PT952508E - Circuito gerador de tensao de referencia - Google Patents

Description

1 DESCRIÇÃO “CIRCUITO GERADOR DE TENSÃO DE REFERÊNCIA” A invenção em questão diz respeito a um circuito gerador de tensão de referência ou fonte de tensão de referência de acordo com o conceito genérico da reivindicação 1. A maior parte dos circuitos integrados, que são operados por uma tensão de alimentação não estabilizada, ou seja quase todos os Smart-Power-ICs, necessitam intemamente de uma fonte de tensão de referência. Isto é válido em especial para reguladores de tensão, cuja tensão de saída serve de tensão de referência para outros circuitos integrados ou blocos de circuito.

Fontes de tensão de referência conhecidas utilizam por exemplo díodos Zener, os quais são alimentados por uma tensão de entrada instável por meio de uma resistência de entrada, sendo a tensão tomada no díodo Zener utilizada como tensão de referência estabilizada em tensão. Além disso, em princípio de modo geral, pode ser utilizada a tensão directa ou a tensão de fluxo de um díodo ou a tensão base-emissor de um transístor bipolar como tensão de referência. Evidentemente possui a tensão de fluxo de uma junção pn um coeficiente de temperatura negativo e com isso uma dependência de temperatura, que por sua vez é negativa para muitas aplicações. No caso de, por exemplo, com a ajuda de um regulador de tensão, cuja tensão de saída serve de tensão de referência, haver sensores, transformadores A/D ou componentes semelhantes, então a tensão de saída do regulador de tensão tem de ser de alta precisão e em especial extremamente estável a nível da temperatura. Neste caso são apresentados hoje em dia limites de tolerância até um máximo de 1% em pedidos normais.

Por esta razão as fontes de tensão de referência descritas anteriormente foram separadas nos últimos anos por meio de fontes de tensão de referência de folga de banda ou de afastamento de banda, que por sua vez fornecem uma tensão de referência estável a 2 nível da temperatura. Estas fontes de tensão de referência de folga de banda conhecidas j são baseadas numa adição de uma tensão de fluxo dc uma junção pn percorrida pela corrente e de uma tensão diferencial multiplicada com um factor correspondente, que por sua vez é constituída por duas tensões de fluxo de duas junções pn percorridas com diferentes densidades de corrente. De modo geral, a tensão de fluxo de uma junção pn percorrida pela corrente - como já foi elucidado antcriormente - possui um coeficiente de temperatura negativo. No entanto, a diferença de duas tensões de fluxo sobe de modo proporcional à temperatura absoluta e é desta forma sujeita a um coeficiente de temperatura positivo. No caso do factor, com o qual a tensão diferencial elucidada anteriormente é multiplicada, ser colocado de tal modo, que o coeficiente de temperatura negativo da tensão de fluxo da junção pn eleva o coeficiente de temperatura positivo da tensão diferencial, então pode ser obtida uma tensão de saída estável a nível da temperatura ou uma tesão de referencia estável a nível da temperatura, que por sua vez apresenta uma dependência de temperatura em forma de parábola ou quadriforme. Em especial a tensão de saída da fonte de tensão de referência de folga de banda, a qual é ganha por meio da adição da tensão de fluxo, elucidada anteriormente, de uma junção pn percorrida pela corrente com a tensão diferencial multiplicada com o factor correspondente de duas outras tensões de fluxo, perfaz cerca de 1, 25 V, o que corresponde de modo aproximado ao afastamento de banda (folga de banda) de silício. O valor da tensão de saída desta fonte de tensão de referência emprestou por essa razão o seu nome à fonte de tensão de referência de folga de banda. A figura 2 mostra um esquema de circuitos generalizado de uma fonte de tensão de referência de folga de banda conhecida. Numa conexão de tensão de alimentação positiva Vcc está conectado em circuito corrente-espelho Si, que por sua vez compara as correntes de colector li e h de dois transístores bipolares npn Ti ou T2 conectados de acordo com a figura 2. As intensidades da corrente destas correntes Ti e T2 são determinadas por meio dos transístores Ti e T2. As conexões base destes transístores Ti e T2 estão ligadas uma à outra, sendo a tensão base do transístor Tj altamente multiplicada por meio de um divisor de tensão constituído por duas resistências R5 e Ré, de tal modo que na resistência Ré pode ser tomada uma tensão de saída e uma tensão de referência Vref desejadas. De acordo com a figura 1, a corrente-espelho Sj possui 3 uma saída, que por sua vez reproduz o resultado da comparação das correntes li e I2 e é acoplado a um actuador ST, por exemplo a um amplificador de operação ou a um transístor de amplificação.

Com a ajuda do circuito de regulação mostrado na figura 2 com a corrente-espelho Si e o actuador ST, é ajustada a relação das correntes I, e I2 que correm através dos transístores Ti e T2, sendo as correntes Ij e I2 normalmente do mesmo tamanho. Nos circuitos BICMOS, no entanto, a corrente fr é de modo frequente ajustada também num valor múltiplo da corrente I2, de tal forma que de modo geral é válido:

Ii=ml2.

Os transístores Ti e T2 possuem diferentes superfícies emissoras, correspondendo as superfícies emissoras do transístor T2 a uma multiplicidade de superfícies emissoras do transístor Ti, de tal modo que a relação entre as superfícies emissoras AEi e Ae2 dos transístores Ti e T2 pode ser apresentada com mostrado em seguida:

Ae2—n-Ani.

Devido às relações indicadas anteriormente, as densidades de corrente emissora dos transístores Tj e T2 diferenciam-se em relação ao factor n-m, ou seja a densidade de corrente emissora do transístor Ti é (n.m) vezes tão grande como a densidade de corrente emissora do transístor T2.

No contacto base comum dos transístores Ti e T2 é tomada a tensão sumatória a partir da tensão base-emissor do transístor Ti, bem como da tensão contígua ao ponto nodal entre as resistências Ri e R2. A tensão base-emissor do transístor Ti mencionada em primeiro lugar corresponde à tensão de fluxo de uma junção pn percorrida pela corrente, possuindo por isso um coeficiente de temperatura negativo - como já foi elucidada anteriormente. A tensão em queda na resistência Ri está dependente da diferença entre a tensão base-emissor do transístor Ti e a tensão base-emissor do transístor T2, possuindo um coeficiente de temperatura positivo - como do mesmo modo já foi elucidado 4

anteriormente. A tensão base-emissor do transístor bipolar Ti diminui de modo dependente da temperatura 2mV/K. Por meio da selecção correspondente das resistências R| e R2, bem como do factor n anteriormente indicado, a fonte de tensão de referência de folga de banda mostrada na figura 2 pode ser de tal modo dimensionada, que a tensão diferencial contígua à resistência Ri das tensões de fluxo de ambos os transístores Ti e T2 está sujeita a um coeficiente dc temperatura positivo de +2mV/K, compensador do coeficiente de temperatura negativo. Na resistência Ri, portanto à temperatura ambiente, a tensão cai 2mV/K x 300K = 600mV, de tal modo que no contacto base comum dos transístores Ti e T2, devido à tensão base-emissor típica de cerca de 650mV, a tensão de referência de folga de banda desejada e estável a nível da temperatura se encontra a cerca de 1,25V (=650mV+600mV), sendo de modo contíguo altamente multiplicada por meio do divisor com as resistências Rs e Ré.

Para uma tolerância da tensão de saída Vref justa são críticas em especial as relações de resistência Rs:Ré, Ri:R2, a relação de transformação corrente-espelho If.12 (m:l) e a relação das superfícies emissoras dos transístores Ti e T2 (l:n). Mais adiante 0 circuito mostrado na figura 2 reage de modo bastante sensível aos gradientes de temperatura ubíquos nos circuitos de potência integrados. No caso de relações de superfícies emissoras usuais (por exemplo n=8) e temperaturas ambientes, a diferença das tensões base-emissor de ambos os transístores Tj e T2 perfaz cerca de 50mV. Caso as temperaturas dos transístores Ti e T2 se diferenciem em 1K, então a diferença das tensões base-emissor alterar-se-á em cerca de 2mV, ou seja em cerca de 4%. Por conseguinte, é necessário dispor os transístores Ti e T2 numa disposição de circuito realizada de modo exacto em isotermas da maior fonte de calor do circuito correspondente. Disposições modernas com blocos de circuitos e de disposições que podem ser utilizados de novo proíbem no entanto uma adaptação do circuito à respectiva instalação das fontes de calor disponíveis. Além disso, o número das fontes de calor nos Smart-Power-Ics aumenta de forma estável, de tal modo que 0 decurso das respectivas isotermas destas fontes de calor não podem ser determinadas de modo claro. Mais além, é geralmente necessário um alinhamento individual do circuito, devido à multiplicidade das respectivas características de emparelhamento de componentes críticos da fonte de tensão de referência de folga de banda, 0 que pode acontecer, por 5

aquando da colocação de uma tensão alta exterior na direcção de bloqueio e produzem uma ligação de baixa impedância. Desta forma, aumentam no entanto os recursos técnicos a nível dos circuitos. É desta forma tarefa da invenção indicai um circuito gerador de tensão de referência do género do referido inicialmente, o qual por sua vez é menos sensível em relação a oscilações de temperatura e tolerâncias de elementos.

Esta tarefa é solucionada de acordo com a presente invenção por meio de um circuito gerador de tensão de referência com as características da reivindicação 1. As reivindicações seguintes descrevem respectivamente formas de concretização vantajosas e preferenciais da presente invenção, que por sua vez contribuem para um circuito a ser realizado de um modo o mais simples possível e o mais estável possível a nível da temperatura.

De acordo com a presente invenção, a tensão de referência será produzida mais adiante por meio da adição de uma percentagem de tensão com um coeficiente de temperatura negativo com uma percentagem de tensão com um coeficiente de temperatura positivo. A percentagem sujeita ao coeficiente de temperatura negativo abrange de acordo com a invenção no entanto mais junções pn correspondentes a tensões de fluxo e a percentagem com o coeficiente de temperatura positivo abrange uma vez mais uma tensão diferencial, correspondendo cada tensão contribuinte para a tensão diferencial a uma tensão sumária constituída por várias junções pn correspondentes a tensões de fluxo. Em especial é utilizado como tensão diferencial, a qual apresenta a percentagem da tensão de referência desejada com coeficiente de temperatura positiva, a diferença de duas somas de várias tensões de fluxo com junções pn percorridas por uma densidade de corrente diferente. Neste caso, a fonte de tensão de referência fornece uma tensão de saída, que perfaz um múltiplo da tensão de referência de folga de banda usual. Esta tensão é para a maior parte das aplicações suficientemente alta, de tal modo que, por exemplo, pode ser suprimido um divisor de tensão para a alta multiplicação da tensão de referência. 6 --njuO:

Por meio do respectivo dimensionamento da fonte de tensão de referência de acordo ..· com a invenção, pode conseguir-se que uma oscilação da temperatura em 1W de um dos transístores utilizados somente leve a 1,3% na diferença das tensões sumatórias. E ainda possível dispor os transístores de modo cruzado na disposição da fonte de tensão de referência de acordo com a invenção, de tal modo que os gradientes de temperatura lineares de qualquer direcção não podem faiscar a tensão de saída da fonte de tensão de referência.

De acordo com um exemplo de concretização preferencial são colocados meios de circuito, que por sua vez compensam a ainda restante dependência de temperatura em forma de parábola da tensão de referência produzida, de tal modo que a tensão de referência gasta, em caso ideal, pode ser produzida no interior de uma janela de 0,03% estável a nível da temperatura. A invenção será em seguida elucidada em mais pormenor, auxiliada por exemplos de concretização preferenciais com referência às figuras em anexo.

Fig. 1 mostra um esquema de circuitos simplificado de um exemplo de concretização preferencial da fonte de tensão de referência de acordo com a invenção,

Fig. 2 mostra um esquema de circuitos simplificado de uma fonte de tensão de referência conhecida,

Fig. 3 mostra um exemplo de concretização melhorado da fonte de tensão de referência de acordo com a invenção, e a

Fig. 4 mostra um outro aperfeiçoamento melhorado e efectivamente realizado da fonte de tensão de referência da presente invenção apresentada na figura 3. 7

No circuito simplificado mostrado na figura 1, que corresponde a um exemplo de'' concretização preferencial de uma fonle de tensão de referência de acordo com a presente invenção, é uma vez mais utilizado o princípio conhecido anteriormente descrito, de modo a produzir a tensão de referência por meio da adição de uma percentagem com coeficiente de temperatura negativo e uma percentagem com coeficiente de temperatura positivo, podendo, por meio de um dimensionamento do circuito adequado, ser compensado o coeficiente de temperatura negativo por meio do coeficiente de temperatura positivo. De acordo com o exemplo de concretização representado na figura 1, é no entanto utilizada como percentagem da tensão de referência produzida, que está sujeita a um coeficiente de temperatura positivo, a diferença de duas tensões sumatórias constituída por várias tensões de fluxo de junções pn percorridas com densidades de corrente diferentes. Além disso, a percentagem que está sujeita ao coeficiente de temperatura negativo abrange a soma das tensões de fluxo de várias junções pn. O circuito representado na figura 1 abrange uma vez mais transístores npn T| e T2, cujas superfícies emissoras Aei e Ae2 se encontram em relação l:nl. Os transístores Ti e T2 são accionados com correntes do colector li e I2, que por sua vez são comparadas por meio de um circuito corrente-espelho Si, sendo as intensidades de corrente destas correntes Ij e I2 determinadas por meio dos transístores Ti e T2. As correntes Ij e I2 estão em relação mi=Ii/I2 uma com a outra. Os contactos base dos transístores Ti e T2 estão conectados em circuito de modo separado um do outro no emissor de outros transístores bipolares npn T3 e T4. As superfícies emissoras Ae3 e Ae4 dos transístores T3 e T4 estão em relação 1 :n2 uma com a outra. Os transístores T3 e T4 são percorridos por diferentes correntes Γ3 e Í4, as quais por sua vez podem ser ajustadas por meio das resistências R3 e R4. Os colectores dos transístores T3 e T4, de acordo com a figura 1, estão conectados em circuito num potencial de tensão de alimentação Vcc positivo. Os contactos base dos transístores T3 e T4 estão ligados um ao outro. Além disso, as resistências Ri e R2 estão conectadas aos transístores Ti e T2 em concordância com a fonte de tensão de referência conhecida representada na figura 2. 8 À resistência R3 está acoplado um díodo D e uma junção pn correspondente. A tens3 na resistência R4 corresponde à diferença das tensões basc-cmissor dos transístores Tj e T4. De modo a que a relação das correntes emissoras destes transístores seja estável a nível da temperatura, também a tensão na resistência R3 tem de ser proporcional à temperatura. Isto é conseguido por meio da ajuda do diodo D, uma vez que a tensão na Ri sobe de modo proporcional à temperatura e as tensões de fluxo do transístor bipolar Ti e do díodo D não se diferenciam substancialmente, de tal modo que a tensão na resistência R3 decorre de acordo com o desejado de modo proporcional à temperatura.

Na fonte de tensão de referência representada na figura 1, é tomada a tensão de referência e de saída desejadas no contacto base comum dos transístores bipolares T3 e T4. Esta tensão de saída corresponde à tensão sumatória a partir das tensões base-emissor dos transístores T3 e Ti, bem como à tensão contígua ao ponto nodal entre as resistências Ri e R2. As tensões base-emissor dos transístores T3 e Ti possuem como se sabe um coeficiente de temperatura negativo de cerca de -2mV/K. A tensão existente no ponto nodal entre as resistências Rj e R2 é determinada pelas tensões base-emissor dos transístores T1-T4 e corresponde principalmente à diferença de uma primeira tensão, que por sua vez depende da soma das tensões de fluxo dos transístores Tj e T3 percorridos com uma densidade de corrente elevada, e de uma segunda tensão, que por sua vez depende da soma das tensões de fluxo dos transístores bipolares T2 e T4 percorridos com uma densidade de corrente baixa. Isto significa que a tensão contígua ao ponto nodal entre as resistências R) e R2 depende da diferença entre a soma das tensões base-emissor dos transístores Ij e T3 e da soma das tensões base-emissor dos transístores T2 e T4. Por meio do dimensionamento adequado dos componentes e das correntes conduzidas aos transístores bipolares individuais representados na figura 1 pode ser alcançado 0 facto de a tensão diferencial contígua ao ponto nodal entre as resistências Ri e R2 possuir um coeficiente de temperatura positivo deste género, o qual por sua vez compensa o coeficiente de temperatura negativo das tensões base-emissor dos transístores bipolares T3 e T|. Neste caso o coeficiente de temperatura positivo da tensão diferencial em queda na resistência Ri tem de ser tão elevado como 0 coeficiente de temperatura negativo das tensões base-emissor dos transístores T3 e Tj e por consequência de perfazer cerca de +4mV/K. Por conseguinte, a uma temperatura 9 "*"μ·ι ιι . * ί :¾. .f,-—— ambiente (300K) na Ri tem de ocorrer uma queda de tensão de cerca de 1,2V, de tal / modo que a tensão de saída tomada no contacto base comum dos transístores hipolareslf T3 e T4 perfaz cerca de 2,5V (=1,2V + 2x650mV), 0 que por sua vez é duplamente tão elevado como a fonte de tensão de referência conhecida representada na figura 2, de tal modo que no caso da fonte de tensão de referência representada na figura 1, por princípio, se trata de uma fonte de tensão de referência de folga de banda dupla. A tensão de cerca de 2,5 V contígua à base comum dos transístores T3 e T4 é na maior parte das aplicações suficientemente elevada, de tal modo que por princípio a introdução de um divisor de tensão com resistências R5 e destinado à alta multiplicação da tensão de referência pode ser suprimida. Por conseguinte, no circuito representado na figura 1, o divisor de tensão com as resistências R5 e R$ é somente representado a tracejado.

Evidentemente, o circuito mostrado na figura 1 pode ser modificado de um modo simples nesse sentido, de tal modo que não é apenas formada a diferença a partir de duas tensões sumatórias, mas sendo também formada a diferença a partir de várias tensões sumatórias, por meio da introdução de um número maior correspondente de transístores bipolares, correspondendo cada uma destas tensões sumatórias a uma adição de até três ou mais tensões de fluxo de junções pn percorridas com densidades de corrente diferentes. Deste modo, o circuito mostrado na figura 1 pode ser modificado, de tal modo que no contacto base do transístor T3 é de modo geral tomada uma tensão, que por sua vez corresponde a um múltiplo do afastamento de banda de silício.

Com respeito ao circuito mostrado na figura 1 é de referir que a corrente emissora do transístor bipolar T4 pode ser escolhida muito pequena, uma vez que a corrente de fúga térmica do colector de cada transístor npn, destinado ao substrato maior nas tecnologias bipolares isoladas relativamente à camada de junção, não entra no presente caso na corrente emissora do transístor npn correspondente. No caso de, por exemplo, as correntes emissoras dos transístores bipolares T3 e T4 perfazerem 10 μΑ e 0.5 μΑ (relação 1:20), as relações das superfícies emissoras ni e n2 perfazerem respectivamente 4 e de as correntes de colector fí, I2 dos transístores bipolares Ti, T2 serem de igual

10 tamanho (ou seja mi=l), então a tensão diferencial, elucidada anteriormente, d'às SQtrfes das tensões de fluxo individuais perfaz cerca de 150mV. Um desvio da temperatura de um dos transístores bipolares Ti - T4 de 1K entra apenas a 1,3% nesta tensão diferencial, de tal modo que o circuito de tensão de referência mostrado na figura 1 é menos sensível em relação a oscilações de temperatura e gradientes de temperatura. Além disso, é mais fácil dispor dc modo cruzado os transístores mostrados na figura 1 na disposição do circuito realizado efectivamente, de tal modo que os gradientes de temperatura lineares de qualquer direcção não podem falsear a tensão de saída no contacto base comum dos transístores bipolares T3 e T4.

Por meio de uma escolha hábil dos componentes individuais mostrados na figura 1, a relação de resistência Ri:R.2 pode ser fixada em 4:1. Isto é uma relação que se deixa ajustar especialmente de modo preciso. A corrente-espelho Si pode ser produzida especialmente de modo preciso, caso a relação de corrente Ii:l2 perfaça 1:1, ou seja mi=l.

Como na fonte de tensão de referência conhecida mostrada na figura 2, também no circuito mostrado na figura 1 está acoplado uma vez mais um actuador ST com o terminal de saída da corrente-espelho Si, 0 qual por sua vez é excitado de modo dependente do resultado de comparação da corrente-espelho S1, de modo a possibilitar um reajustamento da tensão de saida Vref no caso de uma carga desigual deste terminal de saída.

Auxiliado pela figura 1 seria elucidado o principio geral que está na origem da presente invenção. No entanto, a figura 3 mostra um exemplo de concretização melhorado da fonte de tensão de referência de acordo com a invenção, sendo os componentes correspondentes a essa equipados com as mesmas referências dessa, prescindindo-se assim de uma descrição repetida destes componentes.

De acordo com a figura 3 é utilizado um outro circuito de corrente-espelho S2, que por sua vez compara as correntes de colector I7 e Is de outros transístores T7 e Tg e excita 0 actuador ST de modo dependente do resultado de comparação. Estes transístores 11 bipolares T3 e T4 formam um estágio de amplificação, de modo a manterem 0 mai baixo possível a tomada dc corrente da fonte de tensão de referência mostrada na figura 3. Na corrente-espelho Si as entradas correspondem às saídas e estão ligadas com os contactos base dos transístores T7 e T8. Um outro transístor bipolar npn T5 é juntamente com um outro circuito de corrente-espelho S3 destinado à compensação dos erros originados por meio da corrente base do transístor T2. Por meio da introdução do transístor bipolar npn Té, mostrado na figura 3, pode ser alcançado 0 facto de as correntes de fdga térmicas dos transístores bipolares Ti e T5 dos seus colectores para 0 substracto se equilibrarem em relação às correntes de fuga térmicas dos transístores bipolares T2 e Té, caso a relação de transformação da corrente-espelho Si perfazer 1:1. O transístor bipolar T5 possui uma superfície emissora correspondente à superfície emissora do transístor bipolar T2, enquanto que 0 transístor bipolar Te possui uma superfície emissora correspondente à superfície emissora do transístor bipolar T|, ou seja a superfície emissora do transístor bipolar T5 é nj vezes tão grande como a superfície emissora do transístor bipolar Te. À resistência R3 está acoplada uma disposição de circuito, a qual para além do díodo D já apresentado na figura 1 de acordo com a figura 3 possui resistências R7 - R9 conectadas, bem como um outro transístor bipolar T9. Esta disposição do circuito funciona do seguinte modo. A temperaturas baixas, a condução de corrente por meio da resistência R3 é mínima e as tensões de fluxo de junções pn completas são tão altas que substancialmente as resistências R7 e R« determinam o comportamento desta disposição de circuito. A temperaturas médias domina o trilho condutor por meio do díodo D e da resistência R9, sendo neste caso a resistência do esquema equivalente desta disposição de circuito mais pequena devido ao circuito em paralelo de R8 e R7 a R9 e dividida para menos a tensão de díodo no factor (Rg+R7) / (R7+R8+R9). A temperaturas altas domina no entanto o trilho condutor por meio do transístor T9, possuindo o esquema equivalente uma tensão de fluxo de díodo sem resistência em série posta fora no factor (R7+Rg)/R7. Por conseguinte, no colector do transístor bipolar T9 resulta uma passagem de temperatura linear por agrupamento, que decorre de modo aproximativo de acordo com uma função de parábola, de tal modo que aquando do dimensionamento correcto desta disposição de circuito, pode ser compensada a dependência de temperatura da tensão de 12 referência em forma de parábola ainda residual apesar da estabilização da temperatu como resultado da formação de tensão diferencial. A tensão de referência produzida pode assim ser produzida em caso ideal dentro de uma janela de 0,03% de modo estável a nível da temperatura. Por fim, na figura 3 está conectado em circuito um divisor de tensão com resistências R5 e Rô, no contacto base comum dos transístores T3 e T4, de modo a multiplicar altamente a tensão de base destes transístores e a obter a tensão de referência Vref desejada. A figura 4 mostra um exemplo de uma fonte de tensão de referência de folga de banda dupla realizada num chip de teste, de acordo com a presente invenção. Nessa, uma vez mais aqueles componentes, que correspondem aos componentes mostrados na figura 3, são equipados com as mesmas referências e não são de novo elucidados.

De acordo com a figura 4, dois transístores de efeito de campo MOS de canal p Mj e M2 formam a corrente-espelho Si mostrada na figura 3, sendo colocado o contacto de saída comum destes transístores Mi e M2 na conexão emissora comum dos transístores T7 e Te. A corrente-espelho S3 mostrada na figura 3 abrange os transístores de efeito de campo MOS de canal p M3 - Mô, bem como os transístores de efeito de campo MOS de canal η M7 - Mio. O circuito de corrente-espelho S2 é no entanto realizado por meio de um transístor bipolar pnp Tn. De acordo com a figura 4, 0 potencial de referência da corrente-espelho Si e S3 corresponde ao potencial de entrada do actuador ST, 0 qual é realizado por meio de um transístor de comando Mn. Além disso, 0 potencial de referência da corrente-espelho S2 está ligado ao potencial de referência do transístor de comando Μπ· O contexto anteriormente descrito dos potenciais de referência não é porém forçosamente necessário. A resistência Rio mostrada adicionalmente na figura 4 é destinada à compensação da corrente de fuga térmica da resistência R4. Os componentes T12, T13, Ci - C3 e Ru são destinados à estabilização do circuito.

Por fim, o díodo D mostrado na figura 3 é realizado por meio da junção pn de um outro transístor bipolar T10, cuja distância do colector base é curto-circuitada. Caso contrário 13 o modo de função da fonte de tensão de referência mostrada na figura 4 corresponde aoS| circuitos mostrados nas figuras 1 e 3.

Lisboa, 3 j Qjjj 2001

Dra. Maria Silvina Ferreira

Agente Oficial de Pr ::r'ed'/!e Industriei R. Castilho, 50 - 5? - i2oD - 33 LISBOA Telefs. 213 Ô513Õ9 - 2138150 50

Claims (2)

1 “VjLAbtr REIVINDICA ÇÕES Circuito gerador de tensão de referência, com primeiros meios de circuito (Ti, T3) destinados à produção de uma primeira tensão, que por sua vez está sujeita a um coeficiente de temperatura negativo, e com segundos meios de circuito (Ti -T4, Ri - R4) destinados à produção de uma tensão diferencial de uma segunda tensão e de uma terceira tensão, sendo a segunda tensão e a terceira tensão respectivamente desviadas de junções pn correspondentes a tensões de fluxo e possuindo a tensão diferencial um coeficiente de temperatura positivo, sendo a tensão de referência (Vref) possível de ser tomada como soma da primeira tensão do primeiro meio de circuito (Ti, T3) e da tensão referencial dos segundos meios de circuito (T| - T4, Rt - R4), caracterizado pelo facto de os primeiros meios de circuito (Τι, T3) serem de tal modo constituídos e montados, que desviam a primeira tensão de uma tensão sumatória de pelo menos duas junções pn correspondentes a tensões de fluxo, e de os segundos meios de circuito (Tι - T4, Ri - R4) serem de tal modo constituídos e montados, que desviam a segunda tensão e a terceira tensão de uma primeira e de uma segunda tensão sumatória de respectivamente pelo menos duas junções pn correspondentes a tensões de fluxo, produzindo por conseguinte a tensão diferencial. Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo facto de os segundos meios do circuito (T1 - T4, Ri - ILj) serem de tal modo constituídos e montados, que a segunda tensão e a terceira tensão são desviadas de uma primeira tensão sumatória e de uma segunda tensão sumatória de respectivamente pelo menos duas tensões de fluxo de junções pn correspondentes percorridas com densidades de corrente diferentes. Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 1 ou 2, caracterizado pelo facto de os segundos meios de circuito abrangerem o primeiro, segundo, terceiro e quarto transístores bipolares (T1 - T4), os quais são por sua vez percorridos com uma primeira, segunda, terceira e quarta densidade de corrente, sendo de tal modo conectados que a segunda tensão é desviada da tensão sumatória das tensões de fluxo do primeiro e terceiro transístor bipolor

2 (Τι, T3) e a terceira tensão desviada da tensão sumatória das tensões de fluxo d^> segundo e quarto transístor bipolar (T2, T4), sendo o primeiro e 0 terceiro transístor bipolar (Τι, T3) percorrido com uma densidade de corrente mais elevada que a do segundo e quarto transístor bipolar (T2, T4), e de o primeiro e terceiro transístor bipolar (Ti, T3) ser ao mesmo tempo componente do primeiro meio de circuito, de tal modo que a primeira tensão é desviada da tensão sumatória das tensões de fluxo do primeiro e terceiro transístor bipolar (T|, T3).

Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo facto de a superfície emissora do segundo transístor bipolar (T2) corresponder a um múltiplo da superfície emissora do primeiro transístor bipolar (T|) e de a superfície emissora do quarto transístor bipolar (T4) corresponder a um múltiplo da superfície emissora do terceiro transístor bipolar (T3).

Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 3 ou 4, caracterizado pelo facto de ao colector do primeiro transístor bipolar (Ti) ser conduzida uma primeira corrente, ao colector do segundo transístor bipolar (T2) ser conduzida uma segunda corrente, ao colector do terceiro transístor bipolar (T3) ser conduzida uma terceira corrente e de ao colector do quarto transístor bipolar (T4) ser conduzida uma quarta corrente, de a base do primeiro transístor bipolar (T|) estar ligada ao emissor do terceiro transístor bipolar (T3) e de o emissor do primeiro transístor bipolar (Ti) estar ligado por meio de uma primeira resistência (Ri) com uma conexão de tensão de alimentação negativa, bem como por meio de uma segunda resistência (R2) com o emissor do segundo transístor bipolar (T2), de a base do segundo transístor bipolar (T2) estar ligado com o emissor do quarto transístor bipolar (T4), estando o ponto nodal entre a base do primeiro transístor bipolar (Ti) e 0 emissor do terceiro transístor bipolar (T3) ligado por meio de uma terceira resistência (R3) à conexão de tensão de alimentação negativa, bem como por meio de uma quarta resistência (R4) ao ponto nodal entre a base do segundo transístor bipolar (T2) e o emissor do quarto transístor bipolar (T4), e de a base do terceiro transístor bipolar (T3) estar ligada à base do quarto transístor bipolar (T4), de tal modo que a tensão sumatória das 3

tensões base-emissor do terceiro transístor bipolar (T5) e do primeiro transíst bipolar (Ti) corresponde à primeira corrente e a corrente em queda na primeira resistência (Ri) corresponde à tensão de referência, podendo ser tomada a tensão de referência (Vref) na base do terceiro transístor bipolar (T3). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo facto de a superfície emissora do segundo transístor bipolar (T2) ser cerca de quatro vezes tão grande como a superfície emissora do primeiro transístor bipolar (Ti) e de a superfície emissora do quarto transístor bipolar (T4) ser cerca de quatro vezes tão grande como a superfície emissora do terceiro transístor bipolar (T3), de a primeira corrente conduzida ao primeiro transístor bipolar (T1) ser exactamente tão grande como a segunda corrente conduzida ao segundo transístor bipolar (T2), e de a primeira resistência (Rt) ser cerca de quatro vezes tão grande como a segunda resistência (R2). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 5 ou 6, caracterizado pelo facto de a terceira e a quarta corrente conduzida ao terceiro e ao quarto transístor bipolar (T3, T4), bem como a terceira e a quarta resistência (R3, R4) serem de tal modo dimensionadas, que a corrente emissora do quarto transístor bipolar (T4) é visivelmente mais pequena do que a corrente emissora do terceiro transístor bipolar (T3). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com uma das reivindicações de 5 a 7, caracterizado por de um circuito corrente-espelho (S|), o qual por um lado está conectado em circuito a uma conexão de alimentação de tensão positiva e por outro lado fornece a primeira corrente conduzida ao primeiro transístor bipolar (Ti) e a segunda corrente conduzida ao segundo transístor bipolar (T2). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo facto de um quinto transístor bipolar (T5) estar conectado entre 0 circuito corrente-espelho (Si) e 0 colector do primeiro transístor bipolar (T(), e de um outro circuito corrente-espelho (S3) estar conectado entre a base do 4 “VJLÂ quinto transístor bipolar (T5) e do ponto nodal entre a base do segundo transíst bipotar (T2) e 0 emissor do quarto transístor bipolar (T4). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo facto de entre o circuito corrente-espelho (Si) e 0 colector do segundo transístor bipolar (T2) estar ligado um sexto transístor bipolar (T6) com percusro-colector-base curto-circuitado. Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo facto de a superfície emissora do sexto transístor bipolar (Tô) corresponder de alguma forma à superfície emissora do primeiro transístor bipolar (Ti) e de a superfície emissora do quinto transístor bipolar (T5) corresponder de certa forma à superfície emissora do segundo transístor bipolar (T2), sendo de 1:1 a relação de transformação do circuito corrente-espelho (Si). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com uma das reivindicações de 5 a 11, caracterizado pelo facto de estar previsto um outro circuito corrente-espelho (S2), 0 qual está conectado em circuito a um circuito de alimentação de tensão positivo (VCo) e fornece a terceira corrente conduzida ao terceiro transístor bipolar (T3) e a quarta corrente conduzida ao quarto transístor bipolar (T4), e de entre o outro circuito corrente-espelho (S2) e os colectores do terceiro e do quarto transístor bipolar (T3, T4) estar ligado um circuito de amplificação (T7, T8). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com uma das reivindicações anteriores, caracterizado por terceiros elementos de circuito (D, T9, R7 - R9) destinados à compensação de uma dependência de temperatura em forma de parábola da tensão de referência (Vref) produzida a partir dos segundos meios de circuito (T3, R3). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 13 e uma das reivindicações de 5 a 12, caracterizado pelo facto de os terceiros meios de 5 circuito (D, T9, R7 - R9) abrangerem um díodo (D) ligado entre a terceirsf resistência (R3) e 0 circuito dc tensão de alimentação negativo. Circuito gerador de tensão de referência de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo facto de os terceiros meios de circuito abrangerem um circuito em paralelo ligado entre a terceira resistência (R3) e 0 circuito de tensão de alimentação negativo, constituído por um circuito em série de uma resistência (R9) com 0 díodo (D) e por um circuito em série de duas outras resistências (R7, R8), estando conectado em circuito um outro transístor bipolar (T9) com 0 seu caminho de corrente principal, de modo paralelo às outras duas resistências (R7, Rg) e com a sua base no ponto nodal entre as outras duas resistências (R7, Rg). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com uma das reivindicações anteriores, caracterizado pelo facto de os primeiros meios de circuito abrangerem meios de amplificação (R5, Ré) destinados à amplificação da tensão de referência (Vref). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com uma das reivindicações de 5 a 12 e com a reivindicação 16, caracterizado pelo facto de os meios de amplificação abrangerem um divisor de tensão (R5, Ré) tomado na base do terceiro transístor bipolar (T3). Circuito gerador de tensão de referência de acordo com uma das reivindicações anteriores, caracterizado pelo facto de os primeiros e segundos meios de circuito (Τι - T4, Ri - R4) serem de tal modo constituídos, que a tensão de referência (Vref) produzida como soma da primeira tensão dos primeiros meios de circuito (T3, Tj) e da tensão de diferença dos segundos meios de circuito (Ti - T) perfaz cerca de 2,5 V. Circuito gerador de tensão de referência de acordo com uma das reivindicações anteriores, caracterizado pelo facto de estarem previstos meios de regulamento (ST, Mn), destinados a manter constante a tensão de referência (Vref) emitida a 6 \jJ partir do circuito gerador de tensão de referência num terminal de saídáf aquando de uma carga desigual do circuito de tensão de saída. Lisboa, 3 1 OUT. zuui Dra. Maria Silvina Ferreirâ Agente Oficial da Pí ::\'' hi: Industrial R. Castilho, 50 - il - LoJ - »5 USBOA Telefs. 215851303 - 213815050