EP0952508B1 - Referenzspannung-Erzeugungsschaltung - Google Patents

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EP0952508B1
EP0952508B1 EP99105491A EP99105491A EP0952508B1 EP 0952508 B1 EP0952508 B1 EP 0952508B1 EP 99105491 A EP99105491 A EP 99105491A EP 99105491 A EP99105491 A EP 99105491A EP 0952508 B1 EP0952508 B1 EP 0952508B1
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EP
European Patent Office
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bipolar transistor
voltage
circuit
current
reference voltage
Prior art date
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EP99105491A
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EP0952508A1 (de
Inventor
Martin Feldtkeller
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Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
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Publication date
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Publication of EP0952508A1 publication Critical patent/EP0952508A1/de
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Publication of EP0952508B1 publication Critical patent/EP0952508B1/de
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    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
    • G05F3/222—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage
    • G05F3/225—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage producing a current or voltage as a predetermined function of the temperature
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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    • G05F3/26—Current mirrors
    • G05F3/267—Current mirrors using both bipolar and field-effect technology

Definitions

  • Known reference voltage sources use, for example Zener diodes, to which an unstabilized via a series resistor Input voltage is supplied, which at the Zener diode tapped voltage as voltage-stabilized Reference voltage is used.
  • Zener diodes to which an unstabilized via a series resistor Input voltage is supplied, which at the Zener diode tapped voltage as voltage-stabilized Reference voltage is used.
  • the forward or forward voltage of a diode or the base-emitter voltage of a bipolar transistor as a reference voltage be used.
  • the The forward voltage of a pn junction has a negative temperature coefficient and thus a temperature dependency that for many applications is negative.
  • the output voltage as Reference voltage is used, sensors, A / D converters or similar Components are supplied, the output voltage of the voltage regulator highly accurate and in particular extremely temperature stable his.
  • tolerance limits up to maximum 1% are normal requirements.
  • the emitter current densities of the transistors T 1 and T 2 differ by the factor n * m, ie the emitter current density of the transistor T 1 is (n * m) times as large as the emitter current density of the transistor T 2 .
  • the total voltage is tapped from the base-emitter voltage of the transistor T 1 and the voltage present at the node between the resistors R 1 and R 2 .
  • the first-mentioned base-emitter voltage of the transistor T 1 corresponds to the forward voltage of a current-carrying pn junction and therefore, as has been explained above, has a negative temperature coefficient.
  • the voltage drop across the resistor R 1 is dependent on the difference between the base-emitter voltage of the transistor T 1 and the base-emitter voltage of the transistor T 2 and, as has also been explained above, has a positive temperature coefficient.
  • the emitter-base voltage of the bipolar transistor T 1 decreases by 2mV / K depending on the temperature.
  • the bandgap reference voltage source shown in FIG. 2 can be dimensioned in such a way that the differential voltage across the resistor R 1 from the forward voltages of the two transistors T 1 and T 2 is one by appropriate selection of the resistors R 1 and R 2 and the previously specified factor n the negative temperature coefficient compensating positive temperature coefficient of + 2mV / K is subject.
  • the circuit shown in FIG. 2 reacts very sensitively to the temperature gradients which are ubiquitous in integrated power circuits.
  • room temperatures the difference between the emitter-base voltages of the two transistors T 1 and T 2 is approximately 50 mV. If the temperatures of the transistors T 1 and T 2 differ by 1K, the difference in the emitter-base voltages changes by approximately 2 mV, ie by approximately 4%.
  • Reference voltage source can be achieved that a deviation the temperature around 1K of one of the transistors used only 1.3% in the difference in total voltages comes in. It is also possible to use the transistors in the layout of the reference voltage source according to the invention to be arranged crosswise so that linear temperature gradients the output voltage of the reference voltage source from any direction cannot falsify.
  • circuit means used which is the remaining parabolic Temperature dependency of the generated reference voltage compensate so that the output reference voltage in Ideally, temperature stable within a 0.03% window can be generated.
  • the one preferred embodiment of a reference voltage source in accordance with the present invention again the principle described above, known per se used the reference voltage by adding a share with negative temperature coefficient and a share with to generate positive temperature coefficient, whereby by suitable circuit dimensioning the negative temperature coefficient through the positive temperature coefficient can be compensated.
  • the in Fig. 1st illustrated embodiment is considered the one Share of the generated reference voltage, that of a positive Temperature coefficient is subject to the difference of two Sum voltages from several forward voltages of with different current densities through which pn junctions flow used.
  • the part that includes the negative Subject to temperature coefficients the sum of Forward voltages of several pn junctions.
  • the emitter areas A E3 and A E4 of the transistors T 3 and T 4 are in a ratio of 1: n 2 .
  • the transistors T 3 and T 4 are flowed through by different currents I 3 and I 4 , which can be set via resistors R 3 and R 4 .
  • the collectors of the transistors T 3 and T 4 are connected to a positive supply voltage potential V CC .
  • the base connections of the transistors T 3 and T 4 are connected to one another.
  • the resistors R 1 and R 2 are connected to the transistors T 1 and T 2 in accordance with the known reference voltage source shown in FIG. 2.
  • the desired reference or output voltage is tapped at the common base connection of the bipolar transistors T 3 and T 4 .
  • This output voltage corresponds to the total voltage from the base-emitter voltages of the transistors T 3 and T 1 and the voltage present at the node between the resistors R 1 and R 2 .
  • the base-emitter voltages of the transistors T 3 and T 1 are known to have a negative temperature coefficient of approximately -2 mV / K.
  • the voltage present at the node between the resistors R 1 and R 2 is determined by the base-emitter voltages of the transistors T 1 -T 4 and corresponds in particular to the difference between a first voltage and the sum of the forward voltages of those through which a high current density flows Transistors T 1 and T 3 depends, and a second voltage, which depends on the sum of the forward voltages of the bipolar transistors T 2 and T 4 through which a low current density flows. That is, the voltage present at the node between the resistors R 1 and R 2 depends on the difference between the sum of the base-emitter voltages of the transistors T 1 and T 3 and the sum of the base-emitter voltages of the transistors T 2 and T 4 from.
  • the differential voltage present at the node between the resistors R 1 and R 2 has such a positive temperature coefficient that the negative temperature coefficient of the base emitter -Voltage of the bipolar transistors T 3 and T 1 compensated.
  • the positive temperature coefficient of the differential voltage dropping across the resistor R 1 must be as high as the negative temperature coefficient of the base-emitter voltages of the transistors T 3 and T 1 and consequently be approximately + 4 mV / K.
  • a deviation of the temperature of one of the bipolar transistors T 1 - T 4 by 1K is only 1.3% in this differential voltage, so that the reference voltage circuit shown in Fig. 1 is less sensitive to temperature fluctuations or temperature gradients.
  • the resistance ratio R 1 : R 2 can be set to 4: 1 by a clever choice of the individual components shown in FIG. 1. This is a ratio that can be adjusted particularly precisely.
  • a circuit arrangement is coupled to the resistor R 3 , which, in addition to the diode D already shown in FIG. 1 in accordance with FIG. 3, has connected resistors R 7 -R 9 and a further bipolar transistor T 9 .
  • This circuit arrangement works as follows. At low temperatures, the current flow through the resistor R 3 is smallest and the flow voltages of all pn junctions are so high that the resistors R7 and R8 essentially determine the behavior of this circuit arrangement.
  • the path leading through the diode D and the resistor R 9 dominates , in which case the resistance of the equivalent circuit diagram of this circuit arrangement is lower due to the parallel connection of R 8 and R 7 to R 9 and the diode voltage by the factor (R 8 + R 7 ) / (R 7 + R 8 + R 9 ) is divided down.
  • the path leading through transistor T 9 dominates, the equivalent circuit diagram having a diode forward voltage increased by the factor (R 7 + R 8 ) / R 7 without series resistance.
  • Fig. 4 shows an example of one realized on a test chip Double bandgap reference voltage source according to the present invention. Again, those components are which correspond to the components shown in Fig. 3 with have the same reference numerals and will not be repeated explained.
  • the current mirror S 1 shown in Figure 3 includes p-channel MOS field effect transistors M 3 - M 6 and n-channel MOS field effect transistors M 7 - M 10.
  • the current mirror circuit S 2 is implemented by a pnp bipolar transistor T 11 .
  • the reference potential of the current mirrors S 1 and S 3 corresponds to the input potential of the actuator ST, which is implemented by a control transistor M 11 .
  • the reference potential of the current mirror S 2 is connected to the reference potential of the control transistor M 11 .
  • the previously described relationship of the reference potentials is not absolutely necessary.
  • the resistor R 10 additionally shown in FIG. 4 serves to compensate for the thermal leakage current of the resistor R 4 .
  • the components T 12 , T 13 , C 1 - C 3 and R 11 serve to stabilize the circuit.
  • the diode D shown in FIG. 3 is realized by the pn junction of a further bipolar transistor T 10 , the base-collector path of which is short-circuited. Otherwise, the mode of operation of the reference voltage source shown in FIG. 4 corresponds to that of the circuits shown in FIGS. 1 and 3.

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Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Referenzspannung-Erzeugungsschaltung oder Referenzspannungsquelle nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Die meisten integrierten Schaltungen, die aus einer nicht stabilisierten Versorgungsspannung betrieben werden, d. h. nahezu alle Smart-Power-ICs, benötigen intern eine Referenzspannungsquelle. Dies gilt insbesondere für Spannungsregler, deren Ausgangsspannung anderen integrierten Schaltungen oder Schaltungsblöcken als Referenzspannung dient.
Bekannte Referenzspannungsquellen verwenden beispielsweise Zenerdioden, denen über einen Vorwiderstand eine unstabilisierte Eingangsspannung zugeführt wird, wobei die an der Zenerdiode abgegriffene Spannung als spannungsstabilisierte Referenzspannung verwendet wird. Des weiteren kann im Prinzip allgemein die Durchlaß- oder Flußspannung einer Diode oder die Basis-Emitter-Spannung eines Bipolartransistors als Referenzspannung verwendet werden. Allerdings besitzt die Flußspannung eines pn-Übergangs einen negativen Temperaturkoeffizienten und damit eine Temperaturabhängigkeit, die für viele Anwendungen negativ ist. Sollen beispielsweise mit Hilfe eines Spannungsreglers, dessen Ausgangsspannung als Referenzspannung dient, Sensoren, A/D-Wandler oder ähnliche Bauteile versorgt werden, muß die Ausgangsspannung des Spannungsreglers hochgenau und insbesondere äußerst temperaturstabil sein. Dabei stellen heutzutage Toleranzgrenzen bis maximal 1 % normale Anforderungen dar.
Aus diesem Grund wurden die zuvor beschriebenen Referenzspannungsquellen in den letzten Jahren durch Bandgap- oder Bandabstands-Referenzspannungsquellen abgelöst, die eine temperaturstabilisierte Referenzspannung liefern. Diese bekannten Bandgap-Referenzspannungsquellen basieren auf einer Addition einer Flußspannung eines stromdurchflossenen pn-Übergangs und einer mit einem entsprechenden Faktor multiplizierten Differenzspannung, die aus zwei Flußspannungen von zwei mit unterschiedlichen Stromdichten durchflossenen pn-Übergängen gebildet wird. Allgemein hat die Flußspannung eines stromdurchflossenen pn-Übergangs - wie bereits zuvor erläutert worden ist - einen negativen Temperaturkoeffizienten. Hingegen steigt die Differenz zweier Flußspannungen proportional zur absoluten Temperatur an und unterliegt daher einem positiven Temperaturkoeffizienten. Wird der Faktor, mit dem die zuvor erläuterte Differenzspannung multipliziert wird, derart eingestellt, daß der negative Temperaturkoeffizient der Flußspannung des pn-Übergangs den positiven Temperaturkoeffizienten der Differenzspannung aufhebt, kann eine temperaturstabilisierte Ausgangs- bzw. Referenzspannung erhalten werden, die nurmehr eine parabelförmige bzw. quadratische Temperaturabhängigkeit aufweist. Insbesondere beträgt die Ausgangsspannung der Bandgap-Referenzspannungsquelle, welche durch Addition der zuvor erläuterten Flußspannung eines stromdurchflossenen pn-Übergangs mit der mit dem entsprechenden Faktor multiplizierten Differenzspannung von zwei weiteren Flußspannungen gewonnen wird, ca. 1,25 V, was in etwa dem Bandabstand (Bandgap) von Silizium entspricht. Der Betrag der Ausgangsspannung dieser Referenzspannungsquelle hat daher der Bandgap-Referenzspannungsquelle ihren Namen verliehen.
Fig. 2 zeigt ein verallgemeinertes Schaltbild einer bekannten Bandgap-Referenzspannungsquelle. An einem positiven Versorgungsspannungsanschluß Vcc ist eine Stromspiegelschaltung S1 angeschlossen, die die Kollektorströme I1 und I2 von zwei gemäß Fig. 2 verschalteten npn-Bipolartransistoren T1 bzw. T2 vergleicht. Die Stromstärken dieser Ströme I1 und I2 sind durch die Transistoren T1 bzw. T2 vorgegeben. Die Basisanschlüsse dieser Transistoren T1 und T2 sind miteinander verbunden, wobei die Basisspannung des Transistors T1 über einen Spannungsteiler bestehend aus zwei Widerständen R5 und R6 hochmultipliziert wird, so daß am Widerstand R6 eine gewünschte Ausgangs- bzw. Bezugsspannung Vref abgegriffen werden kann. Gemäß Fig. 1 besitzt der Stromspiegel S1 einen Ausgang, der das Ergebnis des Vergleichs der Ströme I1 und I2 wiedergibt und mit einem Stellglied ST, beispielsweise einem Operationsverstärker oder einem Verstärkungstransistor, gekoppelt ist.
Mit Hilfe des in Fig. 2 gezeigten Regelkreises mit dem Stromspiegel S1 und dem Stellglied ST wird das Verhältnis der durch die Transistoren T1 bzw. T2 fließenden Ströme I1 bzw. I2 eingestellt, wobei die Ströme I1 und I2 üblicherweise gleich groß sind. In BICMOS-Schaltungen wird jedoch der Strom I1 häufig auch auf einen vielfachen Wert des Stroms I2 eingestellt, so daß allgemein gilt: I1=m·I2.
Die Transistoren T1 und T2 besitzen unterschiedliche Emitterflächen, wobei die Emitterfläche des Transistors T2 einem Vielfachen der Emitterfläche des Transistors T1 entspricht, so daß die Beziehung zwischen den Emitterflächen AE1 und AE2 der Transistoren T1 und T2 wie folgt dargestellt werden kann: AE2=n·AE1.
Aufgrund der oben angegebenen Beziehungen unterscheiden sich die Emitterstromdichten der Transistoren T1 und T2 um den Faktor n·m, d. h. die Emitterstromdichte des Transistors T1 ist (n·m) -mal so groß wie die Emitterstromdichte des Transistors T2.
Am gemeinsamen Basisanschluß der Transistoren T1 und T2 wird die Summenspannung aus der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T1 sowie der am Knotenpunkt zwischen den Widerständen R1 und R2 anliegenden Spannung abgegriffen. Die erstgenannte Basis-Emitter-Spannung des Transistors T1 entspricht der Flußspannung eines stromdurchflossenen pn-Übergangs und weist daher - wie zuvor erläutert worden ist - einen negativen Temperaturkoeffizienten auf. Die an dem Widerstand R1 abfallende Spannung ist abhängig von der Differenz zwischen der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T1 und der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T2 und besitzt - wie ebenfalls zuvor erläutert worden ist - einen positiven Temperaturkoeffizienten. Die Emitter-Basis-Spannung des Bipolartransistors T1 nimmt temperaturabhängig um 2mV/K ab. Durch entsprechende Wahl der Widerstände R1 und R2 sowie des zuvor angegebenen Faktors n kann die in Fig. 2 gezeigte Bandgap-Referenzspannungsquelle derart dimensioniert werden, daß die am Widerstand R1 anliegende Differenzspannung aus den Flußspannungen der beiden Transistoren T1 und T2 einem den negativen Temperaturkoeffizienten kompensierenden positiven Temperaturkoeffizienten von +2mV/K unterliegt. Am Widerstand R1 fällt somit bei Raumtemperatur die Spannung 2mV/K x 300K = 600mV ab, so daß an dem gemeinsamen Basisanschluß der Transistoren T1 und T2 aufgrund der typischen Emitter-Basis-Spannung von ca. 650mV die gewünschte temperaturstabilisierte Bandgap-Referenzspannung von ca. 1,25V (=650mV+600mV) anliegt, die anschließend über den Teiler mit den Widerständen R5 und R6 hochmultipliziert wird.
Für eine enge Toleranz der Ausgangsspannung Vref sind insbesondere die Widerstandsverhältnisse R5:R6, R1:R2, das Stromspiegelübersetzungsverhältnis I1:I2 (m:1) und das Verhältnis der Emitterflächen der Transistoren T1 und T2 (1:n) kritisch. Weiterhin reagiert die in Fig. 2 gezeigte Schaltung sehr empfindlich auf die in integrierten Leistungsschaltungen allgegenwärtigen Temperaturgradienten. Bei üblichen Emitterflächenverhältnissen (z. B. n=8) und Raumtemperaturen beträgt die Differenz der Emitter-Basis-Spannungen der beiden Transistoren T1 und T2 ca. 50mV. Unterscheiden sich die Temperaturen der Transistoren T1 und T2 um 1K, ändert sich die Differenz der Emitter-Basis-Spannungen um ca. 2mV, d. h. um etwa 4 %. Daher ist es erforderlich, die Transistoren T1 und T2 in einem realisierten Schaltungslayout exakt auf Isothermen der größten Wärmequelle der entsprechenden Schaltung anzuordnen. Modernes Layout mit wiederverwendbaren Schaltungs- und Layoutblöcken verbietet jedoch eine Anpassung der Schaltung an die jeweilige Lage der vorhandenen Wärmequellen. Zudem nimmt die Anzahl der Wärmequellen in Smart-Power-ICs stetig zu, so daß der Verlauf der entsprechenden Isothermen dieser Wärmequellen nicht eindeutig bestimmt werden kann. Weiterhin ist aufgrund der Vielzahl der bezüglich Paarungseigenschaften kritischen Bauelemente der Bandgap-Referenzspannungsquelle in der Regel ein individueller Abgleich der Schaltung erforderlich, was beispielsweise mit Hilfe von sogenannten "Zapping"-Zenerdioden erfolgen kann, welche beim Anlegen einer hohen äußeren Spannung in Sperrichtung durchbrechen und eine niederohmige Verbindung erzeugen. Dadurch steigt jedoch der schaltungstechnische Aufwand.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Referenzspannung-Erzeugungsschaltung der eingangs beschriebenen Art anzugeben, welche weniger empfindlich gegenüber Temperaturschwankungen und Bauelementetoleranzen ist.
Diese Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfindung durch eine Referenzspannung-Erzeugungsschaltung mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelöst. Die Unteransprüche beschreiben jeweils vorteilhafte und bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die ihrerseits zu einer möglichst einfach zu realisierenden Schaltung bzw. zu einer größtmöglichen Temperaturstabilität beitragen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Referenzspannung weiterhin durch Addieren eines Spannungsanteils mit einem negativen Temperaturkoeffizienten mit einem Spannungsanteil mit einem positiven Temperaturkoeffizienten erzeugt. Der dem negativen Temperaturkoeffizienten unterliegende Anteil umfaßt erfindungsgemäß jedoch mehrere Flußspannungen entsprechender pn-Übergänge, und der Anteil mit dem positiven Temperaturkoeffizient umfaßt wiederum eine Differenzspannung, wobei jede zur Differenzspannung beitragende Spannung einer Summenspannung aus mehreren Flußspannungen entsprechender pn-Übergänge entspricht. Insbesondere wird als Differenzspannung, welche den Anteil der gewünschten Referenzspannung mit positivem Temperaturkoeffizienten darstellt, die Differenz zweier Summen aus mehreren Flußspannungen mit unterschiedlicher Stromdichte durchflossener pn-Übergänge verwendet. In diesem Fall liefert die Referenzspannungsquelle eine Ausgangsspannung, die ein Vielfaches der gewöhnlichen Bandgap-Referenzspannung beträgt. Diese Spannung ist für die meisten Anwendungen ausreichend hoch, so daß beispielsweise ein Spannungsteiler zum Hochmultiplizieren der Referenzspannung entfallen kann.
Durch entsprechende Dimensionierung der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle kann erreicht werden, daß eine Abweichung der Temperatur um 1K eines der verwendeten Transistoren lediglich zu 1,3 % in die Differenz der Summenspannungen eingeht. Des weiteren ist es möglich, die Transistoren im Layout der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle derart überkreuz anzuordnen, daß lineare Temperaturgradienten aus beliebiger Richtung die Ausgangsspannung der Referenzspannungsquelle nicht verfälschen können.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden Schaltungsmittel eingesetzt, die die noch verbleibende parabelförmige Temperaturabhängigkeit der erzeugten Referenzspannung kompensieren, so daß die ausgegebene Referenzspannung im Idealfall innerhalb eines 0,03%-Fensters temperaturstabil erzeugt werden kann.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert.
  • Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle,
  • Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer bekannten Referenzspannungsquelle,
  • Fig. 3 zeigt ein verfeinertes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle, und
  • Fig. 4 zeigt eine weiter verfeinerte und tatsächlich realisierte Ausgestaltung der in Fig. 3 dargestellten Referenzspannungsquelle der vorliegenden Erfindung.
    • Bei der in Fig. 1 gezeigten vereinfachten Schaltung, die einem bevorzugten Ausführungsbeispiel einer Referenzspannungsquelle gemäß der vorliegenden Erfindung entspricht, wird wiederum das zuvor beschriebene, an sich bekannte Prinzip verwendet, die Referenzspannung durch Addieren eines Anteils mit negativem Temperaturkoeffizienten und eines Anteil mit positivem Temperaturkoeffizienten zu erzeugen, wobei durch geeignete Schaltungsdimensionierung der negative Temperaturkoeffizient durch den positiven Temperaturkoeffizienten kompensiert werden kann. Gemäß dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel wird jedoch als derjenige Anteil der erzeugten Referenzspannung, der einem positiven Temperaturkoeffizienten unterliegt, die Differenz zweier Summenspannungen aus mehreren Flußspannungen von mit unterschiedlichen Stromdichten durchflossenen pn-Übergängen verwendet. Des weiteren umfaßt der Anteil, der dem negativen Temperaturkoeffizienten unterliegt, die Summe von Flußspannungen mehrerer pn-Übergänge.
    Die in Fig. 1 gezeigte Schaltung umfaßt wiederum npn-Transistoren T1 und T2, deren Emitterflächen AE1 und AE2 im Verhältnis 1:n1 stehen. Die Transistoren T1 und T2 werden mit Kollektorströmen I1 bzw. I2 betrieben, die von einer Stromspiegelschaltung S1 verglichen werden, wobei die Stromstärken dieser Ströme I1 und I2 durch die Transistoren T1 und T2 vorgegeben sind. Die Ströme I1 und I2 stehen zueinander im Verhältnis m1=I1/I2. Die Basisanschlüsse der Transistoren T1 und T2 sind voneinander getrennt an die Emitter weiterer npn-Bipolartransistoren T3 bzw. T4 angeschlossen. Die Emitterflächen AE3 und AE4 der Transistoren T3 bzw. T4 stehen zueinander im Verhältnis 1:n2. Die Transistoren T3 und T4 werden von unterschiedlichen Strömen I3 und I4 durchflossen, welche über Widerstände R3 und R4 eingestellt werden können. Die Kollektoren der Transistoren T3 und T4 sind gemäß Fig. 1 an ein positives Versorgungsspannungspotential Vcc angeschlossen. Die Basisanschlüsse der Transistoren T3 und T4 sind miteinander verbunden. Des weiteren sind die Widerstände R1 und R2 mit den Transistoren T1 bzw. T2 in Übereinstimmung mit der in Fig. 2 gezeigten bekannten Referenzspannungsquelle verschaltet.
    Mit dem Widerstand R3 ist eine Diode D bzw. ein entsprechender pn-Übergang gekoppelt. Die Spannung am Widerstand R4 entspricht der Differenz aus den Emitter-Basis-Spannungen der Transistoren T3 und T4. Damit das Verhältnis der Emitterströme dieser Transistoren temperaturstabil ist, muß auch die Spannung am Widerstand R3 proportional zu Temperatur sein. Dies wird mit Hilfe der Diode D erreicht, da die Spannung an R1 proportional zur Temperatur ansteigt und sich die Flußspannungen des Bipolartransistors T1 und der Diode D nicht wesentlich unterscheiden, so daß die Spannung am Widerstand R3 wunschgemäß proportional zur Temperatur verläuft.
    Bei der in Fig. 1 gezeigten Referenzspannungsquelle wird die gewünschte Referenz- bzw. Ausgangsspannung am gemeinsamen Basisanschluß der Bipolartransistoren T3 und T4 abgegriffen. Diese Ausgangsspannung entspricht der Summenspannung aus den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T3 und T1 sowie der am Knotenpunkt zwischen den Widerständen R1 und R2 anliegenden Spannung. Die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T3 und T1 besitzen bekanntermaßen einen negativen Temperaturkoeffizienten von ca. -2mV/K. Die am Knotenpunkt zwischen den Widerständen R1 und R2 anliegende Spannung wird von den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T1-T4 bestimmt und entspricht insbesondere der Differenz einer ersten Spannung, welche von der Summe der Flußspannungen der mit einer hohen Stromdichte durchflossenen Transistoren T1 und T3 abhängt, und einer zweiten Spannung, die von der Summe der Flußspannungen der mit einer geringen Stromdichte durchflossenen Bipolartransistoren T2 und T4 abhängt. Das heißt die am Knotenpunkt zwischen den Widerständen R1 und R2 anliegende Spannung hängt von der Differenz zwischen der Summe der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T1 und T3 und der Summe der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T2 und T4 ab. Durch geeignete Dimensionierung der in Fig. 1 gezeigten Bauelemente bzw. der den einzelnen Bipolartransistoren zugeführten Ströme kann erreicht werden, daß die am Knotenpunkt zwischen den Widerständen R1 und R2 anliegende Differenzspannung einen derartigen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, welche den negativen Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Spannungen der Bipolartransistoren T3 und T1 kompensiert. In diesem Fall muß der positive Temperaturkoeffizient der am Widerstand R1 abfallenden Differenzspannung so hoch wie der negative Temperaturkoeffizient der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T3 und T1 sein und demzufolge ca. +4mV/K betragen. Somit muß bei Raumtemperatur (300K) an R1 ein Spannungsabfall von ca. 1,2V auftreten, so daß die schließlich am gemeinsamen Basisanschluß der Bipolartransistoren T3 und T4 abgegriffene Ausgangsspannung in etwa 2,5V (=1,2V + 2x650mV) beträgt, was doppelt so hoch wie bei der in Fig. 2 gezeigten bekannten Referenzspannungsquelle ist, so daß es sich bei der in Fig. 1 gezeigten Referenzspannungsquelle im Prinzip um eine Doppel-Bandgap-Referenzspannungsquelle handelt.
    Die an der gemeinsamen Basis der Transistoren T3 und T4 anliegende Spannung von ca. 2,5 V ist für die meisten Anwendungen ausreichend hoch, so daß im Prinzip der Einsatz eines Spannungsteilers mit Widerständen R5 und R6 zum Hochmultiplizieren der Referenzspannung entfallen kann. Daher ist bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung der Spannungsteiler mit den Widerständen R5 und R6 lediglich gestrichelt dargestellt.
    Selbstverständlich kann die in Fig. 1 gezeigte Schaltung auf einfache Weise dahingehend abgewandelt werden, daß nicht nur die Differenz aus zwei Summenspannungen gebildet wird, sondern daß durch den Einsatz einer entsprechend größeren Anzahl von Bipolartransistoren die Differenz aus mehreren Summenspannungen gebildet wird, wobei jeder dieser Summenspannungen einer Addition von sogar drei oder mehr Flußspannungen von mit unterschiedlichen Stromdichten durchflossenen pn-Übergängen entspricht. Auf diese Weise kann die in Fig. 1 gezeigte Schaltung derart abgewandelt werden, daß an dem Basisanschluß des Transistors T3 allgemein eine Spannung abgegriffen wird, die einem Mehrfachen des Bandabstands von Silizium entspricht.
    Hinsichtlich der in Fig. 1 gezeigten Schaltung ist zu bemerken, daß der Emitterstrom des Bipolartransistors T4 sehr klein gewählt werden kann, da der in sperrschichtisolierten Bipolartechnologien größte thermische Leckstrom vom Kollektor eines jeden npn-Transistors zum Substrat im vorliegenden Fall nicht in den Emitterstrom des entsprechenden npn-Transistors eingeht. Betragen beispielsweise die Emitterströme der Bipolartransistoren T3 und T4 10 µA bzw. 0,5 µA (Verhältnis 1:20), die Emitterflächenverhältnisse n1 und n2 jeweils 4 und sind die Kollektorströme I1, I2 der Bipolartransistoren T1, T2 gleich groß (d.h. m1=1), beträgt die zuvor erläuterte Differenzspannung der Summen der einzelnen Flußspannungen ca. 150 mV. Eine Abweichung der Temperatur eines der Bipolartransistoren T1 - T4 um 1K geht nur noch zu 1,3 % in dieser Differenzspannung ein, so daß die in Fig. 1 gezeigte Referenzspannungsschaltung weniger empfindlich gegenüber Temperaturschwankungen bzw. Temperaturgradienten ist. Zudem ist es einfacher, die in Fig. 1 gezeigten Transistoren im Layout der tatsächlich realisierten Schaltung so überkreuz anzuordnen, daß lineare Temperaturgradienten aus beliebiger Richtung die Ausgangsspannung am gemeinsamen Basisanschluß der Bipolartransistoren T3 und T4 nicht verfälschen können.
    Durch eine geschickte Wahl der einzelnen in Fig. 1 gezeigten Komponenten kann das Widerstandsverhältnis R1:R2 auf 4:1 festgelegt werden. Dies ist ein Verhältnis, welches sich besonders genau einstellen läßt. Der Stromspiegel S1 kann besonders genau gefertigt werden, wenn das Stromverhältnis I1:I2 1:1 beträgt, d. h. m1=1.
    Wie bei der in Fig. 2 gezeigten bekannten Referenzspannungsquelle ist auch bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung wieder ein Stellglied ST mit dem Ausgangsanschluß des Stromspiegels S1 gekoppelt, welches abhängig von dem Vergleichsergebnis des Stromspiegels S1 angesteuert wird, um bei einer ungleichmäßigen Belastung dieses Ausgangsanschlusses eine Nachregelung der Ausgangsspannung Vref zu ermöglichen.
    Anhand Fig. 1 wurde das der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende allgemeine Prinzip erläutert. Hingegen zeigt Fig. 3 ein verfeinertes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle, wobei die sich entsprechenden Bauteile mit denselben Bezugszeichen versehen sind und auf eine wiederholte Beschreibung dieser Bauteile verzichtet wird.
    Gemäß Fig. 3 wird eine weitere Stromspiegelschaltung S2 verwendet, die Kollektorströme I7 bzw. I8 von weiteren Transistoren T7 und T8 vergleicht und abhängig von dem Vergleichsergebnis das Stellglied ST ansteuert. Diese Bipolartransistoren T3 und T4 bilden eine Verstärkerstufe, um die Stromaufnahme der in Fig. 3 gezeigten Referenzspannungsquelle möglichst gering zu halten. Beim Stromspiegel S1 entsprechen die Eingänge den Ausgängen und sind mit den Basisanschlüssen der Transistoren T7 und T8 verbunden. Ein weiterer npn-Bipolartransistor T5 dient zusammen mit einer weiteren Stromspiegelschaltung S3 zum Kompensieren der durch den Basisstrom des Transistors T2 entstehenden Fehler. Durch den Einsatz des in Fig. 3 gezeigten npn-Bipolartransistors T6 kann erreicht werden, daß sich die thermischen Leckströme der Bipolartransistoren T1 und T5 von ihren Kollektoren zum Substrat gegenüber den thermischen Leckströmen der Bipolartransistoren T2 und T6 aufheben, falls das Übersetzungsverhältnis des Stromspiegels S1 1:1 beträgt. Der Bipolartransistor T5 besitzt eine der Emitterfläche des Bipolartransistors T2 entsprechende Emitterfläche, während der Bipolartransistor T6 eine der Emitterfläche des Bipolartransistors T1 entsprechende Emitterfläche aufweist, d.h. die Emitterfläche des Bipolartransistors T5 ist n1-mal so groß wie die Emitterfläche des Bipolartransistors T6.
    Mit dem Widerstand R3 ist eine Schaltungsanordnung gekoppelt, welche neben der bereits in Fig. 1 dargestellten Diode D entsprechend Fig. 3 verschaltete Widerstände R7 - R9 sowie einen weiteren Bipolartransistor T9 aufweist. Diese Schaltungsanordnung funktioniert folgendermaßen. Bei tiefen Temperaturen ist der Stromfluß über den Widerstand R3 am kleinsten und die Flußspannungen sämtlicher pn-Übergänge sind so hoch, daß im wesentlichen die Widerstände R7 und R8 das Verhalten dieser Schaltungsanordnung bestimmen. Bei mittleren Temperaturen dominiert der über die Diode D und den Widerstand R9 führende Pfad, wobei in diesem Fall der Widerstand des Ersatzschaltbildes dieser Schaltungsanordnung aufgrund der Parallelschaltung von R8 und R7 zu R9 kleiner ist und die Diodenspannung um den Faktor (R8+R7) / (R7+R8+R9) heruntergeteilt wird. Bei hohen Temperaturen dominiert hingegen der über den Transistor T9 führende Pfad, wobei das Ersatzschaltbild eine um den Faktor (R7+R8)/R7 heraufgesetzte Diodenflußspannung ohne Serienwiderstand aufweist. Damit ergibt sich am Kollektor des Bipolartransistors T9 ein abschnittsweise linearer Temperaturgang, der näherungsweise gemäß einer Parabelfunktion verläuft, so daß bei richtiger Dimensionierung dieser Schaltungsanordnung die trotz der Temperaturstabilisierung in Folge der Differenzspannungsbildung noch verbleibende parabelförmige Temperaturabhängigkeit der Referenzspannung ausgeglichen werden kann. Die erzeugte Referenzspannung kann somit im Idealfall innerhalb eines 0,03%-Fensters temperaturstabil erzeugt werden. Schließlich ist in Fig. 3 zudem ein Spannungsteiler mit Widerständen R5 und R6 an den gemeinsamen Basisanschluß der Transistoren T3 und T4 angeschlossen, um die Basisspannung dieser Transistoren hochzumultiplizieren und die gewünschte Referenzspannung Vref zu erhalten.
    Fig. 4 zeigt ein Beispiel einer auf einem Testchip realisierten Doppel-Bandgap-Referenzspannungsquelle gemäß der vorliegenden Erfindung. Dabei sind wiederum diejenigen Bauteile, die den in Fig. 3 gezeigten Bauteilen entsprechen, mit denselben Bezugszeichen versehen und werden nicht erneut erläutert.
    Gemäß Fig. 4 bilden zwei p-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren M1 und M2 den in Fig. 3 gezeigten Stromspiegel S1, wobei der gemeinsame Gateanschluß dieser Transistoren M1 und M2 an den gemeinsamen Emitteranschluß der Transistoren T7 und T8 gelegt ist. Der in Fig. 3 gezeigte Stromspiegel S3 umfaßt p-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren M3 - M6 sowie n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren M7 - M10. Die Stromspiegelschaltung S2 ist hingegen durch einen pnp-Bipolartransistor T11 realisiert. Gemäß Fig. 4 entspricht das Bezugspotential der Stromspiegel S1 und S3 dem Eingangspotential des Stellglieds ST, welches durch einen Stelltransistor M11 realisiert ist. Des weiteren ist das Bezugspotential des Stromspiegels S2 mit dem Bezugspotential des Stelltransistors M11 verbunden. Der zuvor beschriebene Zusammenhang der Bezugspotentiale ist jedoch nicht zwingend erforderlich.
    Der zusätzlich in Fig. 4 gezeigte Widerstand R10 dient zur Kompensation des thermischen Leckstroms des Widerstands R4. Die Bauelemente T12, T13, C1 - C3 und R11 dienen zur Stabilisierung der Schaltung.
    Schließlich ist die in Fig. 3 gezeigte Diode D durch den pn-Üergang eines weiteren Bipolartransistors T10 realisiert, dessen Basis-Kollektor-Strecke kurzgeschlossen ist. Ansonsten entspricht die Funktionsweise der in Fig. 4 gezeigten Referenzspannungsquelle derjenigen der in Fig. 1 und 3 gezeigten Schaltungen.

    Claims (19)

    1. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung,
      mit ersten Schaltungsmitteln (T1, T3) zum Erzeugen einer ersten Spannung, die einem negativen Temperaturkoeffizienten unterliegt, und
      mit zweiten Schaltungsmitteln (T1 - T4, R1 - R4) zum Erzeugen einer Differenzspannung aus einer zweiten Spannung und einer dritten Spannung, wobei die zweite Spannung und die dritte Spannung jeweils von Flußspannungen entsprechender pn-Übergänge abgeleitet sind und die Differenzspannung einem positiven Temperaturkoeffizienten unterliegt,
      wobei die Referenzspannung (Vref) als Summe aus der ersten Spannung der ersten Schaltungsmittel (T1, T3) und der Differenzspannung der zweiten Schaltungsmittel (T1 - T4, R1 - R4) abgreifbar ist,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß die ersten Schaltungsmittel (T1, T3) derart ausgestaltet und angeordnet sind, daß sie die erste Spannung aus einer Summenspannung von mindestens zwei Flußspannungen entsprechender pn-Übergänge ableiten, und
      daß die zweiten Schaltungsmittel (T1 - T4, R1 - R4) derart ausgestaltet und angeordnet sind, daß sie die zweite Spannung bzw. die dritte Spannung aus einer ersten bzw. zweiten Summenspannung von jeweils mindestens zwei Flußspannungen entsprechender pn-Übergänge ableiten und daraus die Differenzspannung erzeugen.
    2. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 1,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß-die zweiten Schaltungsmittel (T1 - T4, R1 - R4) derart ausgestaltet und angeordnet sind, daß sie die zweite Spannung bzw. die dritte Spannung aus einer ersten Summenspannung bzw. einer zweiten Summenspannung von jeweils mindestens zwei Flußspannungen von entsprechenden mit unterschiedlichen Stromdichten durchflossenen pn-Übergängen ableiten.
    3. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß die zweiten Schaltungsmittel erste, zweite, dritte bzw. vierte Bipolartransistoren (T1 - T4) umfassen, welche mit einer ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Stromdichte durchflossen werden und derart verschaltet sind, daß die zweite Spannung aus der Summenspannung der Flußspannungen des ersten und dritten Bipolartransistors (T1, T3) und die dritte Spannung aus der Summenspannung der Flußspannungen des zweiten und vierten Bipolartransistors (T2, T4) abgeleitet ist, wobei der erste und dritte Bipolartransistor (T1, T3) mit einer höheren Stromdichte als der zweite und vierte Bipolartransistor (T2, T4) durchflossen wird, und
      daß der erste und dritte Bipolartransistor (T1, T3) zugleich Bestandteil der ersten Schaltungsmittel derart ist, daß die erste Spannung aus der Summenspannung der Flußspannungen des ersten und dritten Bipolartransistors (T1, T3) abgeleitet ist.
    4. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 3,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß die Emitterfläche des zweiten Bipolartransistors (T2) einem Vielfachen der Emitterfläche des ersten Bipolartransistors (T1) und die Emitterfläche des vierten Bipolartransistors (T4) einem Vielfachen der Emitterfläche des dritten Bipolartransistors (T3) entspricht.
    5. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 3 oder 4,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß dem Kollektor des ersten Bipolartransistors (T1) ein erster Strom, dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors (T2) ein zweiter Strom, dem Kollektor des dritten Bipolartransistors (T3) ein dritter Strom und dem Kollektor des vierten Bipolartransistors (T4) ein vierter Strom zugeführt ist,
      daß die Basis des ersten Bipolartransistors (T1) mit dem Emitter des dritten Bipolartransistors (T3) und der Emitter des ersten Bipolartransistors (T1) über einen ersten Widerstand (R1) mit einem negativen Versorgungsspannungsanschluß sowie über einen zweiten Widerstand (R2) mit dem Emitter des zweiten Bipolartransistors (T2) verbunden ist,
      daß die Basis des zweiten Bipolartransistors (T2) mit dem Emitter des vierten Bipolartransistors (T4) verbunden ist, wobei der Knotenpunkt zwischen der Basis des ersten Bipolartransistors (T1) und dem Emitter des dritten Bipolartransistors (T3) über einen dritten Widerstand (R3) mit dem negativen Versorgungsspannungsanschluß sowie über einen vierten Widerstand (R4) mit dem Knotenpunkt zwischen der Basis des zweiten Bipolartransistors (T2) und dem Emitter des vierten Bipolartransistors (T4) verbunden ist, und
      daß die Basis des dritten Bipolartransistors (T3) mit der Basis des vierten Bipolartransistors (T4) verbunden ist, so daß die Summenspannung aus den Basis-Emitter-Spannungen des dritten Bipolartransistors (T3) und des ersten Bipolartransistors (T1) der ersten Spannung und die am ersten Widerstand (R1) abfallende Spannung der Differenzspannung entspricht und an der Basis des dritten Bipolartransistors (T3) die Referenzspannung (Vref) abgegriffen werden kann.
    6. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
      daß die Emitterfläche des zweiten Bipolartransistors (T2) in etwa viermal so groß wie die Emitterfläche des ersten Bipolartransistors (T1) und die Emitterfläche des vierten Bipolartransistors (T4) in etwa viermal so groß wie die Emitterfläche des dritten Bipolartransistors (T3) ist,
      daß der dem ersten Bipolartransistor (T1) zugeführte erste Strom in etwa genauso groß wie der dem zweiten Bipolartransistor (T2) zugeführte zweite Strom ist, und
      daß der erste Widerstand (R1) in etwa viermal so groß wie der zweite Widerstand (R2) ist.
    7. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 5 oder 6,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß der dem dritten bzw. vierten Bipolartransistor (T3, T4) zugeführte dritte bzw. vierte Strom sowie der dritte und vierte Widerstand (R3, R4) derart bemessen sind, daß der Emitterstrom des vierten Bipolartransistors (T4) deutlich kleiner als der Emitterstrom des dritten Bipolartransistors (T3) ist.
    8. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7,
      gekennzeichnet durch
      eine Stromspiegelschaltung (S1), welche einerseits an einem positiven Versorgungsspannungsanschluß angeschlossen ist und andererseits den dem ersten Bipolartransistor (T1) zugeführten ersten Strom und den dem zweiten Bipolartransistor (T2) zugeführten zweiten Strom liefert.
    9. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
      daß ein fünfter Bipolartransistor (T5) zwischen die Stromspiegelschaltung (S1) und den Kollektor des ersten Bipolartransistors (T1) geschaltet ist, und
      daß zwischen die Basis des fünften Bipolartransistors (T5) und den Knotenpunkt zwischen der Basis des zweiten Bipolartransistors (T2) und dem Emitter des vierten Bipolartransistors (T4) eine weitere Stromspiegelschaltung (S3) geschaltet ist.
    10. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 9,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß zwischen die Stromspiegelschaltung (S1) und den Kollektor des zweiten Bipolartransistors (T2) ein sechster Bipolartransistor (T6) mit kurzgeschlossener Basis-Kollektor-Strecke geschaltet ist.
    11. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 10,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß die Emitterfläche des sechsten Bipolartransistors (T6) in etwa der Emitterfläche des ersten Bipolartransistors (T1) und die Emitterfläche des fünften Bipolartransistors (T5) in etwa der Emitterfläche des zweiten Bipolartransistors (T2) entspricht und das Übersetzungsverhältnis der Stromspiegelschaltung (S1) 1:1 ist.
    12. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 11,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß eine weitere Stromspiegelschaltung (S2) vorgesehen ist, welche an einem positiven Versorgungsspannungsanschluß (Vcc) angeschlossen ist und den dem dritten Bipolartransistor (T3) zugeführten dritten Strom und den dem vierten Bipolartransistor (T4) zugeführten vierten Strom liefert, und
      daß zwischen die weitere Stromspiegelschaltung (S2) und die Kollektoren des dritten bzw. vierten Bipolartransistors (T3, T4) eine Verstärkerschaltung (T7, T8) geschaltet ist.
    13. Bezugsspannung-Referenzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
      gekennzeichnet durch
      dritte Schaltungsmittel (D, T9, R7 - R9) zum Kompensieren einer parabelförmigen Temperaturabhängigkeit der von den zweiten Schaltungsmitteln (T3, R3) erzeugten Referenzspannung (Vref).
    14. Bezugsspannung-Referenzschaltung nach Anspruch 13 und einem der Ansprüche 5 bis 12,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß die dritten Schaltungsmittel (D, T9, R7 - R9) eine zwischen den dritten Widerstand (R3) und den negativen Versorgungsspannungsanschluß geschaltete Diode (D) umfassen.
    15. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 14,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß die dritten Schaltungsmittel eine zwischen den dritten Widerstand (R3) und den negativen Versorgungsspannungsanschluß geschaltete Parallelschaltung aus einer Serienschaltung eines Widerstands (R9) mit der Diode (D) und einer Serienschaltung zweier weiterer Widerstände (R7, R8) umfassen, wobei ein weiterer Bipolartransistor (T9) mit seinem Hauptstrompfad parallel zu den beiden weiteren Widerständen (R7, R8) und mit seiner Basis an den Knotenpunkt zwischen die beiden weiteren Widerständen (R7, R8) angeschlossen ist.
    16. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß die ersten Schaltungsmittel Verstärkermittel (R5, R6) zum Verstärken der Referenzspannung (Vref) umfassen.
    17. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 12 und Anspruch 16,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß die Verstärkermittel einen an der Basis des dritten Bipolartransistors (T3) angreifenden Spannungsteiler (R5, R6) umfassen.
    18. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß die ersten und zweiten Schaltungsmittel (T1 - T4, R1 - R4) derart ausgestaltet sind, daß die als Summe der ersten Spannung der ersten Schaltungsmittel (T3, T1) und der Differenzspannung der zweiten Schaltungsmittel (T1-T4) erzeugte Referenzspannung (Vref) in etwa 2,5 V beträgt.
    19. Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
      dadurch gekennzeichnet,
      daß Regelungsmittel (ST, M11) vorgesehen sind, um die von der Referenzspannung-Erzeugungsschaltung an einem Ausgangsanschluß ausgegebene Referenzspannung (Vref) bei einer ungleichmäßigen Belastung des Ausgangsspannungsanschlusses konstant zu halten.
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