DE3212396C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft Digital-Analog-Wandlerschaltungen und insbesondere Referenzschaltungen für Digital-Analog- Wandler zur Regelung der Bitschaltströme, die durch den digitalen Eingang im Sinne der Erzeugung des Analog-Aus­ gangssignals gesteuert werden.

Monolithische Digital-Analog-Wandlerschaltungen sind be­ reits bekannt. Sie umfassen typischerweise eine Vielzahl von Bitschaltern, deren jeder auf ein besonderes Bit in­ nerhalb des digitalen Eingangswortes anspricht. Hierdurch wird ein zugeordneter Bitschalterstrom selektiv gesteu­ ert. An einem Summierungsknotenpunkt wird auf diese Wei­ se ein analoger Ausgangsstrom erzeugt. Die Ströme, welche ihren Beitrag zum analogen Ausgangsstrom leisten und durch die Vielzahl der Bitschalter bereitgestellt werden, sind nach Art einer binären Gewichtung abgestuft, und zwar gemäß der binären Gewichtung des jeweiligen Bits, auf das der jeweilige Bitschalter anspricht.

Wenn man einen solchen monolithischen Digital-Analog- Wandler einsetzt, so ist es erwünscht, die Bitschalter­ ströme zu regeln, um sie unabhängig von Änderungen der Temperatur oder der Versorgungsspannung konstant zu hal­ ten. Ein solches allgemein angewendetes Regelverfahren besteht darin, daß man ein Regelnetzwerk mit einer ge­ schlossenen Regelschleife oder Servoschleife verwendet, bei dem eine Rückkopplung vorgesehen ist. Hierzu ist in­ nerhalb der integrierten Schaltung ein Verstärker vorge­ sehen, der eine Vorspannspannung erzeugt, mit der die Bitschalterstromquellen vorgespannt werden. Eine Referenz­ stromquelle ähnlich den Stromquellen, welche für die Bit­ schalterströme verwendet werden, wird durch das Ausgangs­ signal des Verstärkers ebenfalls vorgespannt. Der von der Referenzstromquelle bereitgestellte Strom wird zu einem invertierten Eingang des Verstärkers zurückgeführt. Der nichtinvertierte Eingang des Verstärkers ist mit einer festen Spannung, z. B. Erdpotential, verbunden. Zwischen dem invertierenden Eingang des Verstärkers und einer be­ kannten Referenzspannung ist ein Widerstand vorgesehen; der von der Referenzstromquelle hervorgerufene Strom er­ zeugt einen Spannungsabfall über den Widerstand. Der Ver­ stärker regelt die Vorspannung derart, daß die Spannung an seinem invertierenden Eingang gleich der festen Span­ nung am nichtinvertierenden Eingang gehalten wird. Daher verursachen irgendwelche Änderungen in der Vorspannung oder in den Charakteristika der Stromquellentransistoren, die zu Änderungen in den Bitschalterströmen führen, ähn­ liche Änderungen im Strom, welcher durch die Referenz­ stromquelle hervorgerufen wird, was wiederum zur Folge hat, daß der Verstärker die Vorspannung nachstellt, bis der von der Referenzstromquelle bereitgestellte Strom zum Originalwert zurückkehrt.

Derartige Regelkreise mit geschlossener Schleife gestat­ ten eine ausgezeichnete Kompensation von Fehlern, welche anderenfalls durch Änderungen der Temperatur oder der Versorgungsspannung induziert würden. Die Bandbreite ei­ nes Verstärkers mit geschlossener Schleife beträgt typi­ scherweise jedoch nur 1 MHz oder weniger. Wenn der Vor­ spannung eine hohe Frequenz (höher als die Bandbreite des Verstärkers mit geschlossener Schleife) aufgeprägt wird, so kann der Verstärker mit der geschlossenen Schleife nicht unmittelbar darauf ansprechen. Somit wird die Vor­ spannung etwas instabil und verursacht ähnliche vorüber­ gehende Spannungsinstabilitäten oder Spannungsspitzen innerhalb aller Bitschalterströme, welche durch diese Vorspannung vorgespannt werden. Daher sind monolithi­ sche Digital-Analog-Wandler mit solchen Regelschaltungen mit geschlossener Schleife typischerweise beschränkt auf relativ lange (langsame) Analog-Ausgangseinstellzeiten oder -Übergangszeiten oder -Beruhigungszeiten. Diese lie­ gen in der Größenordnung von 100 bis 300 nsec. Es muß verhindert werden, daß Stoßspannungen auf den Vorspan­ nungsleiter gelangen. Hierzu werden Eingangsnetzwerke verwendet, die als Interface für das digitale Eingangssi­ gnal vorgesehen sind. Diese sind absichtlich so ausgelegt, daß sie die empfangenen Eingangsimpulse verlangsamen, um zu verhindern, daß die Hochfrequenzspannungsstöße auf den Vorspannungsleiter gekoppelt werden. Derartige Techniken waren bisher erfolgreich zur Verhinderung von Instabili­ täten der Vorspannung, jedoch nur auf Kosten einer ver­ längerten Beruhigungszeit oder Einspielzeit des Analog- Ausgangssignals.

Es sind ferner Digital-Analog-Wandlerschaltungen bekannt, bei denen eine Referenzschaltung mit einer offenen Schlei­ fe verwendet wird, welche eine Spannung erzeugen, die da­ zu dient, die Bitschalterstromquellen vorzuspannen. Typi­ scherweise machen solche Spannungsreferenzschaltungen mit einer offenen Schleife Gebrauch von einer Zenerdiode. In der Vergangenheit konnte man jedoch mit solchen offenen Referenzschaltungen keine Regelung erzielen, welche den Wirkungen der Referenzschaltungen mit geschlossener Schleife gleich kamen. Es ist ferner bekannt, eine tempe­ raturkompensierte Referenzspannung zu erzeugen, und zwar mit Hilfe einer Zenerdiode, die in Reihe mit einer Basis- Emitter-Übergangsspannungs-Vervielfachereinrichtung liegt. Die resultierende, temperaturkompensierte Spannung wird einem Eingang eines Differentialverstärkers zugeführt. Das Ausgangssignal desselben dient zum Regeln des Stroms, der durch die Zenerdiode fließt. Eine solche Schaltung wird in dem Digital-Analog-Wandlerteil einer Analog- Digital-Wandlerschaltung verwendet, die von Analog Devices, Inc., Norwood, Massachusetts, unter der Bezeichnung AD 571 im Handel ist. Dieses Gerät wurde von Brokaw be­ schrieben: "A Monolithic 10-Bit A/D Using I²L and LWT Thin-Film Resistors", IEEE Journal of Solid State Circuits, Dez. 1978, Band SC-13, Nr. 6, S. 736-745. Ein in einer solchen Referenzschaltung verwendeter Differen­ tialverstärker ist jedoch nicht von Spannungsstößen iso­ liert, welche zum Vorspannungleiter gelangen können, und er ist relativ empfindlich gegenüber solchen Spannungs­ stößen. Daher muß auch in diesem Falle notwendigerweise die Beruhigungszeit des Digital-Analog-Wandlers erhöht werden.

Bei in echtem Sinne offenen Referenzschaltungen, wie sie bei herkömmlichen Digital-Analog-Wandlern eingesetzt wer­ den, kann eine optimale Regelung der Referenzspannung, welche von einer solchen Schaltung erzeugt wird, nur er­ reicht werden, wenn sich die Referenzspannung auf einer bestimmten Höhe befindet. Falls es erwünscht ist, die Größe der Referenzspannung zu variieren, um die Größen der Bitschalterströme einzustellen, so ist der Temperatur­ kompensationseffekt nicht länger optimiert. Es ist je­ doch oft erwünscht, die Größe der Bitschalterströme ein­ zustellen, um den Gesamtanalogausgangsstrom des Digital- Analog-Wandlers einzustellen.

Es ist somit Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Referenzschaltung mit offener Steuerschleife zu schaffen, die sich zum Regeln der Bitschalterströme innerhalb ei­ ner Digital-Analog-Wandlerschaltung eignet, wobei die Re­ ferenzschaltung mit offener Schleife relativ immun gegen hochfrequente Spannungsstöße sein soll, so daß es möglich ist, bei der Digital-Analog-Wandlerschaltung eine kurze Beruhigungszeit zu verwirklichen.

Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, eine Referenzschal­ tung mit offener Schleife des oben beschriebenen Typs zu schaffen, bei der der Grad der Regelung der Bitschalter­ ströme vergleichbar ist demjenigen einer Referenzschaltung mit geschlossener Schleife.

Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, eine Referenzschal­ tung mit offener Schleife zu schaffen, die Stromstöße auf dem Stromquellenvorspannungsleiter zu absorbieren ver­ mag, so daß die Notwendigkeit einer absichtlichen Verlang­ samung des Ansprechens der digitalen Eingangs-Interface­ schaltung vermieden werden kann.

Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, eine Spannungsrefe­ renzschaltung mit offener Schleife zu schaffen, bei der die Vorspannung bequemerweise variiert werden kann, um die Größe der Bitschalterströme einzustellen, ohne daß hierdurch die Temperaturkompensation solcher Ströme nach­ teilig beeinflußt wird.

Die vorliegende Erfindung betrifft somit eine Spannungs­ referenzschaltung mit einer offenen Steuerschleife. Diese ist geeignet zum Regeln der Bitschalterströme innerhalb eines Digital-Analog-Wandlers. Die Spannungsreferenz­ schaltung mit offener Schleife umfaßt einen Zenerdioden­ referenzzweig, einen Slave-Zweig, einen Stromspiegel und einen Emitterfolger-Treiberzweig. Der Zenerdioden-Refe­ renzzweig führt einen ersten Strom und entwickelt, an­ sprechend darauf, eine Referenzspannung. Die Referenz­ spannung dient wiederum zum Vorspannen eines Stroms in­ nerhalb des Slave-Zweigs. Dieser Strom ist im wesentli­ chen konstant gegenüber Schwankungen der Temperatur und der Versorgungsspannung. Der Stromspiegel ist mit dem Slave-Zweig (Tochterzweig oder Nachlaufzweig) gekoppelt und spricht an auf dessen Strom. Hierdurch wird dem Zenerdiodenreferenzzweig ein erster Strom zugeführt. Der erste Strom wird im wesentlichen unabhängig gehalten von Änderungen der Temperatur und der Versorgungsspannung. Der Zenerdiodenreferenzzweig umfaßt eine Basis-Emitter- Übergangsspannungs-Modifizierschaltung zur Erzeugung ei­ ner Kompensationsspannung mit einem Temperaturnachlauf­ koeffizienten, der gleich ist, aber entgegengesetzt dem­ jenigen der Zenerdiodensperrschichtspannung. Demzufolge umfaßt die im Zenerdiodenreferenzzweig entwickelte Refe­ renzspannung als Komponente eine temperaturkompensierte Spannung. Die Referenzspannung umfaßt als zusätzliche Komponente eine oder mehrere Basis-Emitter-Übergangs­ spannungen. Der Slave-Zweig umfaßt eine gleiche Anzahl von Basis-Emitter-Sperrschichtspannungen, welche in Reihe mit einem Widerstand geschaltet sind. Die über dem Widerstand innerhalb des Slave-Zweigs abfallende Spannung ist gleich der temperaturkompensierten Spannungskomponen­ te der Referenzspannung. Demzufolge ist der Strom inner­ halb des Slave-Zweigs gegenüber Änderungen der Temperatur im wesentlichen konstant.

Die Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife um­ faßt ferner eine Schaltung zum Empfang der Referenzspan­ nung, welche durch den Zenerdiodenreferenzzweig erzeugt wird. Hiervon wird eine Vorspannspannung abgeleitet, die dazu dient, die Vielzahl von Bitschalterstromquellen vorzuspannen. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind ein Spannungsteilerzweig und ein Emitter­ folger-Treiberzweig zwischen der Referenzspannung und der Vorspannspannung eingeschaltet, um die Größe der Refe­ renzspannung zu verringern bzw. um eine Vorspannspannungs­ quelle niedriger Impedanz zu schaffen. Die Basis-Emitter- Übergangsspannungen, die einem Folgertransistor eines Spannungsteilerzweigs zugeordnet sind sowie einem Emitter­ folgertransistor innerhalb des Emitterfolger-Treiber­ zweigs, sind den Basis-Emitter-Sperrschichtspannungen sowohl in dem Zenerdiodenreferenzzweig als auch in dem Salve-Zweig angepaßt. Jede Bitschalterstromquelle umfaßt einen Stromquellentransistor und einen Widerstand im Emitter desselben, und die Basis-Emitter-Übergangsspan­ nung oder -Sperrschichtspannung eines jeden Stromquellen­ transistors ist in ähnlicher Weise an die Basis-Emitter- Übergangsspannung sowohl innerhalb des Zenerdiodenrefe­ renzzweigs als auch innerhalb des Slave-Zweigs angepaßt. Demzufolge ist die Spannung, welche über jeden Emitter­ widerstand innerhalb einer jeden Bitschalterstromquelle abfällt, proportional der temperaturkompensierten Span­ nungskomponente der Referenzspannung.

Änderungen der Versorgungsspannung führen zu Änderungen der Basis-Kollektor-Sperrschichtspannungen der Transi­ storen innerhalb des Slave-Zweigs und innerhalb des Stromspiegels. Dies führt zu Änderungen der Stromverstär­ kungscharakteristika. Solche Änderungen der Versorgungs­ spannung beeinträchtigen in ähnlicher Weise die Stromver­ stärkungscharakteristika des ersten Stromteilungstransi­ stors, so daß der vom Stromspiegel dem Zenerdiodenrefe­ renzzweig zugeführte Strom relativ konstant gehalten wird.

Um die Größe der Bitschalterströme einstellen zu können, ohne die Temperaturkompensation derselben nachteilig zu beeinflussen, ist ein Widerstand in Reihe mit dem Basis­ anschluß des Emitterfolgertransistors innerhalb des Emitterfolger-Treiberzweigs geschaltet. Ein in seiner Hö­ he einstellbarer, geregelter Strom wird somit dem Basis­ anschluß des Emitterfolgertransistors zugeführt, so daß die Vorspannspannung am Emitter desselben einstellbar variiert werden kann. Bei einer bevorzugten Ausführungs­ form der Erfindung wird ein im wesentlichen konstanter Strom vom Slave-Zweigstrom abgeleitet. Ferner ist ein Verstärkungseinstellanschluß vorgesehen, welcher dazu dient, einen extern erzeugten Strom zu diesem konstanten Strom zu addieren oder von diesem konstanten Strom zu subtrahieren. Der durch den extern erzeugten Strom modi­ fizierte (erhöhte oder verringerte) konstante Strom wird dem Basisanschluß des Emitterfolgertransistors zugeführt, um die Spannung desselben einzustellen. Hierdurch können die Höhen der Bitschalterströme variiert werden.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert; es zeigt

Fig. 1A bis 1C eine schematische Schaltung eines Zwölf-Bit-Digital-Analog-Wandlers gemäß der Erfindung;

Fig. 2 eine vereinfachte Ausführungsform einer Spannungsreferenzschaltung mit offener Stromschleife zum Regeln des Stroms innerhalb eines Bitschalters und inner­ halb eines Referenzausgangszweigs;

Fig. 3 eine schematische Darstellung eines Teils der Schaltung gemäß Fig. 1A zur Erzeugung eines Refe­ renzausgangsspannungssignals und einer zusätzlichen bi­ polaren Verschiebungsschaltung zur Umwandlung des analo­ gen Ausgangsstroms in eine bipolare analoge Spannung; und

Fig. 4 eine abgewandelte Spannungsreferenzschal­ tung mit offener Schleife.

Die Fig. 1A, 1B und 1C zeigen einen Digital-Analog-Wand­ ler mit zwölf Bits gemäß der Erfindung. Der Digital- Analog-Wandler umfaßt zwölf digitale Eingangsanschlüsse einschließlich der mit 2, 4, 6, 8, 10, 12 und 14 be­ zeichneten zum Empfang eines binär gewichteten Zwölf- Bit-Eingangssignals. Der Eingangsanschluß 2 entspricht dem signifikantesten Bit der zwölf Bits des digitalen Eingangssignals. Der Eingangsanschluß 4 empfängt das zweitsignifikanteste Bit usw., während der Eingangsan­ schluß 14 das am wenigsten signifikante Bit des digita­ len Eingangssignals empfängt.

Einem jeden der zwölf Eingangsanschlüsse (2-14) ist eine Eintakteingangsschaltung zugeordnet, welche als Interface für das empfangene Eingangssignal dient und das empfangene Signal in einen Spannungspegel übersetzt, der mit einer Steuereinrichtung für den Strom eines zugeordneten Schalters kompatibel ist. Typischer­ weise handelt es sich bei dem empfangenen Eingangssi­ gnal um eine nicht-negative Spannung, während die Bit­ schalter von einer negativen Stromversorgungsspannung gespeist werden.

Das Eintakteingangsnetzwerk, das mit dem Anschluß 2 verbunden ist, umfaßt einen als Diode geschal­ teten PNP-Transistor 16 mit einer Basis und einem Kollek­ tor, welche gemeinsam mit dem Eingangsanschluß 2 verbun­ den sind, während ein Emitter mit einem Knotenpunkt 18 verbunden ist. Der Transistor 16 wird vorzugsweise der­ art hergestellt, daß man in eine schwachdotierte Epitaxi­ alregion vom N-Typ ein Paar von Basendiffusionen vom P- Typ auf zweckentsprechende Weise eindiffundiert, und zwar seitlich voneinander. Wenn der Transistor 16 auf diese Weise hergestellt wird, so ist der Emitter-Basis- Übergang desselben mit einer relativ großen, parasiti­ schen Kapazität 20 verbunden, die in Fig. 1A mit ge­ strichelten Linien dargestellt ist. Die Bedeutung dieser parasitischen Kapazität wird weiter unten näher erläutert.

Ein Widerstand 22 ist zwischen dem Knotenpunkt 18 und einer Spannungsversorgungsschiene 24 mit einer Spannung von etwa +2,5 V geschaltet, wobei diese Spannung geregelt ist. Die Art der Regelung der Spannung auf der Spannungs­ versorgungsschiene 24 wird weiter unten näher erläutert. Der Knotenpunkt 18 ist ferner mit dem Basisanschluß ei­ nes Emitterfolgertransistors 26 verbunden. Der Kollek­ tor des Transistors 26 ist mit der Versorgungsschiene 24 verbunden. Der Emitter des Transistors 26 ist mit einem Emitter 28 eines Doppel-Emittertransistors 30 verbunden. Der Transistor 30 umfaßt einen zusätzlichen Emitter 32, welcher mit einer weiter unten näher erläuterten Steuer­ einrichtung für einen Bitschalterstrom verbunden ist. Der Basisanschluß des Transistors 30 ist mit einem Lei­ ter 34 verbunden, und dieser ist mit dem Kollektoran­ schluß eines Transistors 36 verbunden. Die Basis des Transistors 36 ist mit einem geregelten Vorspannungslei­ ter 38 verbunden, welcher nominell um etwa 1 V über der negativen Stromversorgungsspannung gehalten wird. Der Emitter des Transistors 36 ist über einen Widerstand 40 mit einem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 ver­ bunden, der seinerseits mit einem negativen Spannungs­ versorgungsanschluß 43 (-V _CC ) mit einer nominellen Größe von -15 V verbunden ist.

In bezug auf den Transistor 30 wird der Übergang zwi­ schen dem Emitter 28 und der Basis des Transistors 30 unter umgekehrter Vorspannung betrieben, was zu einer Zenerdurchbruchspannung von etwa 6,8 V über diesen Über­ gang führt. Demzufolge liegt die Spannung an der Basis des Transistors 30 um etwa 6,8 V unterhalb der Spannung am Emitter des Transistors 26. Die Spannung am Vorspan­ nungsleiter 38 und der Wert des Widerstands 40 sind der­ art ausgewählt, daß ein Stromfluß durch den Transistor 26 und durch den Zenerübergang des Transistors 30 von etwa 0,25 mA aufrechterhalten wird. Somit wirken der Emitterfolgertransistor 26 und der Zenerübergang des Transistors 30 im Sinne einer Pegelverschiebung der Span­ nung am Knotenpunkt 18 zu einer stärker negativen Span­ nung an der Basis des Transistors 30.

Das zuvor beschriebene Eingangsnetzwerk ist kompatibel mit Logiksignalen, die von einer Logikschaltung vom TTL- Typ erzeugt werden. Dabei entspricht ein Spannungspegel unterhalb etwa +1,4 V dem logischen Wert "0", während ein Spannungspegel oberhalb etwa +1,4 V dem logischen Wert "1" entspricht. Nimmt man an, daß die Spannung am Eingangsanschluß 2 wesentlich unterhalb +1,4 V liegt, so ist der Transistor 16 leitend, und der Knotenpunkt 18 ist etwa um eine Basis-Emitter-Spannung stärker positiv als die Spannung am Eingangsanschluß 2. Wenn jedoch die Spannung am Anschluß 2 wesentlich oberhalb +1,4 V liegt, so ist der Transistor 16 nichtleitend und die Spannung am Knotenpunkt 18 steigt auf den Spannungswert der Ver­ sorgungsschiene 24 an (abzüglich einer typischerweise vernachlässigbaren Spannung, welche über den Widerstand 22 abfällt), und zwar aufgrund des Basisstroms des Emit­ terfolgertransistors 26.

Ein negativer Übergang des Signals, welches am Eingangs­ anschluß 2 anliegt, hat zur Folge, daß der Transistor 16 in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, so daß der ne­ gative Übergang rasch zum Knotenpunkt 18 durchgeschaltet wird. Ein ausreichender Strom wird innerhalb des Emitter­ folgertransistors 26 aufrechterhalten, so daß der Transistor 26 während dieses negativen Übergangs am Kno­ tenpunkt 18 leitend gehalten wird. Andererseits haben positive Übergänge des Eingangssignals am Eingangsan­ schluß zur Folge, daß der Transistor 16 nichtleitend wird. Parasitäre Kapazitäten in Verbindung mit dem Kno­ tenpunkt 18, mit dem Emitter des Transistors 26, mit der Basis des Transistors 30 und mit dem gemeinsamen Emitterknotenpunkt der Transistoren 30 und 44, welche sich von dort zur Wechselstromerdung erstrecken, haben allesamt die Tendenz einer Verzögerung des Anstiegs der Spannung am Knotenpunkt 18 und der endgültigen Umschal­ tung des Bitschalterstroms vom Transistor 44 zum Transi­ stor 30. Falls die Kapazität 20 zwischen dem Eingangs­ anschluß 2 und dem Knoten 18 nicht vorhanden wäre, so würden alle oben erwähnten parasitischen Kapazitäten re­ lativ langsam geladen werden, und zwar durch den Wider­ stand 22, und daher wäre die Schaltgeschwindigkeit des Bitschalters entsprechend langsam. Nun hat aber die Kapa­ zität 20 eine ausreichende Größe, damit die darin ge­ speicherte Ladung mehr als ausreichend ist, um eine je­ de der oben erwähnten parasitischen Kapazitäten mit La­ dung vollzupumpen, und zwar aufgrund der Änderung der Spannung am Eingangsanschluß 2, wenn das digitale Ein­ gangssignal, welches empfangen wird, einen positiven Übergang zeigt. Dies hat zur Folge, daß der Knotenpunkt 18, der Emitter des Transistors 26, die Basis des Transistors 30 und der gemeinsame Emitterknotenpunkt des Transistors 30 und des Transistors 44 rasch dem positiven Übergang des Eingangsanschlusses 2 folgen, und zwar aufgrund der Ladungspumpenwirkung der Kapazität 20. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Transistor 16 ein Lateral-PNP-Transistor, und die parasitische Ka­ pazität des Emitter-Basis-Übergangs desselben ist aus­ reichend groß, um eine solche Ladungspumpwirkung zu ent­ falten. Es wäre auch möglich, einen NPN-Transistor als Transistor 16 zu verwenden. In diesem Falle würden der Emitter und die Basis des NPN-Transistors mit dem Ein­ gangsanschluß 2 bzw. dem Knotenpunkt 18 verbunden. Da jedoch die parasitische Kapazität zwischen Emitter und Basis bei einem NPN-Transistor typischerweise relativ klein ist, würde in diesem Falle eine gesonderte Kapazi­ tät 20 vorzugsweise zwischen dem Eingangsanschluß 2 und dem Knotenpunkt 18 vorgesehen, und zwar mit einer Größe, die ausreicht zur Speicherung der Ladung, welche für die Aufladung der parasitischen Kapazitäten zum Wechselstrom- Erdleiter hin ausreicht, und zwar der parasitischen Ka­ pazitäten in bezug auf den Knotenpunkt 18, den Emitter des Transistors 26, die Basis des Transistors 30, den gemeinsamen Emitterknotenpunkt der Transistoren 30 und 44. Diese Aufladung muß, wie erläutert, bei einer posi­ tiven Änderung der Spannung am Eingangsanschluß 2 erfol­ gen.

Das Eingangsnetzwerk, das durch die Transistoren 16 und 26, den Zenerübergang des Transistors 30, den Transistor 36 und den Widerstand 40 gebildet wird, wirkt somit im Sinne einer raschen Durchschaltung sowohl der positiven Übergänge als auch der negativen Übergänge des Eingangs­ logiksignals am Eingangsanschluß 2 zur Basis des Transi­ stors 30. Da der Transistor 16 als Lateral-PNP-Transi­ stor aufgebaut ist, hat zudem die Sperrdurchbruchspan­ nung des Emitter-Basis-Übergangs desselben einen relativ hohen Wert, so daß das Eingangssignal einen relativ großen positiven Spannungswert haben kann, ohne daß hierdurch das Eingangsnetzwerk nachteilig beeinflußt wird.

Im folgenden wird weiterhin zunächst auf den Transistor 30 Bezug genommen. Der Emitter 32 ist mit dem Emitter eines Transistors 44 verbunden. Hierdurch wird eine Steu­ ereinrichtung für den Emitter-gekoppelten Bitschalter oder Strom gebildet. Der Emitter 32 des Transistors 30 und der Emitter des Transistors 44 sind jeweils mit dem Kollektor eines Stromquellentransistors 46 verbunden. Der Basisanschluß eines Transistors 46 ist mit einem Leiter 48 verbunden, der eine sorgfältig geregelte Referenz­ spannung leitet, die in einer offenen Referenzschaltung erzeugt wird. Diese wird weiter unten näher erläutert. Ein Paar Widerstände 50 und 52, die mit einem Laser ge­ trimmt werden können, liegen parallel zueinander und er­ strecken sich zwischen dem Emitter des Transistors 46 und dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden die Widerstände 50 und 52 durch Dünnfilmabscheidung von Nichrom auf die obere Fläche der monolithischen, in­ tegrierten Schaltung gebildet. Dies erleichtert den La­ ser-Trimmvorgang. Außerdem erhält man einen relativ niedrigen Temperaturkoeffizienten der Widerstandswerte dieser Widerstände. Wie weiter unten näher erläutert wird, erfolgt die Regelung der Spannung auf dem Leiter 48 der­ art, daß ein im wesentlichen konstanter Strom an den Kollektoranschlüssen der Transistoren 30 und 44 aufrecht­ erhalten wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung hat der durch den signifikantesten Bitschalter fließende Strom einen Wert von etwa 1 mA.

Die Basis des Transistors 44 ist mit einem Schwellen­ spannungsleiter 54 verbunden, dessen Spannung etwa der­ jenigen Spannung entspricht, welche an der Basis des Transistors 30 erscheint, wenn die Spannung am Eingangs­ anschluß 2 den Wert +1,4 V hat. Wenn somit die Spannung am Eingangsanschluß 2 wesentlich unterhalb +1,4 V liegt, so liegt auch die Spannung an der Basis des Transistors 30 in ähnlicher Weise beträchtlich unterhalb der Span­ nung an der Basis des Transistors 44, und der gesamte Bitschalterstrom, der durch den Stromquellentransistor 46 bereitgestellt wird, fließt durch den Transistor 44. Wenn andererseits die Spannung am Eingangsanschluß 2 we­ sentlich oberhalb +1,4 V liegt, so ist die Spannung an der Basis des Transistors 30 beträchtlich stärker posi­ tiv als die Spannung an der Basis des Transistors 44 und der Emitter 32 des Transistors 30 leitet den gesamten Bitschalterstrom, der durch den Stromquellentransistor 46 bereitgestellt wird. Die Art und Weise der Bereit­ stellung der Spannung am Schwellenspannungsleiter 54 wird weiter unten näher erläutert.

Der Kollektor des Transistors 30 ist mit einem Leiter 56 für einen Verluststrom oder Abfallstrom verbunden, der wiederum mit einem gemeinsamen Leiter 58 verbunden ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der gemeinsame Leiter 58 mit Hilfe einer Drahtverbin­ dung mit einem Stift der Packung für die integrierte Schaltung verbunden, der auf Erdpotential liegt. Anderer­ seits ist der Kollektor des Transistors 44 mit einem Ausgangsleiter 60 verbunden, der mit einer Ausgangs­ stromleiterfläche 62 verbunden ist sowie mit einer Fühl­ Leiterfläche 64. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die Ausgangsstromleiterfläche 62 über einen Draht mit einem Stift der Packung für die integrierte Schal­ tung verbunden. An diesem Stift erscheint der analoge Ausgangsstrom, der durch das Zwölf-Bit-Eingangsdigital­ wort zustandekommt. Die Fühl-Leiterfläche 64 dient wäh­ rend der Herstellung der monolithischen integrierten Schaltung zur Erfassung der Spannung am Leiter 60 wäh­ rend des Laser-Trimmens der Widerstände.

Das Eingangsnetzwerk, das mit dem zweitwichtigsten Bit des Digital-Analog-Wandlers verbunden wird, ist im we­ sentlichen identisch mit der Schaltung für das signifi­ kanteste Bit und umfaßt einen Dioden-geschalteten PNP- Transistor 66, einen Widerstand 68, einen Emitterfolger­ transistor 70, einen Zener-geschalteten Emitter 72, ei­ nen Stromquellentransistor 74 und einen Widerstand 76. Der Eingangsanschluß 4 und das zugeordnete Eingangsnetz­ werk steuern den zweitwichtigsten Bitschalter, der durch die Emitter-gekoppelten Transistoren 78 und 80 gebildet ist. Der Kollektoranschluß des Stromquellentransistors 82 ist mit den Emittern der Transistoren 78 und 80 ver­ bunden, während der Basisanschluß mit dem Referenzspan­ nungsleiter 48 verbunden ist. Der Emitter ist über ei­ nen Widerstand 84, der durch einen Laser getrimmt werden kann, mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 verbunden. Der Basisanschluß des Bitschalttransistors 80 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 78 ist mit dem Leiter 56 verbunden und der Kollektoranschluß des Transistors 80 ist mit dem Ausgangsleiter 60 verbunden.

Der Strom, der durch den zweitwichtigsten Bitschalter fließt, beträgt 1/2 mA oder die Hälfte des Stroms, der durch den wichtigsten Bitschalter fließt. Demzufolge ist die Emitterfläche des Stromquellentransistors 82 auf die Hälfte der Emitterfläche des Stromquellentransi­ stors 46 bemessen. Ferner ist der Widerstand 84 hinsicht­ lich seiner Herstellung identisch zu den Widerständen 50 und 52. Auf diese Weise ist die Stromdichte des Strom­ quellentransistors, der mit dem zweitwichtigsten Bit­ schalter verbunden ist, im wesentlichen gleich der Strom­ dichte des entsprechenden Stromquellentransistors des wichtigsten Bitschalters. Daher bestehen ähnliche oder gleiche Charakteristika.

Im folgenden wird auf das drittwichtigste Bit Bezug ge­ nommen. Das Eingangssignal gelangt zum Eingangsanschluß 6. Es steuert einen ähnlichen Bitschalter, der durch den Emitter 86 der Transistoren 88 und 90 gebildet ist. Das Eingangsnetzwerk, welches zwischen dem Eingangsanschluß 6 und der Basis des Transistors 88 liegt, ist identisch mit dem Eingangsnetzwerk für das wichtigste Bit und das zweitwichtigste Bit. Die Basis des Transistors 90 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der Strom­ quellentransistor 92 ist an seinem Kollektoranschluß mit den gemeinsamen Emittern der Transistoren 88 und 90 ver­ bunden. Seine Basis ist mit dem Referenzspannungsleiter 48 verbunden und sein Emitter ist über ein Paar von in Reihe geschalteten, mit einem Laser trimmbaren Wider­ ständen 94 und 96 mit dem negativen Versorgungsspannungs­ leiter 42 verbunden. Die Widerstände 94 und 96 sind je­ weils identisch mit den Widerständen 50, 52 und 84. Da­ her beträgt der Strom, der durch den drittwichtigsten Bitschalter, bestehend aus den Transistoren 88 und 90, fließt, 0,25 mA oder 1/2 des Stroms, der durch den zweit­ wichtigsten Bitschalter fließt, oder 1/4 des Stroms, der durch den wichtigsten Bitschalter fließt. Ferner be­ trägt die Emitterfläche des Stromquellentransistors 92 1/2 der Emitterfläche des Stromquellentransistors 82.

Der Kollektor des Transistors 88 ist mit dem Leiter 56 verbunden, während der Kollektor des Transistors 90 mit dem Ausgangsleiter 60 verbunden ist.

Ein jeder der drei wichtigsten Bitschalter wirkt im Sinne einer Steuerung des zugeordneten Bitschalterstroms ent­ weder über den Ausgangsleiter 60 oder über den Abfluß­ leiter 56, und zwar je nach dem Status der drei wichtig­ sten Bits des Zwölf-Bit-Digitaleingangssignals. Die drei wichtigsten Bitschalter steuern jeweils einen Stromfluß zum Ausgangsstromanschluß 62 bei. Diese Ströme werden be­ stimmt durch die Ströme innerhalb der Stromquellen­ transistoren 46, 82 und 92.

Im folgenden wird auf das viertwichtigste Bit Bezug ge­ nommen. Der Eingangsanschluß 8 ist mit einem Eingangs­ netzwerk gekoppelt, das mit den Eingangsnetzwerken der vorerwähnten Bitschalter identisch ist. Der zugeordnete Bitschalter besteht aus den Transistoren 98 und 100. Die gemeinsamen Emitter der Transistoren 98 und 100 sind mit dem Kollektoranschluß eines Stromquellentransistors 102 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 102 ist mit dem Referenzspannungsleiter 48 verbunden und der Emit­ ter ist über einen mit einem Laser trimmbaren Widerstand 104 mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 ver­ bunden.

Der Strom, der innerhalb des viertwichtigsten Bitschal­ ters, bestehend aus den Transistoren 98 und 100, fließt, beträgt 0,5 mA. Daher ist die Emitterfläche für den Stromquellentransistor 102 identisch mit derjenigen des Stromquellentransistors 82. In ähnlicher Weise ist auch der Widerstand 104 identisch mit dem Widerstand 84 in­ nerhalb des zweitwichtigsten Bitschalters. Der Basisan­ schluß des Transistors 100 ist mit dem Schwellenspannungs­ leiter 54 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transi­ stors 98 ist nicht mit dem Abflußleiter 56 verbunden, der den drei wichtigsten Bits zugeordnet ist. Vielmehr ist der Kollektoranschluß des Transistors 98 mit einem Leiter 106 für den Abflußstrom oder Abfallstrom verbun­ den. Dabei handelt es sich um einen ersten gemeinsamen Leiter. Der Kollektoranschluß des Transistors 100 ist mit einem Knotenpunkt 108 eines R-2R-Leiternetzwerks verbunden, welches dazu verwendet wird, die Strombei­ träge der Bitschalter der neun am wenigsten wichtigen Bits des Zwölf-Bit-Digitaleingangswortes in binär ge­ wichteter Weise abzustufen.

Das Leiternetzwerk für die Abstufung der Gesamtstrombei­ träge der neun am wenigsten wichtigen Bitschalter um­ faßt sechs in Reihe geschaltete Widerstände 109, 110, 111, 112, 113 und 114, welche sich vom Knoten 108 zum Leiter 116 erstrecken. Dieser Leiter ist mit dem Aus­ gangsstromkissen 62 verbunden. Es muß bemerkt werden, daß der Leiter 116 in der integrierten Schaltung eine Me­ tallspur darstellt, die getrennt und gesondert angeord­ net ist von der Metallspur des Leiters 60. Eine jede der Metallspuren der beiden Leiter 60 und 116 hat einen ge­ ringen Widerstand. Durch Verbindung der Leiternetzwerk­ widerstände 109-114 mit dem Ausgangsstromkissen 62 über einen Leiter 116, der vom Leiter 60 gesondert und ge­ trennt angeordnet ist, können nichtkonstante Spannungs­ abfälle im Leiter 116 vermieden werden, die anderen­ falls aufgrund der Umschaltung der hindurchfließenden Ströme der drei wichtigsten Bitschalter zustandekommen würden.

Im folgenden wird erneut auf das Leiternetzwerk Bezug ge­ nommen. Die Widerstände 109-114 haben jeweils identi­ sche Widerstandswerte, und zwar bei einer bevorzugten Ausführungsform 900 Ohm. Wenn 900 Ohm als Einheitswider­ stand R betrachtet werden, so liegt ein Widerstand 6R zwischen dem Ausgangsstromkissen 62 und dem Knotenpunkt 108. Der Knotenpunkt 108 ist über einen Widerstand 118 mit einem Knotenpunkt 120 verbunden. Der Knotenpunkt 120 ist über zwei in Reihe geschaltete Nebenschlußwiderstän­ de 122 und 124 mit einer zweiten gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerkes verbunden. Der Widerstand 118 hat einen Widerstandswert einer Widerstandseinheit R oder 900 Ohm. In ähnlicher Weise haben die Widerstände 122 und 124 jeweils einen Widerstandswert von einer Wider­ standseinheit R oder 900 Ohm. Das Leiternetzwerk setzt sich gemäß Fig. 1C nach rechts fort, wobei der Knoten 120 mit nachfolgenden Knoten durch in Reihe geschaltete Widerstände des Einheitswertes R verbunden ist und wobei jeder dieser gleichartigen Knoten mit dem gemeinsamen Leiter 126 des Leiternetzwerks verbunden ist, und zwar durch Nebenleitungen, welche zwei in Reihe geschaltete Widerstände mit jeweils einem Einheitswiderstandswert R enthalten. Der letzte Knoten des Leiternetzwerks ist als Knoten 133 dargestellt und soll im folgenden näher erläu­ tert werden.

Im folgenden wird wiederum auf den viertwichtigsten Bit­ schalter, bestehend aus den Transistoren 98 und 100, Be­ zug genommen. Der durch diesen Bitschalter fließende Strom ist auf 0,5 mA eingestellt, d. h. er ist gleich dem Strom, der durch den zweitwichtigsten Bitschalter fließt. Um jedoch die richtige binäre Gewichtung aufrechtzuerhal­ ten, sollte der Ausgangsstrom, der vom viertwichtigsten Bitschalter beigesteuert wird, nur etwa 1/4 des Stroms betragen, welcher vom zweitwichtigsten Bitschalter bei­ gesteuert wird. Vom Knotenpunkt 108 aus betrachtet, be­ steht die Äquivalentschaltung des Leiternetzwerks aus 6R, welche sich zum Ausgangsstromkissen 62 erstrecken, und 2R, welche sich zur gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerks erstrecken. Es soll nun angenommen wer­ den, daß das Ausgangsstromkissen 62 und die Leitung 126 des Leiternetzwerks jeweils im wesentlichen auf Erd­ spannung liegen. Unter dieser Voraussetzung wird 1/4 des Stroms des Transistors 100 des viertwichtigsten Bit­ schalters vom Ausgangsstromkissen 62 gezogen, während die verbleibenden 3/4 des Stroms von der Leitung 126 des Leiternetzwerks abgezogen werden. Somit trägt der viert­ wichtigste Bitschalter nur 0,125 mA zum Strom im Aus­ gangsstromkissen 62 bei.

Der fünftwichtigste Bitschalter umfaßt die Emitter-ge­ koppelten Transistoren 128 und 130. Der durch den fünft­ wichtigsten Bitschalter fließende Strom hat den gleichen Wert wie der durch den viertwichtigsten Bitschalter fließende Strom, d. h. 0,5 mA. Der Kollektor des Transi­ stors 130 ist mit dem Knotenpunkt 120 verbunden. Vom Knotenpunkt 120 gesehen, liegt ein Widerstand des Wertes 7R zwischen diesem und dem Ausgangsstromkissen 62. Der Rest des Leiternetzwerks stellt einen Äquivalentwider­ stand des Werts 1R dar, und zwar zwischen dem Knoten­ punkt 120 und der gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetz­ werks. Somit wird 1/8 des Stroms, der vom Transistor 130 geleitet wird, vom Ausgangsstromkissen 62 gezogen, wäh­ rend die verbleibenden 7/8 dieses Stroms von der gemein­ samen Leitung 126 des Leiternetzwerks gezogen werden. Daher trägt der Transistor 130 nur 62,5 µA zum Strom des Ausgangsstromkissens 62 bei oder die Hälfte des fünftwichtigsten Bitschalters.

Wie oben erläutert, haben die Ströme durch den viert­ wichtigsten Bitschalter und den fünftwichtigsten Bit­ schalter einen Wert von jeweils 0,5 mA. In ähnlicher Weise haben die Bitschalterströme der restlichen, weni­ ger wichtigen Bitschalter, mit Ausnahme der zwei am wenig­ stens wichtigen Bitschalter, ebenfalls den Wert 0,5 mA. Da jeder Bitschalter einen Strom der gleichen Größenordnung wie die anderen Bitschalter führt, zeigen alle Bitschalter etwa die gleiche Schaltgeschwindigkeit. Dieses Ergebnis würde nicht erzielt, wenn die Abstufung der Ströme, die durch die einzelnen Bitschalter beige­ tragen werden, durch die Abstufung der Bitschalterströme zustandekäme. (Dies wäre z. B. der Fall bei Verwendung eines Leiternetzwerks zur Abstufung der Ströme der Strom­ quellentransistoren innerhalb eines jeden Bitschalters.)

Die gestrichelten Linien, die sich vom fünftwichtigsten Bitschalter in Fig. 1C nach rechts erstrecken, stehen für die nachfolgenden fünf Bitschalter und für die zuge­ hörigen R-2R-Leiternetzwerke. Die letzte Stufe des Lei­ ternetzwerkes umfaßt einen Reihenwiderstand 129, welcher mit dem Knotenpunkt 133 verbunden ist, sowie einen Ne­ benschlußwiderstand 131, welcher sich vom Knotenpunkt 133 zur gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerks er­ streckt. Die Widerstände 129 und 131 haben jeweils einen Wert von einer Einheit R oder 900 Ohm. Eine Leitung 135 verbindet den Knotenpunkt 133 mit einem Bitschalttransi­ stor innerhalb des drittunwichtigsten Bitschalters (nicht gezeigt). Ein jeder der nächsten fünf Bitschalter ist identisch mit dem fünftwichtigsten Bitschalter. Für ei­ nen jeden der nachfolgenden Bitschalter führt das Leiter­ netzwerk zu einer Teilung des Stroms durch zwei, und zwar des Stroms, der durch den jeweiligen Bitschalter zum Stromfluß durch das Ausgangsstromkissen 62 beigetragen wird, und zwar relativ zum Strom, der durch den unmittel­ bar vorhergehenden Bitschalter beigetragen wird.

Im folgenden wird auf Fig. 1C Bezug genommen. Der Bit­ schalter für das zweitunwichtigste Bit umfaßt die Emitter-gekoppelten Transistoren 132 und 134. Die ge­ meinsamen Emitter der Transistoren 132 und 134 sind mit dem Kollektor eines Stromquellentransistors 136 verbun­ den. Der Eingangsanschluß 12 ist mit der Basis des Transistors 132 verbunden, und zwar über ein Eingangs­ netzwerk, das mit den zuvor beschriebenen Eingangsnetz­ werken identisch ist. Die Basis des Transistors 134 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der durch den zweitunwichtigsten Bitschalter fließende Strom wird auf 0,25 mA gehalten oder auf der Hälfte des Stroms, der innerhalb der sieben vorhergehenden Bitschalter aufrecht­ erhalten wird. Dies geschieht auf eine unten näher er­ läuterte Weise.

Der am wenigsten wichtige Bitschalter umfaßt die Emitter- gekoppelten Transistoren 138 und 140. Der Eingangsan­ schluß 14 ist mit der Basis des Transistors 138 verbun­ den, und zwar über ein Eingangsnetzwerk, das mit den zuvor beschriebenen identisch ist. Die Basis des Transi­ stors 140 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 ver­ bunden. Die gemeinsamen Emitter der Transistoren 138 und 140 sind mit dem Kollektor des Stromquellentransistors 142 verbunden. Der Strom innerhalb des am wenigsten wich­ tigen Bitschalters beträgt 0,125 mA, d. h. die Hälfte des Stroms, welcher innerhalb des zweitunwichtigsten Bit­ schalters aufrechterhalten wird.

Die Stromquellentransistoren 136 und 142 sind jeweils mit ihren Basisanschlüssen mit dem Spannungsreferenzleiter 48 verbunden, während ihre Emitter gemeinsam mit einem Ende eines Widerstandes 144 verbunden sind. Das andere Ende desselben ist mit dem negativen Spannungsversor­ gungsleiter 42 verbunden. Ferner sind die Basis- und die Emitteranschlüsse des Transistors 146 mit den Basis- und Emitteranschlüssen der Transistoren 136 und 142 verbun­ den. Der Emitterbereich des Transistors 136 beträgt die Hälfte des Emitterbereichs des Stromquellentransistors 102, während die Emitterbereiche der Transistoren 142 und 146 jeweils 1/4 des Emitterbereichs des Stromquel­ lentransistors 102 betragen. Somit ist die Summe der Emitterbereiche der Transistoren 135, 142 und 146 gleich der Emitterfläche des Stromquellentransistors 102. Der Widerstand 144 hat den gleichen Wert wie der Widerstand 104, der mit dem Emitter des Stromquellentransistors 102 verbunden ist. Somit beträgt der Strom durch den Widerstand 144 0,5 mA und ist daher gleich dem Strom, welcher durch den viertwichtigsten Bitschalter fließt. Die Transistoren 136, 142 und 146 verteilen den Strom des Widerstandes 144, wobei der Transistor 136 0,25 mA leitet, während die Transistoren 142 und 146 jeweils 0,125 mA leiten. Der Kollektor des Transistors 146 ist mit dem Leiter 148 verbunden, der wiederum mit dem ge­ meinsamen Anschlußkissen 58 verbunden ist.

Da die Abstufung des Strombeitrags vom zweitunwichtigsten Bitschalter und vom am wenigsten wichtigen Bitschalter durch die Stromquellentransistoren 136 und 142 bewirkt wird, muß das zuvor beschriebene Leiternetzwerk nicht über den drittunwichtigsten Bitschalter hinaus erstreckt werden. Somit werden die Kollektoren der Transistoren 134 und 140 direkt mit dem Knotenpunkt 132 des Leiter­ netzwerks verbunden ohne irgendwelche zwischengeschalte­ te Reihenwiderstände oder Nebenwiderstände.

Der gemeinsame Leiter 106 des ersten Leiternetzwerks lei­ tet die Abfallströme, die nicht zum Leiternetzwerk gelei­ tet werden. Dieser Leiter 106 und der zweite gemeinsame Leiter 126 sind jeweils vom Abfalleiter 56 getrennt und schlußendlich mit dem gemeinsamen Leiterkissen 150, das innerhalb der integrierten Schaltung vorliegt, verbunden.

Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ein zweites Anschlußkissen 152 für den Anschluß eines Drahtes (AMP+IN) entfernt vom gemeinsamen Anschluß­ kissen 150 ausgebildet und mit diesem verbunden. Das Kissen 152 erleichtert die Kopplung einer Drahtverbin­ dung der integrierten Schaltung des Digital-Analog- Wandlers mit einer weiteren integrierten Schaltung (z. B. einem Operationsverstärker) für die Verbindung mit Erdpotential.

Das gemeinsame Anschlußkissen 150 und das gemeinsame Kis­ sen 58 sind gesondert mit einem einzigen Anschlußstift verbunden, und zwar über einen Draht. Dieser Stift liegt auf Erdpotential. Wie erläutert, ist das Kissen 58 mit dem Leiter 56 verbunden, der wiederum mit den drei wich­ tigsten Bitschaltern verbunden ist, welche der Ableitung der Abfallströme dienen. Andererseits ist das gemeinsame Kissen 150 mit den neun am wenigsten wichtigen Bitschal­ tern verbunden. Wie zuvor erwähnt, haben die in einer integrierten Schaltung ausgebildeten Metallspuren einen inhärenten, kleinen Widerstand. Die Ausbildung von ge­ trennten Kissen 58 und 150 ist vorteilhaft, da auf diese Weise die Umschaltung des Stroms innerhalb der drei wich­ tigsten Bitschalter nicht die Spannungen beeinträchtigt, welche an den verschiedenen Punkten entlang der gemein­ samen Kettenleitung 126 vorliegen. Daher wird die Befähi­ gung des Kettenleiternetzwerks zur genauen und linearen Abstufung der Strombeiträge der neun am wenigsten wich­ tigen Bitschalter wesentlich verbessert. Da ein Gehäuse­ stift selbst einen äußerst geringen Widerstand aufweist, kommt durch die Drahtverbindung des gemeinsamen An­ schlußkissens 58 und des Kettenleiteranschlußkissens 150 mit dem gleichen Gehäusestift nur ein äußerst geringfügi­ ger Linearitätsfehler zustande.

Wie Fig. 1C zeigt, ist die Leitung 106 am Knotenpunkt 127 mit der Leitung 126 verbunden. In einigen Fällen kann der Knotenpunkt 127 räumlich weit entfernt sein von dem gemeinsamen Kettenleiterkissen 150. In diesen Fällen kann ein beträchtlicher Metallwiderstand zustan­ dekommen. Dieser Metallwiderstand ist schematisch durch den gestrichelten Block 129 der Fig. 1C dargestellt. Der Leiter 126′ stellt den Teilbereich der Leitung 126 dar, welcher primär zwischen dem gemeinsamen Anschlußkissen 150 und dem gestrichelten Block 137 liegt. Um die Linea­ rität des Kettenleiternetzwerks zu verbessern, ist es wesentlich, daß die Abflußströme oder Abfallströme der Leitung 106 zur Leitung 126 abgeleitet werden, und zwar auf derjenigen Seite des gestrichelten Blocks 137, die vom gemeinsamen Leiterkissen 150 abgewandt ist. Läge der Knoten 127 in der Leitung 126′ und nicht in der Leitung 126, so würden Spannungsvariationen aufgrund des Metall­ widerstands, der durch den gestrichelten Block 137 dar­ gestellt ist, zu beträchtlichen Fehlern der durch das Kettenleiternetzwerk abgestuften Ströme führen.

Im folgenden soll unter Bezugnahme auf die Fig. 1A und 1B die offene Spannungsreferenzschaltung beschrieben werden, welche dazu dient, den Strom innerhalb eines jeden der Bitschalter des Digital-Analog-Wandlers zu regeln. Die Spannungsreferenzschaltung umfaßt einen all­ gemein mit 154 bezeichneten Zenerdioden-Referenzzweig, der einen ersten Strom führt und ansprechend darauf eine der Temperaturkompensation dienende Spannungskomponente erzeugt. Insbesondere umfaßt der Referenzzweig 154 einen als Diode geschalteten Transistor 156, dessen Emitter mit dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbun­ den ist und dessen Basis und Kollektor mit einem Knoten­ punkt 158 verbunden sind. Zwischen dem Knotenpunkt 158 und einem Knotenpunkt 160 ist eine Zenerdiode 162 vorge­ sehen. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfin­ dung ist die Zenerdiode 162 als vergrabene Zenerdiode ausgeführt, um ihre Charakteristika über die Zeit stabi­ ler zu gestalten. Ein solcher vergrabener Zenerübergang kann dadurch gebildet werden, daß man anfänglich eine stark dotierte Isolationsregion vom P-Typ eindiffundiert, und zwar an einer Stelle innerhalb der monolithischen, integrierten Schaltung, worauf man eine stark dotierte Emitterfläche vom N-Typ eindiffundiert, und zwar in die zuvor eindiffundierte Region vom P-Typ. Hierdurch er­ zeugt man einen abrupten P-N-Übergang unter der Oberflä­ che der monolithischen Schaltung. Zur Kontaktierung der P-Seite des Zenerübergangs wird vor der Emitterdiffusion eine Basisregion vom P-Typ eindiffundiert. Die Basis­ region vom P-Typ überlagert die Isolationsregion und er­ streckt sich seitlich über die Emitterdiffusionsregion hinaus, und zwar auf ersten und zweiten gegenüberliegen­ den Seiten derselben. Dies ermöglicht die Ausbildung von ersten und zweiten Kontakten auf der Seite vom P-Typ des Zenerübergangs. Die N⁺-Emitterregion ist mit dem Knotenpunkt 160 verbunden und die ersten und zweiten Kon­ takte der Basisregion vom P-Typ sind mit dem Knoten­ punkt 158 verbunden.

Der Referenzzweig 154 umfaßt ferner einen Vervielfacher für die Spannung (V _BE ) des Basis-Emitter-Übergangs. Die­ ser wird gebildet durch einen Transistor 164 und durch mit einem Laser trimmbare Widerstände 166 und 168. Der Emitter des Transistors 164 ist mit dem Knotenpunkt 160 verbunden. Die Basis und der Kollektor sind mit Knoten­ punkten 170 bzw. 172 verbunden. Der Widerstand 166 liegt zwischen dem Knotenpunkt 160 und dem Knotenpunkt 170. Der Widerstand 168 liegt zwischen dem Knotenpunkt 170 und dem Knotenpunkt 172. Der Trimmfühlanschluß 174 ist mit dem Knotenpunkt 172 verbunden und gestattet die Er­ fassung der Spannung am Knotenpunkt 172 während des Lasertrimmvorgangs. Der Knotenpunkt 172 ist ferner mit dem Emitter des Transistors 176 verbunden. Der Kollektor des Transistors 176 ist mit einer Spannungsreferenz­ schiene 178 verbunden und die Basis des Transistors 176 ist über einen Widerstand 180 mit der Spannungsreferenz­ schiene 178 verbunden.

Der durch den Referenzzweig 154 fließende Strom führt da­ zu, daß die Spannungsreferenzschiene 178 auf eine vorbe­ stimmte Spannung oberhalb der negativen Spannung des Versorgungsleiters 42 vorgespannt wird. Ansprechend auf die Vorspannung der Spannungsreferenzschiene 178, wird im benachbarten Slave-Zweig, der allgemein mit 182 be­ zeichnet ist, ein Strom erzeugt. Der Slave-Zweig 182 um­ faßt einen Transistor 184, dessen Basis mit einer Span­ nungsreferenzschiene 178 verbunden ist, und dessen Emit­ ter mit einem Knotenpunkt 186 verbunden ist. Der Knoten­ punkt 186 ist mit der Basis und dem Kollektor eines als Diode geschalteten Transistors 188 verbunden, dessen Emitter mit dem Knotenpunkt 190 verbunden ist. Der Transistor 192 ist an seiner Basis und an seinem Emitter mit der Basis bzw. dem Emitter des Transistors 188 ver­ bunden. Die Emitterfläche des Transistors 192 hat jedoch den dreifachen Wert der Emitterfläche des Transistors 188. Daher leitet der Transistor 192 dreimal so viel Strom wie der Transistor 188. Der Kollektor des Transi­ stors 192 ist über die Leitung 148 mit dem gemeinsamen Anschlußkissen 58 verbunden. Der Knotenpunkt 190 ist über einen Widerstand 194 mit einem Knotenpunkt 196 ver­ bunden. Ein Transistor 198 ist an seinem Kollektor di­ rekt mit dem Knotenpunkt 196 verbunden und an seiner Ba­ sis über den Widerstand 200 mit dem Knotenpunkt 196 ver­ bunden. Der Emitter des Transistors 198 ist über einen Widerstand 202 mit dem Leiter 42 für die negative Ver­ sorgungsspannung verbunden. Bei einer bevorzugten Ausfüh­ rungsform der Erfindung haben die Widerstände 194, 200 und 202 allesamt den gleichen Widerstandswert, nämlich etwa 3,3 kΩ.

Ein Teil (1/4) des Stroms, der innerhalb des Slave-Zwei­ ges 182, ansprechend auf die Vorspannung im Referenz­ zweig 154, erzeugt wird, fließt über eine PNP-Strom­ spiegelschaltung, welche die Transistoren 204 und 210 bis 213 umfaßt. Die Stromdichten innerhalb der PNP-Transi­ storen werden dadurch verringert, daß man den Strom im Slave-Zweig durch vier teilt, bevor dieser durch den PNP-Stromspiegel geführt wird. Die PNP-Transistoren, die in monolithischen, integrierten Schaltungen ausgebildet werden, funktionieren typischerweise nicht so gut bei höheren Stromdichten. Darüber hinaus ist der β-Wert (Stromverstärkungsfaktor) für solche Transistoren wesent­ lich höher bei niedrigeren Stromdichten. Höhere β-Werte führen zu geringeren nominellen Basisströmen innerhalb der PNP-Transistoren. Demzufolge haben Fehler, die durch Änderungen dieser Basisströme zustandekommen (z. B. auf­ grund von Änderungen der Temperaturen oder der Versorgungs­ spannung), eine entsprechend geringere Größe.

Der Kollektor des Transistors 184 ist mit dem Kollektor des PNP-Transistors 204 verbunden sowie mit der Basis des PNP-Transistors 206. Der Emitter des Transistors 204 ist über einen Widerstand 208 mit einem gemeinsamen Lei­ ter 148 verbunden. Die Basis des Transistors 204 ist ge­ meinsam mit den Basisanschlüssen der PNP-Transistoren 210, 211, 212 und 213 verbunden. Die Basis des Transi­ stors 204 ist ferner über einen Widerstand 214 mit dem Emitter des Transistors 206 verbunden. Der Kollektor des Transistors 206 ist mit der Leitung 42 der negati­ ven Stromversorgungsspannung verbunden. Obgleich der Transistor 204 an seiner Basis und an seinem Kollektor gemeinsam angeschlossen sein könnte, leitet jedoch der Transistor 206 die Basisströme der Transistoren 204 und 210-213 zur Erde ab und verhindert ferner die Sättigung des Transistors 204 bei höheren Temperaturen. Der Wider­ stand 214 wird in Reihe zum Emitter des Transistors 206 eingefügt, um eine Oszillation zu verhindern.

Die Emitter der Transistoren 210 und 211 sind gemeinsam mit einem Ende eines Transistors 216 verbunden und das andere Ende desselben ist mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden. In ähnlicher Weise sind die Emitter der Transistoren 212 und 213 gemeinsam mit einem Ende des Widerstands 218 verbunden, dessen anderes Ende mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden ist. Die Emitterflächen der Transistoren 204, 210, 211, 212 und 213 sind alle gleich und die Widerstände 216 und 218 haben jeweils den halben Widerstandwert im Vergleich zum Widerstand 208.

Demzufolge ist der Strom, der gemeinsam von den Transi­ storen 210 und 211 geführt wird, zweimal so groß wie der Strom des Transistors 204. In ähnlicher Weise ist der Strom, der gemeinsam von den Transistoren 212 und 213 geführt wird, zweimal so groß wie der Strom durch den Transistor 204. Die Kollektoranschlüsse der Transisto­ ren 210, 211, 212 und 213 sind gemeinsam mit der Span­ nungsreferenzschiene 178 für die Zufuhr eines gespiegel­ ten Stroms verbunden. Der von den Transistoren 210-213 bereitgestellte, gespiegelte Strom hat im wesentlichen den vierfachen Wert des Stroms des Transistors 184 oder etwa den gleichen Wert wie der Strom durch den Slave- Zweig 182. Nahezu der gesamte, gespiegelte Strom der Transistoren 210-213 zur Spannungsreferenzschiene 178 wird durch den Referenzzweig 154 geleitet im Sinne des Aufbaus der Referenzspannung an der Referenzschiene 178. Alle anderen Ströme, die von der Spannungsreferenzschie­ ne 178 gezogen werden, sind relativ kleine Basisströme.

Um sicherzustellen, daß anfangs ein gewisser Strom durch den Referenzzweig 154 fließt, wird eine Einrichtung 220, welche als epi-FET bekannt ist, zwischen dem gemeinsamen Leiter 148 und der Spannungsreferenzschiene 178 einge­ fügt. Bekanntlich kann ein epi-FET hergestellt werden durch Isolierung einer langgedehnten Epitaxialregion vom N-Typ und durch nachfolgende Eindiffundierung einer Basisregion vom P-Typ, die sich seitlich über den zen­ ralen Bereich der langgestreckten Epitaxialregion er­ streckt. Ein Ende der langgestreckten Epitaxialregion ist mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden und das ent­ gegengesetzte Ende ist mit der Spannungsreferenzschiene 178 verbunden. Die Basisregion vom P-Typ erstreckt sich in die Isolation vom P-Typ und wird auf diese Weise durch das Substrat zur negativen Versorgungsspannung vorgespannt.

Es soll nun angenommen werden, daß anfänglich kein Strom durch den Referenzzweig 154 fließt. In diesem Falle ist die Spannung an der Referenzschiene 178 im wesentlichen gleich der negativen Versorgungsspannung. In diesem Falle wird die epi-FET-Einrichtung 220 derart vorgespannt, daß sie Strom zur Spannungsreferenzschiene 178 führt. Dieser Strom wird anfänglich durch die Basis des Transistors 184 geleitet. Der hierdurch zustandekommende Kollektor­ strom im Transistor 184 wird durch den PNP-Stromspiegel gespiegelt und der gespiegelte Strom wird in die Span­ nungsreferenzschiene 178 injiziert. Der zusätzliche Strom, der zum PNP-Stromspiegel geführt wird, wird durch die Basis des Transistors 184 geleitet und führt zu einer weiteren Steigerung des Kollektorstroms desselben. Die­ ser regenerative Betrieb wird fortgesetzt, bis die Span­ nung auf der Spannungsreferenzschiene 178 ausreichend groß ist, um die Zenerdiode 162 zum Durchbruch zu brin­ gen und den Referenzzweig 154 in Betrieb zu setzen. Nun wird die Spannungsreferenzschiene 178 bei ihren Gleich­ gewichtsbedingungen stabilisiert. Wenn die Spannung der Referenzschiene 178 ansteigt, so wird die epi-FET-Ein­ richtung 220 abgetrennt und wird im wesentlichen nicht leitend, wenn die Spannungsreferenzschiene 178 ihren Gleichgewichtszustand erreicht.

Die Größe der Spannung zwischen der Spannungsreferenz­ schiene 178 und dem Leiter 42 für die negative Versor­ gungsspannung ist relativ groß, da diese Spannung den Spannungsabfall über die Zenerdiode 162 umfaßt sowie die Spannungen über mehrere in Durchlaßrichtung vorge­ spannte Basis-Emitter-Übergänge. Ein allgemein mit 222 bezeichneter Spannungsteilerzweig ist innerhalb der of­ fenen Spannungsreferenzschaltung vorgesehen, um eine se­ kundäre Referenzschaltung abzuleiten, deren Größe (ge­ messen von dem Leiter 42 mit der negativen Versorgungs­ spannung) etwa die Hälfte der Spannung der Referenzschie­ ne 178 beträgt. Der Strom in dem Spannungsteilerzweig 222 wird primär durch den Transistor 224 und den Widerstand 226 bestimmt. Die Basis des Transistors 224 ist mit dem Knotenpunkt 196 innerhalb des Slave-Zweiges 182 verbun­ den. Der Emitter des Transistors 224 ist über einen Wi­ derstand 226 mit der Leitung 42 der negativen Versorgungs­ spannung verbunden. Die Emitterflächen der Transistoren 224 und 198 sind einander gleich, und die Werte der Wi­ derstände 226 und 202 sind einander ebenfalls gleich. Demzufolge stellt der Strom durch den Transistor 224 das Spiegelbild des Stroms durch den Slave-Zweig 182 dar.

Der Kollektor des Transistors 224 ist am Knotenpunkt 228 mit einem Ende eines Widerstandes 230 verbunden sowie mit einem Ende eines Widerstands 232. Das andere Ende des Widerstands 230 ist mit dem Emitter des Transistors 234 verbunden. Der Basisanschluß dieses Transistors ist mit der Spannungsreferenzschiene 178 verbunden. Der Kollektor des Transistors 234 ist mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden. Demzufolge wird die Spannung am Knotenpunkt 228 von der Spannung an der Spannungsreferenzschiene 178 abgeleitet, sie ist jedoch aufgrund der Basis- Emitter-Spannung des Transistors 234 und aufgrund des Spannungsabfalls über den Widerstand 230 herabgesetzt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung haben die Widerstände 226 und 230 jeweils einen Wert von 3,3 kΩ.

Die am Knotenpunkt 228 des Spannungsteilerzweigs 222 ent­ wickelte Spannung ist im Vergleich zur Referenzspannung an der Referenzspannungsschiene 178 beträchtlich herab­ gesetzt. Dennoch hat der Knotenpunkt 228 eine relativ hohe Impedanz. Es ist dem Fachmann bekannt, daß es er­ wünscht ist, die Stromquellentransistoren (46, 82, 92, 102, usw.) innerhalb der Bitschalter mit einem Knoten relativ niedriger Impedanz zu treiben, damit ein ausrei­ chender Treiberstrom für diese Transistoren zustande­ kommt und damit eine Unempfindlichkeit gegenüber vorüber­ gehenden Spannungsstößen besteht, die aufgrund rascher Umschaltungen eines oder mehrerer Bitschalter in der re­ ferenzspannungsleitung 48 zustandekommen können. Aus die­ sem Grund ist ein Emitter-Folger-Treiber-Zweig vorgese­ hen, der allgemein mit 238 bezeichnet ist. Dieser Zweig innerhalb der offenen Referenzschaltung führt zu einem Treiberpunkt niedriger Impedanz, welcher mit der Span­ nungsreferenzschaltung 48 verbunden ist.

Der Widerstand 232 liegt zwischen den Knotenpunkten 228 und 236 für die Verbindung des Emitter-Folger-Treiber­ zweigs 238 mit dem Spannungsteilerzweig 222. Die Einfü­ gung des Widerstands 232 zwischen den Knoten 228 und 236 steigert die Impedanz zwischen der Spannungsreferenz­ schiene 178 und dem Treiberzweig 238. Hierdurch wird die Spannungsreferenzschiene 178 noch weiter von vorüberge­ henden Spannungsstößen isoliert, welche im Spannungs­ referenzleiter 48 durch Umschaltungen der Bitschalter induziert werden können. Bei einer bevorzugten Ausfüh­ rungsform hat der Widerstand 232 einen Wert von 3,3 kΩ. Der Emitter-Folgertransistor 240 ist mit seinem Basisan­ schluß mit dem Knoten 236 verbunden und sein Emitteran­ schluß ist mit dem Knoten 242 der Treiberspannungsrefe­ renzleitung 48 verbunden. Der Kollektor des Transistors 240 ist mit dem Emitter des Transistors 244 verbunden und die Basis und der Kollektor desselben sind mit der Spannungsreferenzschiene 178 bzw. dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden. Der Transistor 244 dient der Verbindung des Kollektors des Transistors 240 mit Erde, während die Basis-Kollektor-Spannung des Transistors 240 im wesent­ lichen konstantgehalten wird, und zwar unabhängig von Änderungen der negativen Versorgungsspannung.

Der Knotenpunkt 242 ist ferner mit dem Kollektor des Transistors 246 und mit einem Ende eines Widerstands 248 verbunden. Das andere Ende desselben ist mit dem Basis­ anschluß des Transistors 246 verbunden. Der Emitter des Transistors 246 ist über einen Widerstand 250 mit dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden. Die Emitterfläche des Transistors 246 gleicht der Emitter­ fläche des Stromquellentransistors 46 in dem signifikan­ testen Bitschalter. Die Größe des Widerstands 250 beträgt 3,3 kΩ oder die Hälfte des Widerstandswertes der Wider­ stände 50 und 52 innerhalb des signifikantesten Bitschal­ ters. Demzufolge sind die Stromdichte und Temperatur- Nachführcharakteristika des Transistors 246 im wesentli­ chen identisch mit den entsprechenden Charakteristika der Stromquellentransistoren in jedem der Bitschalter.

Die offene Spannungsreferenzschaltung der Fig. 1A und 1B führt zur Konstanthaltung der Ströme in dem Bitschalter, und zwar unabhängig von Änderungen der Temperatur und Versorgungsspannung. Dies soll im folgenden näher erläu­ tert werden, und zwar unter Bezugnahme auf das verein­ fachte, schematische Diagramm der Fig. 2. In dieser sind gleiche Einrichtungen, Knotenpunkte und Leitungen mit den gleichen, jedoch gestrichenen Bezugsziffern wie in den Fig. 1A bis 1C bezeichnet. Falls nichts anderes ange­ geben ist, beziehen sich alle Angaben in bezug auf die Spannung auf die negative Stromversorgungsspannung. Zu­ nächst soll der Referenzzweig betrachtet werden. Die Ze­ nerdiode 162′ hat einen positiven Temperaturkoeffizienten, d. h. die Spannung über die Zenerdiode 162′ steigt mit ei­ ner gegebenen Nachführrate mit steigender Temperatur, wo­ bei angenommen wird, daß der durch die Zenerdiode gelei­ tete Strom im wesentlichen konstant ist. Wie der Fachmann weiß, ist die Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transi­ stors 164′ mit einem negativen Temperaturkoeffizienten behaftet, d. h. die Basis-Emitter-Übergangsspannung fällt mit einer bestimmten Nachführrate mit steigender Tempera­ tur, wobei angenommen wird, daß der Transistor 164′ einen konstanten Strom führt. Allgemein liegt der Temperatur­ koeffizient der Zenerdiode 162′ etwa innerhalb eines Be­ reichs vom 1,25- bis 1,5fachen des Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164′.

Der Transistor 164′ und die Widerstände 166′ und 168′ sind miteinander verbunden und bilden eine sog. V _BE -Mul­ tiplizierschaltung, wobei die über den Widerstand 168′ entwickelte Spannung der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164′ proportional ist, und zwar im Ver­ hältnis der Größen der Widerstände 168′ und 166′. Wenn man annimmt, daß der Widerstandswert des Widerstands 168′ etwa das 1,25fache des Widerstandswertes des Widerstands 166′ beträgt, so gilt damit, daß der Spannungsabfall über den Widerstand 168′ das 1,25fache der Basis-Emitter-Über­ gangsspannung des Transistors 164′ beträgt. Durch zweck­ mäßige Auswahl des Verhältnisses der Widerstandswerte der Widerstände 166′ und 168′ kann der Temperaturkoeffi­ zient der Spannung über den Widerstand 168′ etwa gleich der Spannung über die Zenerdiode 162′ gemacht werden, je­ doch mit entgegengesetztem Vorzeichen. Die Widerstände 166′ und 168′ sind durch einen Laser trimmbar und erlau­ ben somit die Einstellung der V _BE -Multiplizierschaltung gemäß den jeweiligen Temperaturkoeffizienten der Zener­ diode 162′ und des Basis-Emitter-Übergangs des Transi­ stors 164′. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Er­ findung können die Widerstände 166′ und 168′ derart ge­ trimmt werden, daß die Spannung über den Widerstand 168′ innerhalb eines Bereichs von etwa dem 1- bis 3fachen der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164′ variiert werden kann. Konsequenterweise ist die Summe der Spannung über die Zenerdiode 162′ und über den Widerstand 168′ eine konstante Spannung V _COMP . Sie ist unabhängig von Änderungen der Temperatur, vorausgesetzt, daß der Strom innerhalb des Referenzzweigs relativ konstant ge­ halten wird.

Die Spannung auf der Referenzschiene 178′ ist gleich der Summe der Spannungen über die Diode 156′, die Diode 176′ und den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 164′ plus V _COMP . Daher nimmt die Spannung der Referenzschiene 178′ dreimal so schnell ab im Vergleich zum Temperaturkoeffi­ zienten der Basis-Emitter-Übergangsspannung, unter der Annahme, daß der Strom I _Z innerhalb des Referenzzweigs konstant gehalten wird.

Im folgenden soll auf den Slave-Zweig der Fig. 2 Bezug genommen werden. Der Temperaturkoeffizient der Spannungs­ referenzschiene 178′ wird exakt durch die negativen Tem­ peraturkoeffizienten der drei Basis-Emitter-Übergangs­ spannungen des Transistors 184′, der Diode 188′ und der Diode 198′ kompensiert. Daher resultiert eine konstante Spannung über die Widerstände 194′ und 202′ und somit fließt ein konstanter Strom I₁ durch den Slave-Zweig.

Um den Strom I _Z innerhalb des Referenzzweigs konstant zu halten, wird der konstante Strom I₁ innerhalb des Slave- Zweigs durch die Transistoren 204′ und 210′ gespiegelt und zum Referenzzweig zurückgeführt. Der durch den Transi­ stor 210′ der Spannungsreferenzschiene 178′ zugeführte Strom ist proportional dem konstanten Strom I₁. Da die Basisströme, die durch die Transistoren 184′, 234′, 244′ und 282′ gezogen werden, vernachlässigbar in bezug auf den Strom des Referenzzweigs sind, fließt der durch den Transistor 210′ bereitgestellte Strom im wesentlichen konstant durch den Referenzzweig. Es kommt auf diese Wei­ se zu einem Strom I _Z , der im wesentlichen konstant ist, und zwar unabhängig von Änderungen der Temperatur oder der Versorgungsspannung. Daher setzt der Zenerdioden- Referenzzweig seinen eigenen Strom durch Entwicklung ei­ ner Spannung, die als Vorstrom innerhalb des Slave-Zwei­ ges dient. Der Strom des Slave-Zweigs wird sodann zum Zenerdioden-Referenzzweig zurückgespiegelt.

Da der Strom I₁ innerhalb des Slave-Zweigs konstant ist, hat die Spannung am Knoten 196′ einen Temperaturkoeffizi­ enten, der gleich ist dem Temperaturkoeffizienten der Ba­ sis-Emitter-Übergangsspannung der Diode 198′. Die Strom­ dichten innerhalb der Emitter-Basis-Übergänge des Transi­ stors 224′ (im Spannungsteilerzweig) und 278′ (im Refe­ renzausgangszweig) sind derjenigen der Diode 198′ ange­ paßt. In ähnlicher Weise sind die Widerstände 226′ (im Spannungsteilerzweig) und 280′ (im Referenzausgangszweig) identisch mit dem Widerstand 202′. Demzufolge sind der Strom I₁′′ innerhalb des Spannungsteilerzweigs und der Strom I₁′ innerhalb des Referenzausgangszweigs dem Strom I₁ innerhalb des Slave-Zweigs identisch und somit ferner im wesentlichen unabhängig von der Temperatur und der Versorgungsspannung.

Wie oben erwähnt, ist die Spannung der Referenzschiene 178′ gleich V _COMP plus drei Basis-Emitter-Übergangsspan­ nungen. Somit ist die Summe der Spannungen über die Wi­ derstände 194′ und 202′ innerhalb des Slave-Zweiges kon­ stant und gleich V _COMP . Die Werte der Widerstände 194′ und 202′ werden vorzugsweise gleich gewählt. Daher ist die Spannung am Knotenpunkt 196′ gleich der Hälfte von V _COMP plus der Basis-Emitter-Übergangsspannung der Diode 198′. Demzufolge ist die Spannung über den Widerstand 226′ innerhalb des Spannungsteilerzweigs gleich der Hälf­ te von V _COMP . Der Widerstand 230′ innerhalb des Spannungs­ teilerzweigs wird derart ausgewählt, daß er gleich dem Widerstand 226′ ist. Somit ist der Spannungsabfall über den Widerstand 230′ ebenfalls gleich der Hälfte von V _COMP . Die erhaltene Spannung am Knoten 228′ ist somit die Spannung der Referenzschiene 178′ minus der Summe der Spannungen über den Basis-Emitter-Übergang des Transi­ stors 234′ und über den Widerstand 230′. Somit gilt die Beziehung:

V₂₂₈′ = (V _COMP + 3V _BE ) - (V _BE + V₂₃₀′)
= V _COMP + 3V _BE - V _BE - (1/2) (V _COMP )
= 2V _BE + (1/2)V _COMP

Somit wird die V _COMP -Komponente der Spannung auf der Spannungsreferenzschiene 178′ am Knotenpunkt 228′ durch den Spannungsteilerzweig halbiert. Es ist erwünscht, die Größe der V _COMP -Komponente, die zum Referenzspannungslei­ ter 48′ gelangt, zu reduzieren. Hierdurch wird ein Be­ trieb des Digital-Analog-Wandlers bei verringerten nega­ tiven Stromversorgungsspannungen ermöglicht, ohne daß die Stromquellentransistoren der Bitschalter gesättigt werden.

Es wird weiterhin auf Fig. 2 Bezug genommen. Der Emitter­ folger-Treiberzweig umfaßt eine 60288 00070 552 001000280000000200012000285916017700040 0002003212396 00004 60169n Emitterfolgertransistor 240′ sowie eine Diode 246′ und einen Widerstand 250′ zur Aufrechterhaltung eines Vorstroms durch den Transistor 240′. Der Emitterfolger-Treiberzweig stellt einen Antriebs­ punkt niedriger Impedanz dar für das Treiben des Refe­ renzspannungsleiters 48′. Die mit dem Emitterfolger-An­ triebszweig verbundene niedrige Impedanz dient ferner der raschen Absorption jeglicher vorübergehender Ströme, die im Spannungsreferenzleiter 48′ zustandekommen, und zwar aufgrund der Umschaltung innerhalb der Vielzahl von Bitschaltern. Hierdurch kann sich die Leitung 48′ rasch stabilisieren. Dies wiederum ermöglicht es dem Analog­ ausgangsstrom, welcher von den Bitschalterströmen abgelei­ tet wird, sich rasch auf den endgültigen Wert einzuspie­ len. Der Widerstand 250′ (innerhalb des Emitterfolger­ zweigs) ist in seinem Wert gleich den Widerständen 194′ und 202′ (innerhalb des Slave-Zweigs) und den Widerstän­ den 226′ und 230′ (innerhalb des Spannungsteilerzweigs). Die Emitterflächen des Transistors 240′ und der Diode 246′ (innerhalb des Emitterfolgerzweigs) sind gleich den Emitterfolgerflächen der Einrichtungen 156′, 176′, 184′, 188′, 198′, 224′ und 234′. Daher sind die Strompegel und die daraus resultierenden Basis-Emitter-Spannungsabfälle des Transistors 240′ und der Diode 246′ denjenigen der Einrichtungen 156′, 176′, 184′, 188′, 198′, 224′ und 234′ angepaßt. Somit ist der Strom I _F im Emitterfolger­ zweig im wesentlichen konstant und von gleicher Größe wie die Ströme I₁, I _1′ und I_1′′. Darüber hinaus beträgt die Spannung auf dem Leiter 48′ die Hälfte von V _COMP plus einmal die Basis-Emitter-Übergangsspannung.

Im folgenden wird auf den Bitschalter der Fig. 2 Bezug genommen. Die Emitterfläche des Transistors 46′ und der Wert des Widerstands 50′ werden ausgewählt im Sinne der Einstellung der Stromdichte im Transistor 46′ auf den gleichen Wert wie im Transistor 240′. Somit sind die Ba­ sis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 46′ und der Temperaturkoeffizient desselben angepaßt an die entspre­ chenden Werte der aktiven Einrichtungen innerhalb des Re­ ferenzzweigs, des Slave-Zweigs, des Spannungsteilerzweigs und des Emitterfolger-Treiberzweigs. Daher ist der resul­ tierende Spannungsabfall über den Widerstand 50′ inner­ halb des Bitschalters eine im wesentlichen konstante Span­ nung, die gleich ist der Hälfte von V _COMP . Da V _COMP eine konstante Spannung ist, die von der Temperatur und der Stromversorgungsspannung unabhängig ist, so ist auch der resultierende Strom I _L, welcher durch den Bitschalter fließt, konstant. Somit werden in der Gesamtsumme die Basis-Emitter-Übergangsspannungen der Transistoren 46′ (innerhalb des Bitschalters), 240′ (innerhalb des Emitter­ folger-Treiberzweigs) und 234′ (innerhalb des Spannungs­ teilerzweigs) durch die Dioden 156′ und 176′ und die Ba­ sis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164′ inner­ halb des Referenzzweigs gelöscht.

Die obige Analyse der Schaltung der Fig. 2 ignoriert Feh­ lereffekte zweiter Ordnung. Diese sind zurückzuführen auf Änderungen der Stromverstärkung (oder α) innerhalb der Transistoren in der offenen Referenzschaltung. Diese Änderungen werden induziert durch die Temperatur und durch die Versorgungsspannung. Es ist hinreichend bekannt, daß eine Änderung in der Temperatur begleitet wird von einer Änderung der Stromverstärkung eines Transistors. Es ist ferner bekannt, daß die Änderung der Basis-Kol­ lektor-Spannung eines Transistors (die von einer Änderung der negativen Versorgungsspannung herrühren kann) beglei­ tet wird von einer Änderung der Stromverstärkung des Transistors sowie einer Änderung der Emittereffizienz des Transistors. Das letztere Phänomen, das zur Basis-Kollek­ tor-Spannung in Beziehung steht, wird allgemein als Early-Effekt bezeichnet.

Die Basis-Kollektor-Spannungsänderungen können in bezug auf einige Transistoren einfach dadurch eliminiert werden, daß man an zweckentsprechenden Stellen Emittererfolgertransistoren einfügt, um die Kollektorspannung solcher Transistoren auf einen Spannungswert zu klemmen, welcher in Referenz zur negativen Versorgungsspannung steht. Zum Beispiel wird die Basis-Kollektor-Spannungsänderung am Transistor 240′ und 278′ eliminiert durch Hinzufügen der Transistoren 244′ bzw. 282′. Es sind jedoch auch die Transistoren 46′, 184′, 210′ und 234′ allesamt anfällig gegen Änderungen aufgrund des Early-Effekts. Der Bitschaltstrom, der im Kollektor des Transistors 44′ geführt wird, ist anfällig gegen Änderungen aufgrund von durch die Temperatur induzierten Änderungen der Stromverstärkung der Transistoren 44′ und 46′. In ähnlicher Weise ist der Referenzstrom, der im Kollektor des Transistors 284′ im Referenzausgangszweig geleitet wird, anfällig gegen Änderungen aufgrund der Stromverstärkung der Transistoren 278′ und 282′, induziert durch Änderungen der Temperatur.

Zur Kompensation von Änderungen der Stromverstärkung, induziert durch Änderungen der Temperatur, hat man, wie aus Fig. 2 ersichtlich, die Diode 246′ innerhalb des Emitterfolger- Treiberzweigs ersetzt durch den Transistor 246 und den Basiswiderstand 248 (vergl. Fig. 1A bis 1B). In ähnlicher Weise wurde die Diode 176′ innerhalb des Referenzzweigs gemäß Fig. 2 ersetzt durch den Transistor 176 und den Basiswiderstand 180 innerhalb der Fig. 1A und 1B. Ferner wurde die Diode 198′ innerhalb des Slave-Zweiges der Fig. 2 ersetzt durch den Transistor 198 und den Basiswiderstand 200 in den Fig. 1A-1B.

Wenn die Spannung vom Emitter zum Kollektor des Transistors 246 mit V _{CE (246)} bezeichnet wird und wenn die Spannung über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 246 mit V _{BE (246)} bezeichnet wird und wenn der Verstärkungsfaktor (d. h. das Verhältnis des Kollektorstroms I _C zum Basisstrom I _B ) des Transistors 246 mit β bezeichnet wird und wenn der Widerstand 248 den Widerstandswert R₂₄₈ hat, so kann V _{CE (246)} folgendermaßen ausgedrückt werden:

V _{CE (246)}=V _{BE (246)}+I _B ×R₂₄₈
=V _{BE (246)}+(I _C /β ) ×R₂₄₈

Wenn die Temperatur steigt, so steigt auch V _{BE (246)} und auch β wächst an. Demzufolge fällt der Term (I _C /β ) × R₂₄₈ mit steigender Temperatur ab. Der Temperaturkoeffizient (oder die Verschiebungsrate) von V _{CE (246)} ist etwas größer als der Temperaturkoeffizient von V _{BE (246)} aufgrund der Anwesenheit des Basiswiderstands 248. Durch Hinzufügung des Basiswiderstands 248 wird somit der effektive Temperaturkoeffizient der Diode 248′ (Fig. 2) wirksam gesteigert. In ähnlicher Weise sorgt die Hinzufügung der Basiswiderstände 180 und 200 in wirksamer Weise für eine Steigerung der Temperaturkoeffizienten der Dioden 176′ bzw. 198′ (Fig. 2).

Durch zweckentsprechende Auswahl der Werte der Basiswiderstände 248, 180 und 200 kann der Bitschalterstrom I _L im Widerstand 50′ (Fig. 2) und der Referenzausgangszweigstrom im Widerstand 280′ mit steigender Temperatur leicht gesenkt werden, und zwar mit einer Rate, die die Erhöhung der Stromverstärkungen der Transistoren 44′ und 46′ bzw. der Transistoren 278′ und 282′ kompensiert. Hierdurch werden die Ströme in den Kollektoranschlüssen der Transistoren 44′ und 282′ im wesentlichen über die Temperatur konstantgehalten. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung haben die Basiswiderstände 248, 180 und 200 die Werte 16,5 kΩ bzw. 13,2 kΩ bzw. 3,3 kΩ.

Die spezielle Funktion des Basiswiderstands 248 besteht in der Kompensation von durch die Temperatur induzierten Änderungen der Basisströme, welche vom Emitterfolgertransistor den Basisanschlüssen der Stromquellentransistoren (46, 82, 92 etc.) innerhalb der Bitschalter zugeführt werden. Wenn die Temperatur steigt, so steigt auch die Stromverstärkung der Stromquellentransistoren innerhalb der Bitschalter und somit werden die Basisströme verringert. Um den durch den Emitterfolgertransistor 240 fließenden Strom relativ konstant zu halten, kommt es tatsächlich zu einem geringfügigen Anstieg der Spannung über den Widerstand 250 mit der Temperatur, und zwar aufgrund der zusätzlichen negativen Temperaturkoeffizientenkomponente der Spannung über den Basiswiderstand 248. Die geringfügige Steigerung der Spannung über den Widerstand 250 mit steigender Temperatur und die daraus folgende geringfügige Steigerung des Stroms in diesem Widerstand sorgt für eine ungefähre Kompensation der Abnahme der Basisströme, welche zu den Stromquellentransistoren der Bitschalter führen. Daher ist der durch den Emitterfolgertransistor 240 fließende Strom im wesentlichen über die Temperatur konstant.

Die Spannung über den Widerstand 168 innerhalb des V _BE - Multiplizierteils des Referenzzweigs zeigt eine negative Temperaturkoeffizientenkomponente aufgrund der Verringerung des Basisstroms des Transistors 164 mit steigender Temperatur. Die negative Temperaturkoeffizientenkomponente der Spannung über den Widerstand 168 aufgrund der Basisstromänderung und der negative Temperaturkoeffizient der Spannung über den Widerstand 180 führen dazu, daß die Spannung der Spannungsreferenzschiene 178 einen Temperaturkoeffizienten aufweist, der tatsächlich größer ist als lediglich die Summe der Temperaturkoeffizienten der Basis- Emitter-Übergangsspannungen der Transistoren 156, 164 und 176 allein. Demzufolge werden die Spannungen über die Stromquellenemitterwiderstände (50/52, 84, 94/96, usw.) innerhalb der Bitschalter und die Spannung über den Widerstand 280 tatsächlich mit steigender Temperatur etwas verringert, und zwar aufgrund der Verringerung der Basisströme in den Widerständen 168 und 180. Der negative Temperaturkoeffizient der Spannung über den Widerstand 200 dient ferner der Verringerung der Spannung über den Widerstand 280 mit steigender Temperatur. Die verringerten Spannungen über die Emitterwiderstände der Stromquellentransistoren der Bitschalter und über den Widerstand 280 bei höheren Temperaturen führen zu einer Verringerung des Stroms durch diese Widerstände. Diese verringerten Stromwerte bei höheren Temperaturen kompensieren annähernd die höheren Stromverstärkungen der Stromquellentransistoren und Schalttransistoren innerhalb eines jeden Bitschalters (z. B. der Transistoren 46 bzw. 44 im wichtigsten Bitschalter) sowie die höheren Stromverstärkungen der Transistoren 278 und 282 im Referenzausgangszweig. Daher sind die Ströme im Kollektor des Transistors 44 und im Kollektor des Transistors 282 konstant, und zwar trotz der durch die Temperatur induzierten Änderungen der Stromverstärkung der Transistoren.

Es wird weiterhin auf Fig. 2 Bezug genommen. Die Spannung am Basis-Kollektor-Übergang des Transistors 184′ ändert sich mit Änderungen der negativen Versorgungsspannung. Beispielsweise führt die Erhöhung der Größe der negativen Versorgungsspannung zu einer Steigerung der umgekehrten Vorspannung über den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors 184′. Hierdurch wird die Stromverstärkung und auch die Emittereffizienz des Transistors 184′ gesteigert. Somit neigt der Kollektorstrom des Transistors 184′ zu einer Erhöhung, wenn die Größe der negativen Versorgungsspannung aufgrund des zuvor erwähnten Early-Effekts erhöht wird. In ähnlicher Weise führt eine Steigerung der Größe (absolute Größe) der negativen Versorgungsspannung zu einer Erhöhung der umgekehrten Vorspannung über den Basis-Kollektor-Übergang des PNP-Transistors 210′ innerhalb des Stromspiegels. Dies führt dazu, daß der Stromspiegel effizienter wird. Somit hat eine Steigerung der Größe der negativen Versorgungsspannung den Effekt einer Steigerung des Stroms, der vom Kollektoranschluß des Transistors 210′ gezogen wird. Dieser erhöhte Strom wird primär durch den Referenzzweig geleitet und beeinflußt somit die Spannung, die auf der Spannungsreferenzschiene 178′ erzeugt wird. Dieser Effekt muß vermieden werden, wenn die Digital-zu-Analog-Wandlerschaltung ein relativ hohes Stromversorgungsrückweiseverhältnis oder einen relativ hohen Stromversorgungsunterdrückungsfaktor haben soll.

Um Fehler aufgrund des Early-Effekts des oben beschriebenen Typs zu vermeiden, wird die Diode 188′ in Fig. 2 ersetzt durch die Stromaufteilungstransistoren 188 und 192 (Fig. 1A-1B), und der Transistor 210′ in Fig. 2 wird ersetzt durch die Transistoren 210-213 der Fig. 1A-1B. Durch Abstufung der Emitterflächen der Transistoren 192 und 188 im Verhältnis 3 : 1 werden 3/4 des Slave-Zweigstroms, der durch den Widerstand 194 geleitet wird, zur Erde abgeleitet. Um eine zweckentsprechende Stromdichte aufrechtzuerhalten, ist die Emitterfläche des Transistors 184 gleich der Emitterfläche des Transistors 188 und 1/4 der Emitterfläche des Transistors 198. Da der Kollektoranschluß des Transistors 192 auf Bezugsspannung gegen Erde liegt, führt die Steigerung der Größe der negativen Stromversorgungsspannung zu einer Steigerung der umgekehrten Vorspannung über den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 192, wodurch der Transistor 192 effizienter wird. Die Steigerung der Effizienz des Transistors 192 erlaubt, daß dieser einen größeren Anteil des Gesamtstroms der Transistoren 192 und 188 übernimmt. Somit wird ein kleinerer Anteil des Slave-Zweigstroms durch die Transistoren 188 und 184 zum PNP-Stromspiegel geleitet. Durch zweckentsprechende Abstufung der relativen Emitterflächen der Transistoren 192 und 188 können die durch den Early-Effekt induzierten Variationen im Transistor 184 und innerhalb des PNP-Stromspiegels wirksam kompensiert werden, und zwar durch die durch den Early-Effekt induzierten Änderungen im Transistor 192. Die Transistoren 210-213 multiplizieren den durch den PNP-Transistor 204 geleiteten Strom um den Faktor 4. Dies dient der Kompensation der Division des Slave-Zweigstroms, der durch die Transistoren 188 und 192 bewirkt wird, durch 4. Daher ist der vom Stromspiegelnetzwerk an den Referenzzweig 154 gelieferte Strom im wesentlichen identisch mit dem Strom innerhalb des Slave-Zweiges 182.

Die erhöhte Emittereffizienz des Transistors 184 und die erhöhte Emittereffizienz des Transistors 192, welche von einer Steigerung der negativen Stromversorgungsspannung aufgrund des Early-Effekts herrühren, sind begleitet von einer Abnahme der damit verbundenen Basis-Emitter-Übergangsspannungen. Daher kommt es zu einer geringfügigen Steigerung des Spannungsabfalls über die Widerstände 194 und 202 und somit des Stroms durch den Slave-Zweig, wenn die Größe der negativen Versorgungsspannung steigt. Die geringfügige Erhöhung des Stroms im Slave-Zweig wird in den Spannungsteilerzweig 222 gespiegelt. Dies führt zu einer geringfügigen Steigerung des Stroms im Widerstand 230. Die daraus folgende Steigerung der Spannung über den Widerstand 230 macht eine etwaige Verringerung der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 234 aufgrund des durch den Early-Effekt induzierten Anstiegs der Emittereffizienz mehr als wett. Die Spannungen an den Knotenpunkten 228 und 236 werden geringfügig verringert aufgrund des erhöhten Spannungsabfalls über den Widerstand 230. Daher ist eine Erhöhung der Größe der negativen Versorgungsspannung von einer geringfügigen Abnahme der Spannung auf dem Spannungsreferenzleiter 48 begleitet. Die geringfügige Abnahme der Spannung auf dem Spannungsreferenzleiter 48 kompensiert in etwa die Erhöhung der Stromverstärkung und die Senkung der Basis-Emitter- Übergangsspannungen, die in den Stromquellentransistoren (46, 82, 92, etc.) der Bitschalter aufgrund des Early-Effekts auftreten. Daher bleiben die Ströme innerhalb der Bitschalter relativ konstant trotz der durch den Early-Effekt hervorgerufenen Änderungen der Charakteristika der Stromquellentransistoren, welche hervorgerufen werden durch Änderungen der negativen Stromversorgungsspannung.

Die offene Spannungsreferenzschaltung umfaßt ferner ein Netzwerk zur Einstellung des Verstärkungsfaktors. Dieses ist allgemein mit 252 bezeichnet. Diese Schaltung gestattet die Einstellung der Größe der Bitschalterströme in einem gewissen Maße, ohne daß hierdurch die Temperatur- Kompensationscharakteristika und die Stromversorgungsspannungs- Kompensationscharakteristika der offenen Referenzspannungsschaltung nachteilig beeinflußt werden. Das Verstärkungseinstellnetzwerk 252 umfaßt einen PNP-Transistor 254, dessen Kollektoranschluß mit dem Knotenpunkt 236 gekoppelt ist, und zwar für die Zufuhr einer einstellbaren Menge eines von der Temperatur unabhängigen Stroms. Der Fachmann wird erkennen, daß bei einer Änderung des vom Transistor 254 zum Knoten 236 geführten Stroms auch eine Änderung der Spannungen über die Widerstände 230 und 232 zustande kommt, wodurch die Spannung am Knotenpunkt 236 ebenfalls geändert wird.

Die Basis des Transistors 254 ist mit dem Knotenpunkt 256 gekoppelt sowie mit den Basis- und Kollektoranschlüssen des PNP-Transistors 258. Der Knotenpunkt 256 ist über den Leiter 260 mit dem Kollektoranschluß des Transistors 262 gekoppelt. Der Transistor 262 zieht eine vorbestimmte Strommenge vom Knotenpunkt 156 in einer unten näher zu erläuternden Weise ab. Der Emitter des Transistors 258 ist mit dem Basisanschluß gekoppelt sowie mit einem ersten Kollektoranschluß 264 eines PNP-Transistors 266 mit zwei Kollektoren. Der zweite Kollektor 268 des Transistors 266 ist mit dem Knotenpunkt 270 verbunden und mit dem Emitter des Transistors 254. Der Knotenpunkt 270 ist wiederum mit einer Kontaktfläche 272 oder einem Kontaktkissen für die Verstärkungseinstellung verbunden. Der Emitter des Transistors 266 ist mit dem Knotenpunkt 274 verbunden und wird in einer weiter unten näher zu beschreibenden Weise über dem Erdpotential gehalten, und zwar um etwa einen Betrag der Basis-Emitter-Übergangsspannung.

Die Kollektorfläche des ersten Kollektors 264 beträgt etwa das 5fache der Kollektorfläche des zweiten Kollektors 268. Der als Diode geschaltete Transistor 258 und der als Diode geschaltete erste Kollektor 264 des Transistors 266 leiten den durch den Kollektor des Transistors 262 gezogenen Strom und verursachen einen Stromfluß von 1/5 der Größe durch den zweiten Kollektor 268. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung beträgt der Strom, der durch den zweiten Kollektor 268 fließt, etwa 3,5 µA. Wenn man annimmt, daß die Anschlußfläche 272 für die Verstärkungseinstellung keinen Strom führt, so wird der Strom von 3,5 µA, der vom zweiten Kollektor 186 bereitgestellt wird, durch den Transistor 254 in den Knotenpunkt 236 geleitet. Andererseits kann der in in den Knotenpunkt durch den Transistor 254 injizierte Strom variiert werden, und zwar durch Einspeisung von Strom in die Anschlußstelle 272 für die Verstärkungseinstellung oder durch Abziehen von Strom aus dieser Anschlußstelle.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Anschlußstelle 272 für die Verstärkungseinstellung mit einer einfachen, externen Schaltung außerhalb der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers gekoppelt. Diese einfache Schaltung kann bis zu 1,5 µA einspeisen oder bis zu 1,5 µA abziehen. Eine solche Schaltung kann gebildet werden durch ein Potentiometer zwischen +15 V und -15 V Versorgungsspannung, wobei der Abgriff des Potentiometers über einen Widerstand von 10 Meg Ohm mit der Anschlußstelle 272 für die Verstärkungseinstellung verbunden ist. Es wurde festgestellt, daß das zuvor beschriebene Netzwerk zur Einstellung der Verstärkung Änderungen der Bitschalterströme von 0,1% bis 0,3% gestattet. Diese Änderungen sind für die meisten Zwecke geeignet.

Der vorliegende Digital-Analog-Wandler umfaßt ferner Einrichtungen zur Erzeugung eines Spannungsreferenzausgangssignals, welches gegenüber Änderungen der Temperatur und der Stromversorgungsspannung im wesentlichen unempfindlich ist. Das Spannungsreferenzausgangssignal kann bequemerweise dazu verwendet werden, für einen bipolaren Ausgleich des Analogausgangsstroms des Ausgangsstromanschlusses 62 zu sorgen, um die Umwandlung des Analogausgangsstroms in eine bipolare Ausgangsspannung zu erleichtern. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung hat das Spannungsreferenzausgangssignal einen konstanten Wert von +6,3 V, obgleich die Größe des Spannungsreferenzausgangssignals jeden gewünschten Wert haben kann, und zwar unabhängig von dem nominellen Spannungsabfall über die Zenerdiode 162. Die Schaltungselemente, die dazu dienen, das Spannungsreferenzausgangssignal zu erzeugen, umfassen eine Stromquelle von 1 mA, welche gegenüber der Temperatur und der Stromversorgungsspannung unempfindlich ist, sowie einen Differentialverstärker und einen durch einen Laser trimmbaren Rückkopplungswiderstand mit einer Größe von etwa 6,3 kΩ, durch den der Strom von 1 mA geleitet wird.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 1B und 1C wird der Stromquellenzweig für den Strom von 1 mA für die Spannungsreferenzausgangsschaltung allgemein mit 276 bezeichnet. Dieser Zweig umfaßt einen Transistor 278, dessen Basisanschluß mit dem Knotenpunkt 196 des Slave-Zweigs 182 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 278 ist über den Widerstand 280 mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 verbunden. Da die Emitterfläche des Transistors 278 und die Größe des Widerstands 280 identisch mit der Emitterfläche des Transistors 198 bzw. der Größe des Widerstands 202 sind, ist der durch den Transistor 278 geleitete Strom identisch mit dem Strom innerhalb des Slave-Zweiges 182 und in ähnlicher Weise unempfindlich gegen Änderungen der Temperatur oder der negativen Versorgungsspannung. Der Kollektor des Transistors 278 ist mit dem Emitter des Transistors 282 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 282 ist mit der Spannungsversorgungsschiene 178 verbunden, während der Kollektoranschluß mit dem Knotenpunkt 284 verbunden ist.

Der Knotenpunkt 284 dient als Eingang für einen Differentialverstärker, der allgemein mit 285 bezeichnet wird und die Emitter-gekoppelten Transistoren 286 und 288 umfaßt. Der Knotenpunkt 284 ist mit dem Basisanschluß des Transistors 288 verbunden. Der als Diode geschaltete Transistor 289 ist an seinem Emitteranschluß mit dem Knotenpunkt 284 verbunden und seine Basis und sein Kollektor sind gemeinsam mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden. Der Transistor 289 dient als Klemme zur Verhinderung eines signifikanten Abfalls der Spannung am Knotenpunkt 284 unter das Erdpotential. Die gemeinsamen Emitteranschlüsse der Transistoren 286 und 288 sind mit dem Kollektor des Transistors 290 verbunden. Der Transistor 290 ist an seinem Basisanschluß gemeinsam mit dem Basisanschluß des Transistors 262 mit der Spannungsreferenzschiene 178 verbunden. Sein Emitteranschluß ist gemeinsam mit dem Emitteranschluß des Transistors 262 mit dem Kollektoranschluß des Transistors 292 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 292 ist mit dem Knotenpunkt 196 im Slave-Zweig 182 verbunden und der Emitteranschluß ist über den Widerstand 294 mit dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden. Somit wird der von der Temperatur und der Spannung unabhängige Strom innerhalb des Slave-Zweigs 182 durch den Transistor 292 und den Widerstand 294 gespiegelt. Die Emitterflächen der Transistoren 290 und 262 werden im Verhältnis 3,5 : 1 abgestuft, und zwar zum Zwecke der Aufspaltung des Stroms des Kollektors des Transistors 292 auf die Emitter-gekoppelten Transistoren 286 und 288 des Differentialverstärkers 258 und den als Diode geschalteten Transistor 258 der Schaltung 252 zur Einstellung der Verstärkung.

Wie zuvor erwähnt, dient der Knotenpunkt 284 als erster Eingang des Differentialverstärkers 285. Der Basisanschluß des Transistors 286 dient als zweiter Eingang des Differentialverstärkers 285 und ist über einen Widerstand 296 mit der Anschlußfläche 150 verbunden, um den zweiten Eingang des Differntialverstärkers 285 mit Erdpotential vorzuspannen. Der Widerstand 296 ist mit der Anschlußfläche 150 anstelle der Anschlußfläche 58 verbunden, um vorübergehende Spannungsspitzen auf der Anschlußfläche 58 aufgrund der Umschaltung der wichtigsten Bitschalter innerhalb des Digital-Analog-Wandlers zu vermeiden. Der Kollektor des Transistors 286 ist mit dem Basisanschluß des PNP-Transistors 298 verbunden sowie mit dem Basisanschluß des Transistors 300 und dem Kollektoranschluß des PNP-Transistors 302. Der Kollektoranschluß des Transistors 288 ist mit dem Kollektoranschluß des Transistors 298 verbunden sowie mit dem Basisanschluß des Transistors 304. Ein durch den Kondensator 306 und den Widerstand 308 gebildetes Frequenzkompensationsnetzwerk liegt zwischen dem Kollektor des Transistors 288 und dem gemeinsamen Leiter 148 und dient der Verhinderung von Oszillationen innerhalb des Differentialverstärkers. Der Basisanschluß des Transistors 302 ist gemeinsam mit der Basis und dem Kollektor des als Diode geschalteten PNP-Transistors 310 verbunden sowie mit dem Emitteranschluß des Transistors 298. Die Emitteranschlüsse der Transistoren 302 und 310 sind über ähnlich bemessene Widerstände 312 bzw. 314 mit der Leitung 316 verbunden. Der Widerstand 318 verbindet die Leitung 316 mit dem positiven Versorgungsspannungsanschluß 320 (+V _CC ). Dieser erhält vorzugsweise eine Versorgungsspannung von +15 V. Ein zusätzlicher Anschluß 322 (AMP V _SUP ) ist entfernt vom +V _CC -Anschluß 320 angeordnet und mit diesem verbunden zur Erleichterung des Einbaus mit einer Drahtverbindung zu einer externen Verstärkungsschaltung zur Bereitstellung der positiven Stromversorgungsspannung:

Innerhalb des Ausgangsteils des Differentialverstärkers ist der Emitter des Transistors 300 mit dem Kollektor des Transistors 304 verbunden. Der Emitter des Transistors 304 ist mit dem Basisanschluß des Ausgangstransistors 323 verbunden sowie über den Widerstand 324 mit dem Ausgangsknotenpunkt 326. Der Emitteranschluß des Ausgangstransistors 323 ist ferner mit dem Ausgangsknoten 326 verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren 300 und 323 sind mit dem Leiter 316 verbunden.

Der mit einem Laser trimmbare Rückkopplungswiderstand 328 erstreckt sich zwischen dem ersten Eingangsknoten 284 und dem Ausgangsknoten 326. Ferner ist mit dem Ausgangsknotenpunkt 326 eine Spannungsreferenzausgangsfläche 333 (V _{REF OUT} ) verbunden. Der PNP-Transistor 298 ist im wesentlichen identisch mit dem Transistor 302. Somit wird der Beitrag zum Stromfluß durch den Emitter des Transistors 298 aufgrund des Basisstroms des Transistors 302 in wirksamer Weise durch die Basis des Transistors 298 zum Kollektor des Transistors 286 umgeleitet, um die Belastungen der Transistoren 286 und 288 auszugleichen. In ähnlicher Weise hat der Transistor 300 die Funktion, eine Basisstromkomponente vom Kollektor des Transistors 302 zu ziehen, welche gleich ist der Basisstromkomponente, die durch den Transistor 304 vom Kollektor des Transistors 298 gezogen wird, wodurch die Belastungen der Transistoren 286 und 288 weiter ausgeglichen werden. Demgemäß wird die Belastung der Kollektoren der Transistoren 286 und 288 im wesentlichen einander angeglichen, um jegliche mit dem Differentialverstärker 285 verbundene Abweichung auf ein Minimum zu bringen.

Der Differentialverstärker umfaßt ein Kurzschluß-Schutznetzwerk, das durch die Transistoren 332, 334 und 336 gebildet ist. Der Emitter des PNP-Transistors 332 ist mit dem positiven Spannungsversorgungsanschluß 320 verbunden und sein Basisanschluß ist mit der Leitung 316 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 332 ist mit dem Basis- und Kollektoranschluß des als Diode geschalteten Transistors 334 verbunden, dessen Emitter wiederum mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden ist. Die Emitter- und Basis-Anschlüsse des Transistors 336 sind gemeinsam mit den entsprechenden Anschlüssen des Transistors 334 verbunden, während der Kollektoranschluß mit dem Kollektor des Transistors 288 verbunden ist. Für den Fall, daß der Kollektor des Ausgangstransistors 323 einen abnormal großen Strom zieht, so reicht der Spannungsabfall über den Widerstand 318 aus, um den Transistor 332 mit einer Vorspannung in Durchlaßrichtung zu beaufschlagen. Der durch den Transistor 332 geleitete Strom wird durch den Transistor 334 geleitet und durch den Transistor 336 gespiegelt. Der auf diese Weise zustande gekommene Kollektorstrom des Transistors 336 entzieht dem Transistor 304 auf wirksame Weise jeglichen Treiberstrom, so daß der Ausgangstransistor 323 während dieses kurzen Zustands der Schaltung abgeschaltet wird.

Wie zuvor erwähnt, beträgt der Referenzstrom, der durch den Transistor 282 gezogen wird, etwa 1 mA (Größenordnung) und ist im wesentlichen unabhängig von der Temperatur und der Versorgungsspannung. Etwaige kleine Änderungen innerhalb dieses 1-mA-Stroms, welche aufgrund von Schwankungen bei der Bearbeitung oder hinsichtlich der Temperatur oder hinsichtlich der Versorgungsspannung oder dergl. auftreten können, folgen etwaigen ähnlichen kleinen Änderungen im Analogausgangsstrom, der im I _OUT - Anschluß 62 summiert wird. Der Rückkopplungswiderstand 328 wird während der Herstellung mit einem Laser getrimmt. Auf diese Weise erhält man eine positive Ausgangsreferenzspannung von 6,3 V im Anschluß 330. Diese Ausgangsreferenzspannung ist in ähnlicher Weise unempfindlich gegenüber der Temperatur und der Stromversorgungsspannung.

Die Referenzausgangsspannung von +6,3 V ist, wie weiter unten näher erläutert wird, brauchbar innerhalb eines Schemas zur Umwandlung der bipolaren Abweichungsspannung. Ferner ist die Referenzausgangsspannung von +6,3 V brauchbar innerhalb des Digital-Analog-Wandlers zur Erzeugung der Spannung auf der sub-geregelten Spannungsversorgungsschiene 24, der Spannung auf der sub-geregelten oder abhängig geregelten Vorspannungsleitung 38 und der Spannung auf der Schwellenspannungsleitung 54. Der Ausgangsknotenpunkt 326 ist mit einem Ende des Widertands 338 verbunden, dessen anderes Ende am Knotenpunkt 339 mit einem Ende des Widerstands 340 verbunden ist sowie mit der Basis des Transistors 342. Das Ende des Widerstands 340, das vom Knotenpunkt 339 abgewandt ist, ist am Knotenpunkt 343 mit einem Ende des Widerstands 344 und mit dem Basisanschluß des Transistors 346 verbunden. Das Ende des Widerstands 344, das vom Knotenpunkt 343 abgewandt ist, ist mit der Basis und dem Kollektor des als Diode geschalteten Transistors 348 verbunden. Der Emitter des Transistors 348 ist mit der Basis und dem Kollektoranschluß des als Diode geschalteten Transistors 350 verbunden. Der Emitter des Transistors 350 ist mit dem Knotenpunkt 274 verbunden sowie mit dem Emitteranschluß des PNP-Transistors 352. Der Basisanschluß des Transistors 352 ist mit dem Leiter 354 der Anschlußfläche 150 (Ladder Common pad) verbunden. Somit wird der Knotenpunkt 274 über dem Erdpotential gehalten, und zwar auf nur einer Basis-Emitter-Übergangsspannung.

Der Kollektor des Transistors 352 ist mit der Basis und dem Kollektor des Transistors 354 verbunden. Der Emitteranschluß des Transistors 354 ist über einen Widerstand 356 mit der negativen Spannungsversorgungsleitung 42 verbunden. Der vom Kollektor des Transistors 352 geleitete Strom wird ebenfalls durch den Transistor 354 geleitet und durch den Widerstand 356 zur Beaufschlagung des subgeregelten Vorspannungsleiters 38 mit einer Vorspannung.

Im folgenden wird wiederum auf das Widerstandsteilernetzwerk Bezug genommen. Der Emitter des Transistors 342 ist mit dem Basisanschluß des Transistors 358 verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren 342, 346 und 358 sind jeweils mit einem positiven Spannungsversorgungsanschluß 360 (V _LOGIC ) verbunden. Dieser empfängt typischerweise eine Stromversorgungsspannung von +5 V. Die positive Spannungsversorgungsanschlußfläche 320 führt der Differentialverstärkerschaltung eine positive Spannung zu. Diese Differentialverstärkerschaltung wird dazu verwendet, die Referenzausgangsspannung zu erzeugen. Die mit V _LOGIC bezeichnete Anschlußfläche 360 stellt den Strom bereit, der innerhalb des Eingangsnetzwerks einer jeden der Zwölf-Bitschalter benötigt wird. Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 358 liegt ein relativ hoch bemessener Einschnürungswiderstand oder Pinchwiderstand 362 zur Aufrechterhaltung eines Vorspannungsstroms im Transistor 342. Wie der Fachmann weiß, kann ein Pinchwiderstand 362 dadurch hergestellt werden, daß man zunächst eine langgestreckte Basisregion vom P-Typ innerhalb einer isolierten Epitaxialregion der integrierten Schaltung eindiffundiert und danach eine Emitterdiffusionszone vom N-Typ quer über den zentralen Bereich der langgestreckten Basisdiffusionszone eindiffundiert.

Der Emitter des Transistors 358 ist mit der sub-geregelten Spannungsversorgungsschiene 24 verbunden zur Zufuhr einer Spannung von etwa +2,5 V. Der durch das Spannungsteilernetzwerk aus den Widerständen 338, 340 und 344 fließende Strom ergibt sich dadurch, daß von der Referenzausgangsspannung von +6,3 V die drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen der Transistoren 348, 350 und 352 abgezogen werden, worauf diese Differenz dividiert wird durch die Summe der Widerstandswerte der Widerstände 338, 340 und 344. Die Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter- Übergangsspannungen der Transistoren 342 und 358 werden partiell wettgemacht durch den Temperaturkoeffizienten der Spannung, die am Knotenpunkt 339 entwickelt wird, und zwar durch das Widerstandsspannungsteilernetzwerk, wobei sich die Spannung an der sub-regulierten Spannungsversorgungsschiene 24 mit steigender Temperatur zu positiveren Werten hin bewegt, und zwar mit einer Rate von etwa 0,8 mV/°C. Es wird nun angenommen, daß der Eingangsanschluß 2 des wichtigsten Bits sich auf einem hohen Pegel oder auf logisch "1" befindet. Unter dieser Bedingung wird die Spannung, die an der Basis des Transistors 30 entwickelt wird, primär bestimmt durch die Spannung der sub-regulierten Spannungsversorgungsschiene 24. Der positive Nachführkoeffizient der sub-regulierten Spannungsversorgungsschiene 24 hilft bei der Steigerung der Größe der Spannungsdifferenz zwischen den Basisanschlüssen der Emitter-gekoppelten Bitschalt-Transistoren 30 und 44. Größere Spannungsdifferenzen werden bei höheren Temperaturen benötigt, um zu verhindern, daß sich die Emitter-gekoppelten Bitschalt-Transistoren in dem Bitschaltstrom teilen.

Der Emitter des Transistors 346 ist mit dem ersten Emitter 366 eines Doppelemittertransistors 368 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 368 ist mit dem Kollektor eines Transistors 370 verbunden. Der Basisanschluß desselben ist mit dem sub-regulierten Vorspannleiter 38 verbunden. Der Emitter des Transistors 370 ist über einen Widerstand 372 mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 verbunden. Wie im Falle des Emitters 28 des Transistors 30 des signifikantesten Bitschalters wird der Emitter 366 des Transistors 368 in der Zenerdurchbruchsbetriebsweise betrieben, und zwar für die Pegelverschiebung der Spannung, die am Emitter des Transistors 346 gebildet wird. Der Transistor 370 sorgt für die Aufrechterhaltung eines Vorspannstroms innerhalb der gebildeten Zenerdiode. Der Kollektoranschluß des Transistors 368 ist mit einem Abfalleiter 56 verbunden. Der zweite Emitteranschluß 374 des Transistors 368 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 und mit dem Kollektor eines Transistors 376 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 376 ist mit der sub-regulierten Vorspannungsleitung 38 verbunden. Der Emitter des Transistors 376 ist über einen Widerstand 378 mit der Leitung 42 für die negative Versorgungsspannung verbunden. Der Transistor 376 sorgt für die Aufrechterhaltung eines Vorspannstroms, der im Emitter 374 des Transistors 368 fließt.

Die Widerstände 338, 340 und 344 innerhalb des mit Widerständen bestückten Spannungsteilers sind derart ausgewählt, daß die am Schwellenspannungsleiter 54 erzeugte Spannung einen Wert hat, der im wesentlichen gleich +1,4 V minus dem Spannungsabfall der durch den Emitter 366 des Transistors 368 gebildeten Zenerdiode ist. Darüber hinaus sorgt der Temperaturkoeffizient der Spannung an der Basis des Transistors 346 in wirksamer Weise für eine Auslöschung der Änderungen der Basis-Emitter-Übergangsspannungen über den Transistor 346 und den Emitter 374 des Transistors 368. Daher ist der Temperaturkoeffizient der Spannung am Schwellenspannungsleiter 54 im wesentlichen gleich dem Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode, die durch den Emitter 366 des Transistors 368 gebildet ist. Wenn somit der Eingangsanschluß 2, der dem signifikantesten Bit zugeordnet ist, konstant auf +1,4 V gehalten wird, so bleiben die Spannungen an den Basisanschlüssen der Transistoren 30 und 44 einander etwa gleich, trotz Änderungen der Temperatur, da Änderungen hinsichtlich der Spannung über die Zenerdiode, welche durch den Emitter 28 des Transistors 30 gebildet wird, den Änderungen der Zenerdiode, die durch den Emitter 366 des Transistors 368 gebildet wird, angeglichen sind. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung haben die Widerstände 338, 340, 344 und 356 die Werte 9,60 K, 4,67 K, 3,90 K bzw. 857 Ω.

Eine Vielzahl von Widerständen und Kondensatoren ist ebenfalls innerhalb der integrierten Schaltung ausgebildet. Sie erleichtern die polare Verschiebung des analogen Ausgangsstroms des Digital-Analog-Wandlers. Ferner dienen sie zur Erleichterung der Umwandlung eines solchen analogen Ausgangsstroms in eine Ausgangsspannung. Der Widerstand 380 ist ein mit einem Laser trimmbarer Widerstand, der sich zwischen den Anschlußflächen 382 und 384 erstreckt und eine nominelle Größe von 6,3 kΩ aufweist. Der Kondensator 386 erstreckt sich zwischen der mit I _OUT bezeichneten Anschlußfläche 62 und der Anschlußfläche 388. Ein mit einem Laser trimmbarer Widerstand 390 erstreckt sich zwischen der Anschlußfläche 388 und der Anschlußfläche 392 und hat einen Nominalwert von 2 kΩ. Der mit einem Laser trimmbare Widerstand 394 erstreckt sich zwischen der Anschlußfläche 392 und der Anschlußfläche 396 und hat einen Nominalwert von 3 kΩ. Die mit einem Laser trimmbaren Widerstände 398 und 400 erstrecken sich zwischen einer Anschlußfläche 396 und der Anschlußfläche 62, die mit I _OUT bezeichnet ist. Jeder dieser Widerstände hat einen Nominalwert von 10 kΩ. Zusätzlich ist ein Kondensator 402 zwischen der Anschlußfläche 396 und der mit I _OUT bezeichneten Anschlußfläche 62 vorgesehen.

Im folgenden soll die Entwicklung des bipolaren Verschiebungsstroms und der analogen Ausgangsspannung unter Bezugnahme auf Fig. 3 näher erläutert werden. Der Differentialverstärker 285 ist in Fig. 3 schematisch dargestellt. Er umfaßt, wie oben erläutert, einen ersten Eingang, der mit dem Knotenpunkt 284 verbunden ist, sowie einen zweiten Eingang, der mit Erdpotential verbunden ist, und zwar über die Anschlußfläche 150 (Ladder Common pad). Der Knotenpunkt 284 ist mit dem Referenzausgangszweig 276 der offenen Spannungsreferenzschaltung verbunden, und zwar zum Leiten eines Referenzstroms I₁, mit einer Größe von etwa 1 mA. Der Ausgang des Differentialverstärkers 285 ist mit dem Ausgangsknotenpunkt 326 verbunden. Ein Rückkopplungswiderstand 328 (R _F ) mit 6,3 kΩ liegt zwischen den Knotenpunkten 284 und 326. Eine konstante Spannung von +6,3 V besteht am Ausgangsknotenpunkt 326, der wiederum mit der SpannungsReferenzausgangsfläche 330 verbunden ist.

Ein Ende des Widerstands 380 (R _BPO ) mit 6,3 kΩ ist mit der Referenzausgangsspannungsfläche 330 mit +6,3 V verbunden. Das andere Ende des Widerstands 380 ist mit dem Knotenpunkt 404 verbunden. Der Knotenpunkt 404 symbolisiert eine gemeinsame Verbindung, ob diese nun intern innerhalb der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers ausgeführt ist oder extern. Die Verbindung besteht zwischen dem Widerstand 380 und der Anschlußfläche 62, die mit I _OUT bezeichnet ist. Der Knotenpunkt 404 ist ferner mit einem ersten Eingang eines Operationsverstärkers 406 gekoppelt, welcher extern zur integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers ausgebildet ist. Ein zweiter Eingang 408 des Operationsverstärkers 406 ist mit Erdpotential verbunden, und zwar durch Verbindung desselben über einen Draht mit der Anschlußfläche 152, die mit AMP+IN bezeichnet ist (Fig. 1B). Der Ausgang des Operationsverstärkers 406 ist mit dem Knotenpunkt 410 verbunden und mit dem Spannungsausgangsanschluß 412. Der Ausgangswiderstand 414 (R _OUT ) liegt zwischen dem Ausgangsknotenpunkt 410 und dem Eingangsknotenpunkt 404. Der Widerstand 414 mag den 5-kΩ-Widerstand umfassen, der sich zwischen der Anschlußfläche 396 und der mit I _OUT bezeichneten Anschlußfläche 62 erstreckt. In diesem Fall ist die Anschlußfläche 396 mit dem Knotenpunkt 410 verbunden. Alternativ kann der Widerstand 414 eine Reihenschaltung der Widerstände 398 und 400 mit den Widerständen 390 und 394 umfassen. In diesem Fall ist die Anschlußfläche 388 mit dem Knotenpunkt 410 verbunden. In ähnlicher Weise können andere Kombinationen von Widerständen 390, 394, 398 und 400 als Ausgangswiderstand 414 verwendet werden, und zwar durch zweckentsprechende Verbindung der Anschlußflächen 388, 392 und 396 mit der Anschlußfläche 62, die mit I _OUT bezeichnet ist, und dem Knotenpunkt 410. Die Widerstände 380, 390, 394, 398 und 400 können innerhalb der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers ausgebildet sein. Diese Widerstände können mit einem Laser getrimmt werden. Sie haben Temperaturkoeffizienten, welche angepaßt sind den Temperaturkoeffizienten der Widerstände innerhalb der integrierten Schaltung, die sowohl die Referenzausgangsspannung V _{REF OUT} als auch den Analogausgangsstrom bestimmen. Die Kondensatoren 386 und 402 helfen bei der Verringerung der Einspielzeit des externen Operationsverstärkers 406. Durch Änderung der Größe des R _OUT - Widerstands 414 kann entsprechend die Größe der am V _OUT - Anschluß 412 erzeugten, vollen Analogspannung variiert werden.

Im folgenden wird weiterhin auf Fig. 3 Bezug genommen. Der Operationsverstärker 406 hält den Knoten 404 auf nahezu Erdpotential. Somit liegen 6,3 V über den R _BPO - Widerstand 380, und dieser führt einen Strom von 1 mA zum Knotenpunkt 404. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung beträgt der volle Analogausgangsstrom 2 mA. 1 mA wird dabei vom wichtigsten Bitschalter beigetragen. Der Strom, der durch den R _OUT -Widerstand 414 geleitet wird, ist gleich dem Analogausgangsstrom I _OUT minus dem bipolaren Verschiebungsstrom, der im R _BPO -Widerstand 380 fließt. Es wird nun angenommen, daß der Wert des R _OUT -Widerstands 414 3 kΩ beträgt. Unter dieser Annahme liegt die Spannung am V _OUT -Anschluß 412 im Bereich von -5,0 V und +5,0 V, je nach dem Status der Bits im Eingangsdigitalwort.

Fig. 4 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der als offene Schleife vorliegenden Spannungsreferenzschaltung, die sich für die Anwendung in dem Digital-Analog-Wandler gemäß den Fig. 1A bis 1C eignet. Die Komponenten in Fig. 4, welche denjenigen der zuvor beschriebenen Ausführungsformen der Fig. 1A bis 1C und Fig. 2 entsprechen, tragen die entsprechenden Bezugszeichen, welche jedoch doppelt gestrichen sind. In Fig. 4 entsprechen die Transistoren 46″ und 62″ dem Stromquellentransistor und einem der Schalttransistoren innerhalb des signifikantesten Bitschalters. Der Kollektor des Transistors 62″ trägt den Strom I₀ zum Gesamtanalogausgangsstrom bei. Die Transistoren 278″ und 282″ entsprechen dem zuvor beschriebenen Referenzausgangszweig. Die Basis des Transistors 278″ ist jedoch mit dem Spannungsreferenzleiter 48″ gekoppelt anstelle der Kopplung mit dem Slave-Zweig, wie dies in der Schaltung der Fig. 2 verwirklicht ist. Um ferner zu gewährleisten, daß die Ströme I _REF und I₀ einander nachfolgen, kann der Basisanschluß des Transistors 282″ durch den Schwellenspannungsleiter 54″ vorgespannt sein.

Wie zuvor erläutert, umfaßt die Referenzschaltung mit offener Schleife einen Referenzzweig. Dieser umfaßt eine V _BE -Multiplizierschaltung (Transistor 164″ und Widerstände 166″ und 168″) sowie eine Zenerdiode 162″. Im Gegensatz zur Zenerdiode 162 der Fig. 1B sind jedoch der erste und zweite Anschluß, die die Basisdiffusionszone vom P-Typ der Zenerdiode 162″ kontaktieren, nicht gemeinsam gekoppelt. Statt dessen ist einer dieser Anschlüsse mit dem Kollektor des Transistors 404 gekoppelt, der andere Anschluß ist in der Basis des Transistors 406 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 406 ist mit der Basis des Transistors 404 gekoppelt und mit dem Kollektor des Transistors 408. Die Emitteranschlüsse der Transistoren 404 und 408 sind jeweils mit dem negativen Spannungsversorgungsanschluß 43″ gekoppelt.

Wie zuvor erläutert, ist die Spannung der Referenzschiene 178″ gleich einer kompensierten Komponente V _COMP + drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen. V _COMP ist die Summe der Spannungen über die Zenerdiode 162″ und den Widerstand 168″. Die drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen, welche zu V _COMP addiert werden, fallen über die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 164″, 406 und 404 ab. Der größte Anteil des Zenerdiodenstroms wird durch den Kollektor des Transistors 404 geleitet, während nur ein kleiner Vorspannstrom durch die Basis des Transistors 406 geleitet wird. Somit beeinträchtigt eine etwaige Komponente der Spannung über die Zenerdiode 162″ aufgrund der Spannungsabfälle über die Widerstände, die mit dem Kontakt der Zenerdiode 162″ verbunden sind, welche den größten Anteil des Zenerdiodenstroms führt, keineswegs die Spannung, welche am Basisanschluß des Transistors 406 erfaßt wird. Der Fachmann erkennt, daß es sich bei dieser Verbindung der Zenerdiode 162″ um eine Klevin-Erfassungsmethode handelt. Der Kollektor des Transistors 408 führt einen im wesentlichen konstanten Vorspannstrom zum Transistor 406. Dieser Strom wird vom Kollektor des Transistors 406 geführt und auf die abgestuften Transistoren 262″ und 290″ in zuvor beschriebener Weise aufgespalten.

Die Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife gemäß Fig. 4 umfaßt ferner einen Slave-Zweig mit den Transistoren 184″ und 192″, den Dioden 188″ und 198″ und den Widerständen 194″ und 202″. Die relativen Positionen der Diode 198″ und des Widerstands 202″ sind im Vergleich zu Fig. 2 umgekehrt, um auf diese Weise eine Stromspiegelverbindung zwischen der Diode 198″ und dem Widerstand 408 zu schaffen.

Der Transistor 192″ dient wiederum dazu, um etwaige durch den Early-Effekt induzierte Änderungen im Strom durch den Kollektor des Transistors 184″ und im Strom durch den PNP-Stromspiegel zu kompensieren. Die Emitterfläche des Transistors 192″ ist gleich der Emitterfläche der Diode 188″, so daß etwa die Hälfte des Slave-Zweigstroms durch den Transistor 184″ zum PNP-Stromspiegel fließt, der in Fig. 4 mit 204″ bis 210″ bezeichnet ist. Der PNP-Stromspiegel ist derart bemessen, daß er als Stromquelle für einen Ausgangsstrom dient, dessen Größe das Doppelte des Stroms durch den Slave-Zweig beträgt. Der durch den PNP-Spiegel hervorgebrachte Strom wird durch die Diode 410 zum Zenerdioden-Referenzzweig geleitet. Die Anode der Diode 410 ist mit der Basis des Transistors 412 gekoppelt, so daß dieser eine Vorspannung erhält, welche um eine Basis-Emitter-Übergangsspannung über der Spannungsreferenzschiene 178″ liegt. Der Emitter des Transistors 412 mit den Kollektoren der Transistoren 234″ und 240″ verbunden, und zwar zur Verhinderung von Änderungen der Basis-Kollektor-Übergangsspannung eines solchen Transistors aufgrund von Änderungen der negativen Versorgungsspannung.

Wie im Falle der zuvor beschriebenen Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife, umfaßt auch die Schaltung gemäß Fig. 4 einen Spannungsteilerzweig mit den Transistoren 224″ und 234″ und den Widerständen 226″ und 230″. In ähnlicher Weise umfaßt auch die Schaltung der Fig. 4 einen Emitterfolgerausgangszweig mit den Transistoren 240″ und 246″ und den Widerständen 248″ und 250″. Der Strom innerhalb des Verteilerzweiges wird festgelegt durch Verbindung des Basisanschlusses des Transistors 224″ über den Widerstand 414 mit dem Knotenpunkt 196″ innerhalb des Slave-Zweiges. Die Werte der Wiederstände 248″ und 414 werden derart ausgewählt, daß Änderungen der Ströme I _REF und I₀ ausgelöscht werden, welche anderenfalls aufgrund von Temperatur-induzierten Variationen der Stromverstärkungen der Transistoren 278″ und 282″ bzw. der Transistoren 46″ und 62″ erscheinen würden.

Somit besteht der primäre Unterschied zwischen der Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife gemäß Fig. 4 und derjenigen der Fig. 1A bis 1C und Fig. 2 darin, daß die Zenerdiodenspannung einer Kelvin-Erfassung unterliegt und daß der I _REF -Stromzweig durch den gleichen Spannungsreferenzleiter 48″ getrieben wird, welcher auch zum Treiben der Stromquellen der Bitschalter dient. Der I _REF -Strom ist nicht von den vorübergehenden Spannungsspitzen auf dem Spannungsreferenzleiter 48″ isoliert, und zwar wie bei der zuvor beschriebenen Referenzschaltung mit offener Schleife. Dennoch führt die Schaltung der Fig. 4 zu einer ausgezeichneten Anpassung zwischen dem bipolaren Verschiebungsstrom (welcher über I _REF erzeugt wird) und dem Analogausgangsstrom, der vom I _OUT -Anschluß zur Digital-Analog-Wandlerschaltung geleitet wird.

Claims (25)

1. Digital-Analog-Wandler mit einer Vielzahl von Bitschalter- Stromquellen, die auf Vorspannungen zur Erzeugung einer Vielzahl von Bitschalterströmen ansprechen, dadurch gekennzeichnet, daß der Digital-Analog-Wandler eine Spannungsreferenzschaltung mit einer offenen Schleife zur Regelung der Vorspannspannung umfaßt, welche die folgenden Merkmale aufweist:

• (a) erste und zweite Versorungsspannungsleiter für eine erste bzw. eine zweite Versorgungsspannung;
• (b) einen Referenzspannungsleiter für eine Referenzspannung;
• (c) einen ersten Stromzweig zwischen dem Referenzspannungsleiter und dem ersten Versorgungsspannungsleiter, wobei der erste Stromzweig einen ersten Strom leitet und ansprechend darauf eine Referenzspannung auf dem Referenzspannungsleiter erzeugt und einen Zenerdiodenübergang umfaßt;
• (d) einen zweiten Stromzweig zwischen dem Referenzspannungsleiter und dem ersten Spannungsversorgungsleiter, wobei der zweite Stromzweig einen Vorspannungstransistor mit einem ersten, einem zweiten und einem dritten Anschluß umfaßt, wobei der erste Anschluß mit dem ersten Versorgungsspannungsleiter verbunden ist und wobei der zweite Anschluß mit dem Referenzspannungsleiter verbunden ist und wobei der Vorspannungstransistor durch die Referenzspannung vorgespannt ist und ansprechend darauf einen zweiten Strom leitet;
• (e) eine Stromspiegeleinrichtung, die mit dem zweiten Spannungsversorgungsleiter verbunden ist sowie mit dem Referenzspannungsleiter und einem ersten Strom in den letzteren führt, wobei die Stromspiegelschaltung zusätzlich mit dem dritten Anschluß des Vorspannungstransistors verbunden ist und auf die Größe des zweiten Stroms anspricht zum Zwecke der Aufrechterhaltung der Größe des ersten Stroms in einer vorbestimmten Relation dazu; und
• (f) eine mit dem Referenzspannungsleiter verbundene Schaltung zum Empfang der Referenzspannung, wobei diese Schaltung ansprechend auf die Referenzspannung eine Vorspannspannung erzeugt und diese Vorspannspannung in einer vorbestimmten Relation zur Referenzspannung hält, so daß die Vielzahl der Bitschalterströme im wesentlichen konstantgehalten wird, wobei die Schaltung einen Emitterfolger- Treiberzweig umfaßt, welcher eine Vorspannspannungsquelle mit niedriger Impedanz darstellt und den Referenzspannungsleiter von vorübergehenden Spannungsspitzen isoliert, welche aufgrund der Umschaltungen der Vielzahl von Bitschalterströmen der Vorspannspannung aufgeprägt werden, wobei der Emitterfolger-Treiberzweig einen Emitterfolgertransistor umfaßt, wobei der Basisanschluß des Emitterfolgertransistors mit dem Referenzspannungsleiter verbunden ist und wobei der Emitteranschluß des Emitterfolgertransistors die Vorspannspannung liefert.

2. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspanntransistor einen Emitter und eine Basis als ersten bzw. zweiten Anschluß aufweist.

3. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zenerdiodenübergang eine Spannung aufweist, welche gekennzeichnet ist durch einen positiven Temperaturnachführkoeffizienten, und wobei der erste Stromzweig mindestens einen in Durchlaßrichtung vorgespannten P-N-Halbleiterübergang umfaßt, welcher in Reihe mit dem Zenerdiodenübergang liegt zur Ausgleichung des positiven Temperaturnachführkoeffizienten der Zenerdiodenübergangsspannung.

4. Digital-Analog-Wandler nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Zenerdiodenübergang eine Spannung aufweist, welche gekennzeichnet ist durch einen positiven Temperaturnachlaufkoeffizienten, und wobei der erste Stromzweig eine Spannungseinrichtung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten enthält, die in Reihe mit dem Zenerdiodenübergang geschaltet ist zur Kompensation einer Spannung mit einem negativen Temperaturnachlaufkoeffizienten, welche von gleicher Größenordnung ist wie der Temperaturnachlaufkoeffizient der Zenerdiodenübergangsspannung, wobei die Summe der Zenerdiodenübergangsspannung und der Kompensationsspannung eine temperaturkompensierte Spannungskomponente der Referenzspannung darstellt.

5. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungseinrichtung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten einen ersten Widerstand und einen zweiten Widerstand umfaßt, welche in Reihe geschaltet sind, wobei ein in Durchlaßrichtung vorgespannter P-N-Halbleiterübergang über den ersten Widerstand geschaltet ist, um die Spannung über den zweiten Widerstand proportional zur Spannung des in Durchlaßrichtung vorgespannten P-N-Halbleiterübergangs zu halten, und zwar gemäß dem Verhältnis der Größen des zweiten in Reihe geschalteten Widerstands zum ersten in Reihe geschalteten Widerstand.

6. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die in Reihe geschalteten ersten und zweiten Widerstände durch Dünnfilmabscheidung hergestellt sind, so daß sie mit einem Laser getrimmt werden können, um den negativen Temperaturkoeffizienten der Spannung über den zweiten Widerstand derart einzustellen, daß er gleich ist und entgegengesetzt dem Temperaturkoeffizienten der Zenerdiodenübergangsspannung.

7. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Stromzweig M in Durchlaßrichtung vorgespannte P-N-Halbleiterübergänge umfaßt, die in Reihe mit dem Zenerdiodenübergang und mit der Spannungseinrichtung mit negativem Temperaturkoeffizienten liegen, wobei M eine ganze Zahl gleich oder größer als 1 bezeichnet, und wobei der zweite Stromzweig einen Widerstand umfaßt, welcher in Reihe mit den M in Durchlaßrichtung vorgespannten P-N-Halbleiterübergängen liegt, wobei die M Halbleiterübergänge in dem zweiten Stromzweig Spannungen haben, die im wesentlichen gleich sind den Spannungen über die M Halbleiterübergänge in dem ersten Stromzweig, so daß die Spannung über dem Widerstand in dem zweiten Stromzweig im wesentlichen gleich ist der temperaturkompensierten Spannungskomponente der Referenzspannung, so daß der zweite Strom im wesentlichen unabhängig von der Temperatur gehalten wird.

8. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis-Emitter-Übergang des Vorspanntransistors einen der M Halbleiterübergänge des zweiten Stromzweigs bildet.

9. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspanntransistor einen mit der Stromspiegeleinrichtung verbundenen Kollektoranschluß aufweist.

10. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegeleinrichtung eine erste PNP-Transistoreinrichtung mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor umfaßt, wobei der Emitteranschluß des ersten PNP-Transistors mit dem zweiten Spannungsversorgungsleiter verbunden ist und wobei die Basis und der Kollektor des ersten PNP-Transistors mit dem Kollektoranschluß des Vorspanntransistors innerhalb des zweiten Stromzweigs verbunden sind, und wobei die Stromspiegelschaltung ferner eine zweite PNP-Transistoreinrichtung umfaßt mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor, wobei der Emitter der zweiten PNP-Transistoreinrichtung mit dem zweiten Spannungsversorgungsleiter verbunden ist, wobei die Basis des zweiten PNP-Transistors mit dem Basisanschluß der ersten PNP-Transistoreinrichtung verbunden ist und wobei der Kollektoranschluß der zweiten PNP-Transistoreinrichtung mit dem Spannungsreferenzleiter verbunden ist, um diesen dem ersten Strom zuzuführen.

11. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß

• (a) Änderungen der Spannung über den ersten und zweiten Spannungsversorgungsleiter zu Änderungen der Basis-Kollektor-Spannung über den Vorspanntransistor innerhalb des zweiten Stromzweigs führen sowie über den zweiten PNP-Tansistor, wodurch wiederum die Stromverstärkungscharakteristik geändert wird; und daß
• (b) einer der M Halbleiterübergänge innerhalb des zweiten Stromzweiges einen ersten und einen zweiten Transistor aufweist, welche sich in den Strom teilen und je einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor aufweisen, wobei die Emitteranschlüsse des ersten und zweiten Stromteilungstransistors miteinander verbunden sind und wobei die Basisanschlüsse des ersten und zweiten Stromteilungstransistors miteinander verbunden sind sowie jeweils mit dem Kollektoranschluß des ersten Stromteilungstransistors, wobei die gemeinsamen Emitteranschlüsse und die gemeinsamen Basisanschlüsse der ersten und zweiten Stromteilungstransistoren in Reihe mit dem zweiten Stromzweig geschaltet sind und wobei der Kollektoranschluß des zweiten Stromteilungstransistors mit dem zweiten Spannungsversorgungsleiter verbunden ist, wobei Abweichungen der Spannung über den ersten und zweiten Spannungsversorgungsleiter zu Änderungen der Stromverstärkungscharakteristik des zweiten Stromteilungstransistors führen, und zwar im Sinne eines Ausgleichs der Änderungen der Stromverstärkungscharakteristika des Vorspanntransistors und der zweiten PNP-Transistoreinrichtung.

12. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine Vielzahl von Bitschaltstromquellen, deren jede einen Stromquellentransistor mit einem Emitter und einer Basis umfaßt, wobei der Basisanschluß eines jeden Stromquellentransistors die Vorspannspannung empfängt und wobei der Emitteranschluß eines jeden Stromquellentransistors über einen Widerstand mit der ersten Spannungsversorgungsleitung verbunden ist, wobei einer der M in Durchlaßrichtung vorgespannten PN-Halbleiterübergänge innerhalb sowohl des ersten als auch des zweiten Stromzweigs eine Spannung aufweist, die der Spannung über den Basis-Emitter-Übergang eines jeden der Stromquellentransistoren angepaßt ist.

13. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitterfolger-Treiberzweig weiterhin eine Vorspannstromeinrichtung umfaßt, welche zwischen dem Emitter des Emitterfolgertransistors und der ersten Spannungsversorgungsleitung liegt zur Beaufschlagung des Emitterfolgertransistors mit einem Vorspannstrom.

14. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß einer der M in Durchlaßrichtung vorgespannten PN-Halbleiterübergänge sowohl innerhalb des ersten als auch des zweiten Stromzweigs eine Spannung aufweist, welche der Spannung über den Basis-Emitter-Übergang des Emitterfolgertransistors angepaßt ist.

15. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromeinrichtung ferner einen Spannungsteilerzweig aufweist für die Verbindung des Emitterfolger- Treiberzweigs mit dem Referenzspannungsleiter und für die Verringerung der Größe der temperaturkompensierten Spannungskomponente in der Vorspannspannung, wobei der Spannungsteilerzweig folgende Bauteile umfaßt:

• (a) einen Spannungsteilerzweigfolgertransistor mit einer Basis und einem Emitter, wobei die Basis des Spannungsteilerzweigfolgertransistors mit dem Spannungsreferenzleiter zum Empfang der Referenzspannung verbunden ist;
• (b) eine Spannungsteilerzweigstromquelle, welche mit dem zweiten Stromzweig verbunden ist und hierdurch vorgespannt ist und einen Strom leitet, welcher zum zweiten Strom gespiegelt ist, wobei die Stromquelle des Spannungsteilerzweigs einen Ausgangsknotenpunkt für die Lieferung des gespiegelten Stroms aufweist;
• (c) einen Spannungsabfallwiderstand, welcher zwischen dem Emitteranschluß des Folgertransistors des Spannungsteilerzweigs liegt und dem Ausgangsknotenpunkt der Stromquelle des Spannungsteilerzweigs, so daß eine im wesentlichen konstante Spannung über den Widerstand abfällt; und
• (d) der Ausgangsknotenpunkt ist mit dem Basisanschluß des Emitterfolgertransistors verbunden zur Beaufschlagung desselben mit einer Spannung, welche als Komponente eine temperaturkompensierte Spannung einer Größe aufweist, die kleiner ist als die Größe der temperaturkompensierten Spannungskomponente der Referenzspannung.

16. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß einer der M in Durchlaßrichtung vorgespannten PN-Halbleiterübergänge innerhalb sowohl des ersten Stromzweigs als auch des zweiten Stromzweigs eine Spannung aufweist, die der Spannung über den Emitter- Basis-Übergang des Folgertransistors des Spannungsteilerzweigs angepaßt ist.

17. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß M für 3 steht, wobei die drei in Durchlaßrichtung vorgespannten PN-Halbleiterübergänge innerhalb sowohl des ersten Stromzweigs als auch des zweiten Stromzweigs angepaßt sind an die Basis-Emitter-Übergänge des Folgertransistors des Spannungsteilerzweigs bzw. des Emitterfolgertransistors bzw. eines jeden Stromquellentransistors innerhalb der Vielzahl von Bitschaltstromquellen, so daß eine Spannung über jeden Widerstand innerhalb der Vielzahl von Bitschaltstromquellen abfällt, welche im wesentlichen proportional ist der temperaturkompensierten Spannungskomponente der Referenzspannung.

18. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Charakteristika der Stromquellentransistoren in jeder der Vielzahl von Bitschalterstromquellen Änderungen der Spannung zwischen dem ersten Spannungsversorgungsleiter und dem zweiten Spannungsversorgungsleiter aufgrund eines Early-Effekts zeigen; und daß der gespiegelte Strom, welcher durch die Spannungsteilerzweigstromquelle zugeführt wird, variiert, wenn die Spannung zwischen dem ersten Spannungsversorgungsleiter und dem zweiten Spannungsversorgungsleiter geändert wird, so daß sich auch die Spannung über den Spannungsabfallwiderstand geändert, woduurch wiederum die Vorspannspannung sich ändert, und zwar in einer solchen Richtung und um einen solchen Betrag, daß die auf dem Early-Effekt beruhenden Änderungen der Charakteristika der Stromquellentransistoren innerhalb einer jeden der Vielzahl der Bitschalterstromquellen im wesentlichen kompensiert werden.

19. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Stromzweig mindestens einen Transistor mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor aufweist, wobei der Kollektor des mindestens einen Transistors mit einer Spannung beaufschlagt wird, welche in Referenz gesetzt ist zur zweiten Versorgungsspannung, so daß der Strom im zweiten Stromzweig variiert wird, wenn die Spannung zwischen dem ersten und zweiten Spannungsversorgungsleiter sich ändert.

20. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannstromeinrichtung folgendes umfaßt:

• (a) einen Vorspannstromtransistor mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor, wobei die Basis und der Kollektor mit dem Emitteranschluß des Emitterfolgertransistors verbunden sind; und
• (b) einen Widerstand, welcher zwischen dem Emitteranschluß des Vorspannstromtransistors und dem ersten Spannungsversorgungsleiter liegt.

21. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß

• (a) der Stromquellentransistor einer jeden der Vielzahl der Bitschalterstromquellen und der Vorspannstromtransistor jeweils einen Stromverstärkungsfaktor aufweisen, welcher gleich ist dem Verhältnis des Kollektorstroms zum Basisstrom, wobei der Stromverstärkungsfaktor mit steigender Temperatur steigt; und
• (b) die Vorspannstromeinrichtungen ferner einen Basiswiderstand aufweisen, welcher zwischen der Basis und dem Kollektoranschluß des Vorspannstromtransistors liegt, wobei der Basisstrom des Vorspannstromtransistors mit steigender Temperatur abfällt und wobei der Basisstrom einen Spannungsabfall über den Basiswiderstand erzeugt und wobei dieser Spannungsabfall mit höheren Temperaturen abfällt und wobei die Verringerung des Spannungsabfalls über den Basiswiderstand dazu führt, daß der Vorspannstrom der Vorspannstromeinrichtung mit steigenden Temperaturen steigt, und zwar mit einem solchen Maße, daß eine angenäherte Kompensation der Abnahme der Summe der Basisströme eines jeden der Stromquellentransistoren mit steigenden Temperaturen zustande kommt.

22. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß

• (a) der Emitterfolger-Treiberzweig einen Basiswiderstand aufweist, welcher zwischen dem Basisanschluß des Emitterfolgertransistors und dem Referenzspannungsleiter liegt; und
• (b) daß die Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife ferner eine Verstärkungseinstelleinrichtung aufweist zur Einstellung der Größe der Vielzahl von Bitschalterströmen ohne nachteilige Beeinflussung der Temperaturkompensation derselben, wobei die Verstärkungseinstelleinrichtung einen von der Temperatur unabhängigen Verschiebungsstrom liefert, welcher in seiner Größe einstellbar ist, und zwar zum Basisanschluß des Emitterfolgertransistors, so daß der Spannungsabfall über den Basiswiderstand eingestellt werden kann und eine entsprechende Änderung der Vorspannpannung herbeigeführt wird.

23. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungseinstelleinrichtung folgendes umfaßt:

• (a) eine zur Verstärkungseinstellung dienende Stromquelleneinrichtung, welche mit dem zweiten Stromzweig verbunden ist und dadurch vorgespannt ist zur Bereitstellung eines ersten Verstärkungseinstellstroms, der im wesentlichen unabhängig von der Temperatur ist;
• (b) eine Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung, welche mit dem zweiten Versorgungsspannungsleiter verbunden ist, wobei die Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung auch mit der Verstärkungseinstell-Stromquelleneinrichtung verbunden ist und auf den ersten Verstärkungseinstellstrom anspricht zur Erzeugung eines zweiten, dazu proportionalen Verstärkungseinstellstroms, wobei die Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung den zweiten Verstärkungseinstellstrom an einen Ausgangsknotenpunkt liefert;
• (c) wobei ein Verstärkungseinstellanschluß mit dem Ausgangsknotenpunkt der Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung verbunden ist zur Ermöglichung einer Addition oder Subtraktion eines Stroms von außerhalb des Digital-Analog-Wandlers; und
• (d) eine Verstärkungseinstell-Transistoreinrichtung, welche zwischen dem Ausgangsknotenpunkt der Verstärkungseinstell- Stromspiegeleinrichtung und dem Basisanschluß des Emitterfolgertransistors liegt und den zweiten Verstärkungseinstellstrom, welcher vom Verstärkungseinstellanschluß her durch Addition eines Stroms oder durch Subtraktion eines Stroms modifiziert wurde, zum Basisanschluß des Emitterfolgertransistors leitet.

24. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung und die Verstärkungseinstell-Transistoreinrichtung den Verstärkungseinstellanschluß mit der Spannung des zweiten Spannungsversorgungsleiters vorspannen.

25. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß

• (a) jeder Stromquellentransistor einen Kollektoranschluß aufweist;
• (b) der Digital-Analog-Wandler mindestens einen Bitschalttransistor aufweist, welcher mit dem jeweiligen Stromquellentransistor verbunden ist, wobei der jeweilige Bitschalttransistor einen Emitteranschluß aufweist, der mit dem Kollektoranschluß des zugeordneten Stromquellentransistors verbunden ist und einen Kollektoranschluß aufweist;
• (c) jeder Stromquellentransistor und der zugeordnete Bitschaltertransistor eine Stromverstärkung aufweisen, welcher mit steigender Temperatur steigt, wobei die Emitter-Basis-Übergangsspannung eines jeden Stromquellentransistors mit steigender Temperatur sinkt; und
• (d) daß die Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife dafür sorgt, daß die Vorspannspannung mit steigender Temperatur sinkt, und zwar mit einer Rate, welche geringfügig die Rate übersteigt, mit der die Emitter- Basis-Übergangsspannung eines jeden Stromquellentransistors sinkt, zur Verringerung des Stroms, welcher durch den Emitter eines jeden Stromquellentransistors geleitet wird, und zwar mit einer Rate, welche zu einer annähernden Kompensation der erhöhten Stromverstärkung eines jeden Stromquellentransistors und des zugeordneten Bitschaltertransistors führt, so daß der im Kollektor eines jeden Bitschaltertransistors geführte Strom unabhängig von der Temperatur im wesentlichen konstantgehalten wird.