢ８Ｑ，）／Ｒ２
によって表わされる電流が抵抗器Ｒ２を通って流れ、そ
の大部分はトランジスタＱ，のコレクタ電流ｌｃｏ，と
して流れる。トランジスタＱ２のコレクタ電流ｌｃＱ２
はｌｃｏ，の約Ｐ倍、すなわちＰ・（Ｖ乳一ＶＢＥｏ，
）／Ｒ２となり、これによって抵抗器Ｒ３でＰ・Ｒ３（
Ｖ２，一ＶＢＥｏ，）／Ｒ２の電靴下Ｖ磁力測る。こべ
数似りも相当大となるように、Ｒ２，Ｒ３，Ｐの各値が
選定されていると、Ｖａの上昇に伴なう抵抗器Ｒ３にけ
る電圧降下Ｖ３２の影響が、抵抗器Ｒ，，Ｒ２における
電圧降下の影響よりも先に強く現われ、トランジスタＱ
３のベースーヱミッタ間電圧Ｖ３，を低下させる。

このため、トランジスタＱ３の導通は押えられ、抵抗器
Ｒ４における電圧降下が小なつて端子Ｔ２の電圧Ｖ２，
を上昇させる。かくして、Ｖ２，の電圧が比較的低い間
はトランジスタＱ，，Ｑ２および抵抗器Ｒ，，Ｒ２より
なる回路は、端子Ｔ４またはＴ２における電圧の変動を
助長する正帰還回路として動作する。端子Ｔ２，の電圧
Ｖ乳が更に高くなると、抵抗器Ｒ２を通って流れる電流
（Ｖ２，一ＶＢＥｏ，）／Ｒ２は増大し、この電流の大
部分はｌｃｏ，として抵抗器Ｒ，を流れて、該抵抗器Ｒ
，に無視することのできない大きさの電圧降下が生じる
。

ｌｃｏ，が増加して抵抗器Ｒ，の電圧降下が１８ｍＶ増
加する毎に、つまりトランジスタＱ２のベース電圧がト
ランジスタＱ，のベース電圧よりも１８机Ｖ低くなる毎
にｌｃＱ２の増加はｌｃＱ，の増加に比して１／２づつ
減少する。このように、端子Ｔ２の電圧Ｖ乳の上昇に伴
ってｌｃｏ２もｌｃｏ，と同様に増加するが、ｌｃＱ，
はＶ２，の上昇に伴って殆んど直線的に増加するのに対
し、ｌｃｏ２の増加はｌｃｏ，の増加に比して緩慢で非
直線的に増加する。ところで、端子Ｔ２より抵抗器Ｒ３
を経て端子Ｔ３に流れる電流は、（Ｖ２，一ＶＢＥｏ３
）／Ｒ３で表わされ、この電流は上記電圧Ｖ２，の上昇
に伴ってほゞ直線的に増加する。

これに対してトランジスタＱ２のコレク夕電流ｌｃｏ２
はＶ２，の上昇に伴って増加率が漸減する緩やかな勾配
で非直線的に増加する。このため、Ｖ２，のある値で、
抵抗器Ｒ３を流れる電流は、そのときトランジスタＱ２
を流れ得るコレクタ電流ｌｃＱ２を超過し、その超過分
はトランジスタＱ３にベース電流として流れて該トラン
ジスタＱ３を導適状態とする。かくして、Ｖ２，の大き
な上昇に対しては上記正帰還回路接続の利得は低下し、
トランジスタＱ３による負帰還作用が優勢になり、該ト
ランジスタＱのシャント・レギュレーション作用により
Ｖ２，が更に上昇するのを押えることができる。上記の
正帰還が優勢な状態から負帰還が優勢な状態に変換する
点は、必要とするＶ２，が得られるように設定されるこ
とは言う迄もない。こ）で、ｌｃＱ２がＶ２，の上昇に
伴って増加率が漸減する非直線的に増加する理由を式を
使って説明する。

周知のように、トランジスタＱ，，Ｑ２の動作は次式に
よって表わすことができる。ＶＢＥＱ，＝（ＫＴ／ｑ）
ｌｎ（ＩＣＱ，／Ａ〇．・Ｊｓ）【１’ＶＢＥ。

２＝（ＫＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＣ。

２／Ａ０２・Ｊｓ）■上記式｛１）、‘２ーで、Ｖ８８
ｏ，，ＶＢＥｏ２はトランジスタＱ，，Ｑ２の各ベース
−ェミッタ接合電圧、Ｋはボルッマン定数、Ｔはトラン
ジスタＱ，，Ｑ２が共に動作状態にあるときの絶対温度
、ｑは電子の電荷、ｌｃＱ，，ｌｃｏ２はトランジスタ
Ｑ，，Ｑ２の各コレクタ電流、Ａｏ，，Ａｏ２はトラン
ジスタＱ，，Ｑ２のベースーヱミッタ接合の各実効面積
、ＪｓはトランジスタＱ，，Ｑ２に対して共通と仮定さ
れた飽和電流密度項である。

端子Ｔ４に供給される入力電流が低レベルにあるときは
、トランジスタＱ，のコレクタ電流はそれに対応して小
さく、そのため、ｌｃ。，による抵抗器Ｒ，における実
質的な電圧降下はなく、トランジスタＱ，のベース電圧
がトランジスタＱ２のベース電圧として印加される。従
って、ＶＢＥｏ，＝Ｖ８８。２と看政することができる
。

式｛１’、｛２１からＶＢＢを消去すると、非常に低い
レベルにあるコレクタ電流の比ｌｃｏ２／ｌｃＱ，は次
式によって示される。（１。

Ｑ２／ＩＣＱ，）ニＡＱ２／ＡＱ，＝ｐ【３｝入力電流
のレベルの増に伴ってｌｃｏ，も同様に変化し、ｌｃＱ
．・Ｒ，に等しい抵抗器Ｒ，における電圧降下Ｖ，は必
然的に増加する。Ｖ．＝ＶＢＥＱ，一ＶＢＥ。

２‘４｝式【１’、‘２｝、｛３’を式（州こ代入すると次の‘
５’式が得られる。

Ｉ山鯉ニｐｅＸｐ−１（ｑＶ，／ＫＴ）【５ーＩＣ。

・抵抗器Ｒ２における電圧降下Ｖ２は主としてｌｃｏ，
の流れによって生じ、Ｖ２，とＶＢＥＱ，との差に等し
くなる。

Ｖ２＝ｌｃＱ．・Ｒ２｛６｝Ｖ２＝Ｖａ−Ｖ８８。

，‘７’式‘６’、‘７１を解くことによってｌｃＱ，
を表わす式が得られる。

ｌｃｏ，＝（Ｖ２，一ＶＢＥＱ，）／Ｒ２■Ｖ，は主と
してｌｃＱ，によって生ずるので、Ｖ，；ｌｃＱ．・Ｒ
，｛９）式｛８’、■を式‘５’‘こ代入すると、Ｖ２
，の関数としてｌｃＱ２を表わす式■が得られる。

ＩＣＱ２＝Ｐ（Ｖ２，一ＶＢＥＱ，）／Ｒ２ｅｘｐ（Ｒ
，／Ｒ２）（Ｖ２，一ＶＢＥＱ，）（ｑ／ＫＴ）【ＩＱ
皿式から明らかなように、Ｖ２，が低く、ｌｃＱ２の小
さい間は、Ｖ２，一ＶＢＥＱ，は極めて小さいから、ｅ
ｘｐ（Ｒ，／Ｒ２）（Ｖ２，一ＶＢＢＱ，）（ｑ／ＫＴ
）±ｅｘｐ（０）＝１と春倣すことができるから、ｌｃ
Ｑ２；ｐ（Ｖａ−ＶＢＥｏ，）／Ｒ２となり、ｌｃｏ２
はＶ２，の上昇に伴ってほ）、直線的に上昇する。

Ｖ２，がＶＢＥｏ，に比して充分に大きくなると、指数
関数項が優勢になり、ｌｃｏ２の増加率は低下する。か
くして、ｌｃｏ２はＶ２，の上昇に伴って増加率が漸減
する非直線的に増加する。この発明によって構成された
基準電圧発生装置では、例えば米国特許第３５７９１３
３号に対応する特公昭５５−４８４８７号公報にも示さ
れているように、トランジスタＱ２のベースーェミッタ
間電圧ＶＢＥｏ２が約１８のＶ変化する毎にそのトラン
ジスタＱ２の利得は約めｂ変化するから、トランジスタ
Ｑ，，Ｑ２、抵抗器Ｒ，，Ｒ２よりなり、端子Ｔ２を端
子Ｌへ結合するための回路構成全体の電流利得の変化の
割合が非常に大きくなり、Ｖ２，の小さな変化に応動し
てトランジスタＱに対して変化率の大きな非直線的なコ
レクタ−ベース正帰還を与えることができる。

このため、電圧調整特性は著しく改善され、当該基準電
圧発生装置に供給される入力電流に変化があっても、電
圧Ｖ２．はその変化の影響を殆んど受けず、実質上一定
に維持される。このようにＶ２，の小さな変化に伴って
電流利得が上記のように大きく変化することにより、例
えば前述のワィルダ氏の論文およびブロコウ氏の米国特
許第３８８７８６３号明細書に記載されているような非
直線正帰還構成よりもかなり優れた特性を得ることがで
きる。トランジスタＱ，，Ｑ２、抵抗器Ｒ，，Ｒ２より
なる電流増幅器自体はハーホード氏の米国特許第３５７
９１３３号明細書、フレデリックセン氏の米国特許第３
６５９１２１号明細書から既に知られている。しかしな
がら、これらの従来装置では、本願発明のような非直線
電流利得特性は全く利用されていなかった。次に、如何
にしてＶ２，がＶｇ（ｏ）すなわちトランジスタＱ，，
Ｑ２，Ｑを構成している半導体材料の絶対零度に補外さ
れたバンドギャップ電圧に実質的に等しくなるように調
整されるかを説明する。

Ｖｇ（。）は零温度係数を示し、シリコン・トランジス
タの場合約１．２ボルトである。抵抗器Ｒ，とＲ２に流
れる電流は実質的に等しいので、抵抗器Ｒ２の電圧降下
は抵抗器Ｒ，の電圧降下に比例し、また抵抗器Ｒ，にお
ける電圧降下はＶＢＥｏ，一Ｖ８８。２に等しい。

従って、Ｖ２，はトランジスタＱ，のベース−ェミッタ
間オフセット電圧とトランジスタＱ，，Ｑ２のベースー
ェミッタ間電圧の菱電圧（抵抗器Ｒ，の両端間電圧でＶ
ＢＥｏ，一ＶＢＥｏ２に等しい）に比例する電圧（抵抗
器Ｒ２の電圧降下）との和に等しくなり、第１図の基準
電圧発生装置はＶｇ（ｏ）を合成することができるとい
うことがわかる。上記のような電圧の加算法はＶｇ（ｏ
）を合成するための周知の技術である。Ｖｃｃが知られ
ており、Ｖ４，がＶｇ（ｏ）のどのような関数になるか
が判っていると、トランジスタＱ３にコレクタ電流とし
て流れる部分、抵抗器Ｒ３に流れる部分、抵抗器Ｒ２と
自己バイアス・トランジスタＱ，との直列回路を通って
流れる部分等、適当な大きさの動作電流の公称値を定め
るために、オームの法則に従って抵抗器Ｒ４の値を選定
することができる。

Ｖ２．はほぼ１２３６のＶの値を持ち、ＶＢ８ｏ，はｌ
ｃｏ，に依存して約５５０のＶ〜７００のＶとなる。従
って、抵抗器Ｒ２による電圧降下Ｖ２は約５４０のＶ〜
６９０ｍＶとなる。オームの法則に従って、５４０ｍＶ
〜６９０のＶをｌｃｏ，によって除すことによって抵抗
器Ｒ２を求めることができる。抵抗器Ｒ．の電圧降下は
平衡状態で通常６０肌Ｖあるいはその前後に選定され、
抵抗器Ｒ，とＲ２との間の比はそれ程大きくない。従っ
て、この電圧降下をｌｃｏ，で除すことによって抵抗器
Ｒ２の１０分の１程度の抵抗器Ｒ，の値を求めることが
できる。抵抗器Ｒ，の電圧降下の平衡状態における値を
知ることにより、式■からｌｃＱ２／ｌｃＱ，の値をｐ
の関数として知ることができる。もしＶ，が６０のＶ、
ｐが１であれば、ｌｃＱ２がｌｃＱ，の１／１０になる
。抵抗器Ｒ３の電圧降下が実質的に大部分ｌｏｏ２によ
って生じ、ほぼＶ２に等しいと仮定すれば、オームの法
則によって抵抗器Ｒ３はＶ２／ｌｃＱ２となり、肌ま（
静）・（号）鷲しく、則Ｒ２・離すなわち１０Ｒ２将し
くなる。

こ似ぅな計算によって、抵抗器Ｒ４を０．１肌Ａのｌｃ
ｏｌ、０．０ｍＡのｌｃＱ２、０．１のＡのｌｃｏ３を
与え、すなわち合計でほぼ０．２ｍＡの電流を流通させ
るように選択しておけば、計算によって各抵抗器Ｒ，，
Ｒ２，Ｒ３の値を６００オーム、５６００オーム、５６
０００オームとすることができる。第１図の基準電位発
生装置には若干の欠点があり、ある適用例では満足する
ことができるが他の例では満足することができない。

すなわち、第１図の基準電圧発生装置で、充分に安定化
されたＶａを得るためにはＶＢＥｏ３は一定でなければ
ならない。しかしながらＶＢＥＱ３はコレクタ電流が２
倍になる毎に１８ミリボルトずつ変化し、つまりコレク
タ電流を２倍にするためにＶ８ＥＱ３は１８のＶ変化す
る必要があり、そのためもし基準電圧発生器のＴ，とＴ
２との間に供給される電流が変化すると、Ｖ幻のレギュ
レーションは影響を受ける。このような欠点を解消する
ために、基準電圧が発生する点、第１図の回路について
言えば端子Ｔ４に供給される動作電流による影響を受け
ない闇値電圧であって、端子Ｔ，と抵抗器Ｒ３の第２の
端子Ｔ５との間の電圧を感知する閥値電圧を設すること
により、装置を改善することができる。また、もし可能
なら、シャント・レギュレーション装置（第１図の回路
ではトランジスタＱ）の相互コンダクタンスを大きくす
ると同時にこのシャント・レギュレーション装置が端子
Ｔ３に与える電流負荷作用を４・さくすることが望まし
い。抵抗器Ｒ２と自己バイアス・トランジスタＱ，の直
列回路に供給されるＶ２，は調整された値を持っている
ので、上記トランジスタＱ，のコレクタ電流ｌｃｏ，は
極めて良好に調整され、従ってＶＢＥｏ２の値は第１図
の基準電圧発生装置に供給される上記動作電流には実質
的に無関係になるということを本願発明者は見出した。

第２図はこのような観点に立って第１図の基準電圧発生
装置を改良した他の基準電圧発生装置を示す。前述のよ
うに、第１図の実施例では、端子Ｔ３の電圧を帰還回路
の一部である閥値検出器としても動作するトランジスタ
Ｑ３のＶＢＥ（すなわちＶＢＥｏ３）と比較しており、
端子Ｌの電圧がＶ８８ｏ３を超過したときのみトランジ
スタＱ３が導通してレギュレーションを開始するように
なっている。

ところがこの構成では、ＶＢ８Ｑ３はトランジスタＱ３
のコレクタ電流の変化に伴って変化し、加えてトランジ
スタＱ３の存在により端子Ｔ３に負荷効果を与えるから
、実効的には閥値そのものが変化することになり、正確
なしギュレーション効果を期待できない。第２図の基準
電圧発生装置では、演算増幅器のような差動入力増幅器
Ａ，が使用され、その非反転入力端子はトランジスタＱ
，のベース電極に、反転入力端子は端子Ｌに、出力端子
は抵抗器Ｒ４に接続されている。

この増幅器Ａ，は第１図のトランジスタＱ３と同様に反
転増幅器として動作し、またその非反転入力端子に供給
されるＶＢ８Ｑ，は調整された電圧Ｖ２，によって決定
されることから、この電圧ＶＢ８ｏ，を正確な閥値電圧
として使うことができる。かくして増幅器Ａ，は端子Ｔ
３の電圧と関値電圧ＶＢＥｏ，とを比較して、端子Ｔ３
の電圧が上記閥値電圧ＶＢ８ｏ，に等しくなるように抵
抗器Ｒ４を流れる電流を制御することにより、一層安定
化された基準電圧Ｖ４，を発生させることができる。こ
の回路において閥値電圧として使用される電圧ＶＢＥＱ
，は調整されたＶ２，によって決定されるから、その値
は第１図の回路における閥値電圧ＶＢ８ｏ３よりもより
一層限定された一定の値となり、Ｖ４，すなわちＶ２，
に対するレギユレーション効果は第１図の装置よりも良
好になる。

端子Ｔ，と九との間の電位を直接測定するよりも、トラ
ンジスタＱ，のベースと端子ｔとの間の電位を比較して
間接的に測定した方がよい。これによると、端子Ｔ３が
関連する増幅器の設計の自由度が一層大きくなる。トラ
ンジスタＱ，のベースおよび端子Ｔ３にかかる負荷をづ
・さくするために、増幅器Ａ，の入力段にダーリントン
接続されたトランジスタあるいはＦＥＴを使用すること
ができる。また増幅器Ａ，の相互コンダクタンスを極め
て高くしてＶ４，のレギュレーションを改善するために
カスケード増幅段を使用することもできる。第３図は第
２図の基準電圧発生装置の代りに使用される他の基準電
圧発生装置を示す。

この回路では、端子Ｔ３の電位と比較される閥値電圧と
してＶＢＥｏ，ではなくＶＢＥｏ２が使用されている。
この実施例では、増幅器Ａ，の非反転入力端子はトラン
ジスタＱ２のベースに接続されているから、その電圧Ｖ
ＢＥＱ２はＶＢＥＱ，のＲ，十Ｒ２／Ｒ２倍になってい
る。このためＲ３′として第２図の実施例におけるＲ３
のＲ，十Ｒ２／Ｒ２倍のものを使用する必要がある。よ
って、Ｒ３′＝Ｒ３‐Ｒ三章三となる。閥値電圧を抵抗
器Ｒ，上の−点から得られるＶＢＥｏ，とＶＢＥｏ２と
の間の電圧とするように更に変形することも可能である
。第２図の基準電圧発生装置を、Ａ，の各入力を抵抗器
Ｒ２とＲ３上に設けられた各タップから取るように変形
することも可能である。第４図は、第１図乃至第３図に
示す基準電圧発生装置のいずれにも適用することのでき
る電圧分割器であって、端子ＬとＴ２との間に接続され
るものである。この電圧分割器を使用すると、基準電圧
Ｖ４，を基準電圧Ｖ２，のｍ倍に増大することができる
。この電圧分割器Ｄ，は、端子Ｌに接続される入力端子
と端子Ｔ２に接続される出力端子とを具備している。電
圧分割器Ｄ，は、Ｔ，とＴ２との間に印加される電圧Ｖ
ａを得るために電圧Ｖ４，をｍで分圧する。端子ＬとＬ
とを直接接続する代りにこれら両端子間にこの電圧分割
器Ｄ．を挿入すると、端子Ｔ２とＴ，との間に発生する
調整された基準電圧Ｖ２，に対して端子ＬとＴ，との間
に同じく調整されたｍ×Ｖａに等しい基準電圧Ｖ４，を
発生させることができる。

なお、電圧分割器Ｄ，として周知の種々の回路構成のも
のを使用することができる。第５図は第２図の基準電圧
発生器の変形を、第６図は第３図の基準電圧発生器の変
形をそれぞれ示す。これらの変形例は、アースとして示
した固定電位点に対して相対的に負の基準電圧Ｖ２４を
発生するのに有効である。第７図は、第４図と同様な電
圧分割器であって、第５図および第６図に示す基準電圧
発生装置のいずれにも適用することのできるものである
。

この電圧分割器Ｄ２の入力端子を第５図および第６図の
回路の端子Ｔ４に接続し、出力端子を端子Ｔ，に接続す
ることにより、基準電圧Ｖ２４をｍ倍に増大することが
できる。つまり、基準電圧Ｖ班としてｍ倍の電圧を得る
ときは、この電圧分割器Ｄ２は端子Ｔ，とＬとの間に供
給される電圧Ｖａを得るために上記基準電圧Ｖ２４をｍ
分の１に分圧する。第２，３，５，６図に示されたよう
な回路、あるいは第４，７図で変形された回路において
、もし増幅器Ａ，として演算相互コンダクタンス増幅器
ではなく通常の演算増幅器を使用する場合にはトその出
力は負荷を介して電源に接続されるから、Ｒ４を省略す
ることができる。

第２，３，５および６図に示されている各類の基準電圧
発生装置において、零温度係数を示すＶ幻の値は、抵抗
器Ｒ，，Ｒ２，Ｒ３の温度係数に依存し、Ｖｇ（ｏ）と
多少異っている。

約６００ミリボルトの抵抗器Ｒ２の電圧降下Ｖ２，一Ｖ
Ｂ８ｏ，は、ＶＢ８Ｑ・が負の温度係数を持っているた
めに単位絶対温度の上昇毎に１．７５肌Ｖ上昇する。そ
れ故、もしＲ２が、その両端間の電圧降下の割合に等し
い値の正の温度係数、すなわち十１．７５のＶ／Ｋ／６
００のＶ＝＋０．２９％／Ｋを持っているならば、この
抵抗器Ｒ２を流れる電流の大部分・ｌｃＱ，は実質的に
一定に維持される。このような温度係数はしイオン注入
型集積化抵抗器によって実現される。しかし、１拡散抵
抗器は、通常、より低い正の温度係数、例えば十０．２
％／Ｋを有し、そのため零温度係数を持ったＶ乳の値は
Ｖｇ（ｏ）よりも３５ミリボルト程度低くなる。以上で
は特にＶｇ（ｏ）に等しい零温度係数をもった基準電圧
Ｖ４，（あるいはＶ２４）を得る例を取上げて説明した
が、このような基準電圧発生装置は他の温度係数をもっ
た基準電圧を発生するためにも有効である。

このＶ４，（あるいはＶ２４）としては、ＶＢＥｏ・か
らＶｇ（ｏ）にわたって変化するＶ２，の倍数である負
の温度係数をもった電圧が考えられる。あるいはこのＶ
４，（あるいはＶ２４）としては、Ｖｇ（ｏ）よりも大
きなＶａの倍数である正の温度係数の電圧であってもよ
い。図面の簡単な説明第１図、第２図、第３図、第５図
および第６図はトランジスタを構成する半導体材料のバ
ンド・ギャップ電圧Ｖｇ（ｏ）に関連する基準電圧を発
生するこの発明による基準電圧発生器の各実施例の概略
回路図である。

第４図は第１図、第２図および第３図の回路を、基準電
圧をｍ倍に増大させるように変更するために使用される
電圧分圧器をブロックの形式で概略的に示した図である
。第７図は第５図および第６図の回路を、基準電圧をｍ
倍に増大させるように変更するために使用される電圧分
圧器をブロックの形式で概略的に示した図である。
−第１図において、Ｔ，
……第１端子、Ｔ２……第２端子、Ｔ３・・・…第３端
子、Ｂ，…・・…・電池、バイアス手段、Ｒ４・・・・
・・・・・抵抗器、バイアス手段、Ｑ，……第１トラン
ジスタ、Ｑ〆…・第２トランジスタ、Ｑ３……第３トラ
ンジスタ、Ｒ，……第１の抵抗器、Ｒ２・・・…第２の
抵抗器、Ｒ３・・・・・・第３の抵抗器、Ｑ３……トラ
ンジスタ（閥値電圧を超過したことを感知する手段）。

オ〆図才ク図才〆図才／図才そ図才〆図才グ図

Claims

【特許請求の範囲】

１第１、第２および第３の端子と、上記第１および第
２の端子間の電位差を増大させる傾向のあるバイアス手
段と、各々がベース電極、エミツタ電極、これらの電極
間のベース−エミツタ接合およびコレクタ電極を有し、
上記各エミツタ電極が実質的なインピーダンスを介在す
ることなく上記第１の端子に直接結合された同じ導電形
式の第１および第２のトランジスタと、一端が上記第１
トランジスタのベース電極に結合され、他端が上記第１
のトランジスタのコレクタ電極と第２のトランジスタの
ベース電極との結合点に結合された第１の抵抗性素子と
、一端が上記第２の端子に結合され、他端が上記第１の
抵抗性素子の上記一端に結合された第２の抵抗性素子と
、一端が上記第２の端子に結合され、他端が上記第３の
端子および上記第２のトランジスタのコレクタ電極に結
合された第３の抵抗性素子と、上記第１の端子と第３の
端子との間の電位差が予め設定された閾値を超過すると
それを感知し、上記第１の端子と第２の端子との間の電
位差を減少させ、それによって基準電圧を発生させる手
段と、上記第１の端子と第２の端子との間に上記基準電
圧の一定部分を印加し、それによって上記基準電圧を規
定された値に調整する帰還ループを構成する手段とから
なる基準電圧発生装置。