DE102021134256A1

DE102021134256A1 - Start-up-Schaltung

Info

Publication number: DE102021134256A1
Application number: DE102021134256.2A
Authority: DE
Inventors: Stefan Marinca; Alina-Teodora Cirlescu; Marius-Georghe Neag
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2021-12-22
Filing date: 2021-12-22
Publication date: 2023-06-22

Abstract

Eine Schaltungsanordnung mit einer Start-up-Schaltung und einer Hauptschaltung wird hier beschrieben. Gemäß einer Ausführungsform enthält die Schaltungsanordnung eine Hauptschaltung und eine Start-up-Schaltung, die erforderlich ist, um die Hauptschaltung während einer Start-up-Phase zu aktivieren. Die Hauptschaltung ist zwischen einen ersten Versorgungsknoten und einen zweiten Versorgungsknoten gekoppelt, und die Hauptschaltung ist dazu ausgebildet, eine Spannung an einem ersten Schaltungsknoten während des Betriebs nach der Start-up-Phase, in der eine an den ersten Versorgungsknoten angelegte Versorgungsspannung von null auf einen gewünschten Spannungswert ansteigt, zu steuern. Die Start-up-Schaltung ist ebenfalls zwischen den ersten Versorgungsknoten und den zweiten Versorgungsknoten gekoppelt. Sie ist außerdem mit dem ersten Schaltungsknoten der Hauptschaltung verbunden. Die Start-up-Schaltung enthält einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator. In der Start-up-Schaltung ist der erste Schaltungsknoten über den ersten Kondensator mit dem ersten Versorgungsknoten und über den zweiten Kondensator mit dem zweiten Versorgungsknoten gekoppelt, so dass die Start-up-Schaltung die Spannung am ersten Knoten während der Start-up-Phase nach oben zieht.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Offenbarung betrifft das Gebiet der Schaltungsentwicklung und insbesondere eine Start-up-Schaltung, die in Verbindung mit einer Spannungs-/Stromreferenz, einer Bias-Schaltung („biasing circuit“) oder dergleichen verwendet werden kann.
HINTERGRUND
Es gibt verschiedene Arten von Schaltungen (im Folgenden als „Hauptschaltungen“ bezeichnet), die sogenannte Start-up-Schaltungen benötigen. Solche Start-up-Schaltungen haben den Zweck, die Hauptschaltungen in einen normalen Betriebszustand zu bringen, wenn die Spannungsversorgung aktiviert wird und die Versorgungsspannung von null auf ihren Nennwert ansteigt. Start-up-Schaltungen können für Hauptschaltungen erforderlich sein, die zusätzlich zu dem Zustand des Normalbetriebs einen unerwünschten stabilen Zustand aufweisen und diesen zusätzlichen stabilen Zustand ohne Start-up-Schaltung beibehalten, wenn die Leistungsversorgung aktiviert wird. Dieser zusätzliche Zustand ist unerwünscht, da alle Ausgangsspannungen oder -ströme in diesem Zustand gleich null sind. Beispiele für Hauptschaltungen, die eine Start-up-Schaltung benötigen, sind unter anderem Spannungs- und Stromreferenzen wie Bandgap-Referenzen, Bias-Schaltungen oder dergleichen.
Im Allgemeinen ist eine Start-up-Schaltung mit der jeweiligen Hauptschaltung verbunden, und wenn die Versorgungsspannung von null auf den gewünschten Nennwert ansteigt, liefert die Start-up-Schaltung eine bestimmte Spannung und/oder einen bestimmten Strom an einen bestimmten Schaltungsknoten der Hauptschaltung, um zu bewirken, dass die Hauptschaltung den genannten zusätzlichen Zustand verlässt und in ihren normalen Betriebszustand übergeht. Sobald die Hauptschaltung den normalen Betriebszustand erreicht hat, wird die Start-up-Schaltung üblicherweise deaktiviert, so dass die Start-up-Schaltung nicht länger Strom aus der Versorgungsleitung zieht und den Betrieb der Hauptschaltung nicht stört. Das Deaktivieren der Start-up-Schaltung kann zusätzliche Schaltkreise und Fläche auf dem Siliziumchip, in den die Schaltkreise integriert sind, erfordern.
Bei sehr einfachen Ansätzen werden Spannungsteiler basierend auf Ketten von Widerständen und/oder Dioden eingesetzt, um aus der Versorgungsspannung eine Start-up-Spannung zu erzeugen, mit der Folge, dass solche Schaltungen während der Start-up-Phase und, wenn sie, nachdem die Hauptschaltung den Normalbetrieb erreicht hat, nicht abgeschaltet werden, auch während des gesamten Betriebs der Hauptschaltung elektrische Leistung verbrauchen, was bei vielen Anwendungen unerwünscht ist. Insbesondere wenn die Hauptschaltung mit vergleichsweise hohen Versorgungsspannungen betrieben wird, können der durch die Start-up-Schaltung (während der Start-up-Phase) aufgenommene Strom und der zusätzliche Leistungsverbrauch einer nicht deaktivierten Start-up-Schaltung erheblich sein. Daher bringen herkömmliche Lösungen einen Kompromiss zwischen dem Verringern des durch die Start-up-Schaltung aus der Versorgungsleitung entnommenen Spitzenstroms und der erforderlichen Chipfläche mit sich.
Die Erfinder haben eine Notwendigkeit erkannt, die bestehenden Konzepte für Start-up-Schaltungen dahingehend zu verbessern, dass dieser Kompromiss gemildert wird.
ÜBERBLICK
Das erwähnte Ziel wird durch die Schaltung von Anspruch 1 erreicht. Verschiedene Ausführungsformen und Weiterentwicklungen werden durch die abhängigen Ansprüche abgedeckt.
Gemäß einer Ausführungsform enthält die Schaltung eine Hauptschaltung und eine Start-up-Schaltung, die erforderlich ist, um die Hauptschaltung während einer Start-up-Phase zu aktivieren. Die Hauptschaltung ist zwischen einen ersten Versorgungsknoten und einen zweiten Versorgungsknoten gekoppelt, und die Hauptschaltung ist dazu ausgebildet, eine Spannung an einem ersten Schaltungsknoten während des Betriebs nach der Start-up-Phase, in der eine an den ersten Versorgungsknoten angelegte Versorgungsspannung von null auf einen gewünschten Spannungswert ansteigt, zu steuern. Die Start-up-Schaltung ist ebenfalls zwischen den ersten Versorgungsknoten und den zweiten Versorgungsknoten gekoppelt. Sie ist außerdem mit dem ersten Schaltungsknoten der Hauptschaltung verbunden. Die Start-up-Schaltung enthält einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator. In der Start-up-Schaltung ist der erste Schaltungsknoten über den ersten Kondensator mit dem ersten Versorgungsknoten und über den zweiten Kondensator mit dem zweiten Versorgungsknoten gekoppelt, so dass die Start-up-Schaltung die Spannung am ersten Knoten während der Start-up-Phase nach oben zieht.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist die Hauptschaltung dazu ausgebildet, eine Spannung am ersten Schaltungsknoten während des Betriebs nach einer Start-up-Phase, während der eine an den ersten Versorgungsknoten angelegte Versorgungsspannung von null auf einen gewünschten Spannungswert ansteigt, zu steuern. Die Start-up-Schaltung ist mit dem ersten Schaltungsknoten gekoppelt und dazu ausgebildet, den Spannungspegel am ersten Schaltungsknoten während der Start-up-Phase hochzuziehen. Die Start-up-Schaltung enthält nur passive elektronische Komponenten. Der erste Schaltungsknoten der Hauptschaltung hat zu Beginn der Start-up-Phase eine hohe erste äquivalente Impedanz in Bezug auf einen der Versorgungsknoten und während des Betriebs nach der Start-up-Phase eine niedrige äquivalente Impedanz.
Figurenliste
Die unten beschriebenen Ausführungsformen lassen sich unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen und Beschreibungen besser verstehen. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu; stattdessen wird der Schwerpunkt auf das Veranschaulichen der den Ausführungsformen zugrunde liegenden Prinzipien gelegt. Darüber hinaus bezeichnen in den Figuren gleiche Bezugsnummern entsprechende Teile. Zu den Zeichnungen:

1 zeigt eine vereinfachte Schaltungsanordnung mit einer Spannungsreferenzschaltung als Hauptschaltung und einer damit verbundenen Start-up-Schaltung gemäß einer ersten Ausführungsform.
2 ist ein Zeitdiagramm, das die Versorgungsspannung und die Ausgangsspannung der Start-up-Schaltung während der Start-up-Phase zeigt.
3 zeigt eine beispielhafte Implementierung der Schaltung von 1, die eine Bandgap-Referenz vom Brokaw-Typ enthält.
4 ist eine Ersatzschaltung, die die äquivalente Impedanz der Hauptschaltung während der Start-up-Phase veranschaulicht.
5 zeigt eine beispielhafte Modifikation der Bandgap-Referenz von 3.
6 zeigt eine weitere beispielhafte Implementierung der Schaltung von 1, die eine Stromreferenz vom Erdi-Typ enthält.
7 zeigt ein weiteres Beispiel, bei dem die Hauptschaltung im Wesentlichen eine Schaltung ist, die komplementär zu der Hauptschaltung von 6 ist (mit einigen Modifikationen).
8 zweigt eine Modifikation des Beispiels von 7.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 zeigt eine vereinfachte Schaltungsanordnung mit einer Referenzschaltung 10 (in 1 mit „V_REF-Generator“ bezeichnet) als Hauptschaltung und einer damit verbundenen Start-up-Schaltung 20 gemäß einer ersten Ausführungsform. Bei dem abgebildeten Beispiel liefert die Referenzschaltung als Ausgangssignal die Referenzspannung V_REF. Es versteht sich, dass die Referenzschaltung bei anderen Ausführungsformen auch einen Referenzstrom i_REF als Ausgangssignal bereitstellen kann.
Wie in 1 gezeigt, ist die Referenzschaltung 10 zwischen einem ersten Versorgungsknoten V_DD und einem zweiten Versorgungsknoten GND angeschlossen. Der zweite Versorgungsknoten kann ein Masseknoten sein, der auf Massepotential V_GND (das als 0 Volt definiert werden kann) liegt. Der erste Versorgungsknoten V_DD ist mit einer Versorgungsleitung verbunden, die die Versorgungsspannung V_DD liefert. Es versteht sich, dass die Versorgungsspannung V_DD anfänglich 0 Volt beträgt (bevor die Leistungsversorgung aktiviert wird) und auf die Aktivierung der Leistungsversorgung hin auf die gewünschte Nenn-Versorgungsspannung V_DD,nom ansteigt (z. B. V_DD = V_DD,nom = 12 V während des Normalbetriebs).
Bei dem Beispiel von 1 ist die Start-up-Schaltung 20 ebenfalls zwischen dem ersten Versorgungsknoten V_DD und dem Masseknoten GND angeschlossen und erhält daher dieselbe Versorgungsspannung V_DD wie die Hauptschaltung 10. Außerdem besitzt die Start-up-Schaltung einen Ausgangsknoten, der mit einem internen Schaltungsknoten N der Hauptschaltung verbunden ist. Während einer Start-up-Phase der Schaltungsanordnung liefert die Start-up-Schaltung die Ausgangsspannung V_START und steuert (stellt) den Spannungspegel an dem Schaltungsknoten N (ein).
Wie in 1 gezeigt, enthält die Start-up-Schaltung einen ersten Kondensator C₁ und einen zweiten Kondensator C₂. Der Ausgang der Start-up-Schaltung (der mit dem Schaltungsknoten N der Hauptschaltung verbunden ist) ist über den ersten Kondensator C₁ mit dem ersten Versorgungsknoten V_DD und über den zweiten Kondensator C₂ mit dem zweiten Versorgungsknoten GND gekoppelt. Infolgedessen zieht die Start-up-Schaltung während der Start-up-Phase die Spannung V_START am ersten Knoten N nach oben. Im Wesentlichen bilden die Kondensatoren C₁ und C₂ einen (rein) kapazitiven Spannungsteiler, der zwischen die Versorgungsknoten V_DD und GND gekoppelt ist. Bei dem Beispiel von 1 ist ein Widerstand R in Reihe mit dem kapazitiven Spannungsteiler geschaltet. Der Zweck des Widerstands R besteht im Wesentlichen in der Strombegrenzung während der Start-up-Phase. Ohne den Widerstand R würde die Versorgungsleitung zum Zeitpunkt t0 praktisch gegen Masse kurzgeschlossen werden. Es versteht sich, dass der Widerstand R weggelassen werden kann, wenn die Strombegrenzung anderweitig gewährleistet ist (z. B. durch die Leistungsversorgung selbst). Weiterhin kann der Widerstand R auch zwischen den beiden Kondensatoren Ci, C₂ oder zwischen dem Kondensator C₂ und dem Masseknoten GND angeschlossen sein. Im stationären Zustand hat der Widerstand R keine Auswirkungen, da der durch den kapazitiven Spannungsteiler und den Widerstand R fließende Strom im stationären Zustand null ist.
2 ist ein Zeitdiagramm, das eine beispielhafte Signalwellenform der Versorgungsspannung V_DD und der entsprechenden Ausgangsspannung V_START der Start-up-Schaltung zeigt. Für die vorliegende Erörterung wird angenommen, dass die Leistungsversorgung zum Zeitpunkt t₀ aktiviert wird. Dementsprechend beginnt die Versorgungsspannung V_DD von null Volt zum Zeitpunkt t₀ zu steigen, bis sie zum Zeitpunkt t₁ ihren Nennwert V_DD,nom erreicht. Zur selben Zeit beginnt auch die Ausgangsspannung V_START der Start-up-Schaltung von null Volt aus zu steigen, wodurch die Spannung V_START zum Zeitpunkt t_STARTUP einen Spannungspegel erreicht, der hoch genug ist, um die Hauptschaltung dazu zu veranlassen, den unerwünschten zusätzlichen stabilen Zustand zu verlassen und in den gewünschten normalen Betriebszustand überzugehen, wobei an diesem Punkt die Hauptschaltung die Steuerung der Spannung an dem Schaltungsknoten übernimmt und die Spannung V_START auf einen Wert setzt, der von den Eigenschaften der Hauptschaltung (und nicht von der Start-up-Schaltung) abhängt.
3 zeigt ein Implementierungsbeispiel der Schaltung von 1. Die Hauptschaltung 10 von 3 ist eine Bandgap-Referenz vom Brokaw-Typ (benannt nach Paul Brokaw, der die Schaltung 1974 erstmals veröffentlichte). Die Start-up-Schaltung 20 ist dieselbe wie in 1.
Gemäß 3 enthält die Bandgap-Referenz 10 ein Paar Bipolar-Transistoren („bipolar junction transistors“; BJTs) Q₁ und Q₂, deren Basen an den Schaltungsknoten N angeschlossen sind. Der Emitter von BJT Q₁ ist über den Widerstand R₃ mit dem Masseknoten GND verbunden, während der Emitter von BJT Q₂ über den Widerstand R₂ und den Widerstand R₃ mit dem Masseknoten GND verbunden ist (d. h. der Widerstand R₂ ist zwischen den Emittern der BJTs Q₁ und Q₂ angeschlossen, während der Emitter von Q₁ über den Widerstand R₃ mit Masse GND verbunden ist). Die BJTs Q₁ und Q₂ haben unterschiedliche Emitterflächen A₁ bzw. A₂, wobei die Emitterfläche von BJT Q₂ größer ist (z. B. A₂/A₁ = 8).
Die Kollektoren der BJTs Q₁ und Q₂ sind mit einem Stromspiegel gekoppelt, der aus Transistoren M₁ und M₂ besteht, die bei dem vorliegenden Beispiel p-Kanal-MOS-Transistoren sind. Die Source-Elektroden der Transistoren M₁ und M₂ sind mit dem ersten Versorgungsknoten V_DD verbunden, und die Gate-Elektroden der beiden Transistoren M₁ und M₂ sind mit der Drain-Elektrode von Transistor M₁ verbunden. Die Drain-Elektrode von Transistor M₁ ist mit dem Kollektor von BJT Q₁ verbunden, und die Drain-Elektrode von Transistor M₂ ist mit dem Kollektor von BJT Q₂ verbunden. Der Drain-Source-Strompfad von Transistor M₁ kann als Eingangsstrompfad des Stromspiegels betrachtet werden und der Drain-Source-Strompfad von Transistor M₂ kann als Ausgangsstrompfad des Stromspiegels betrachtet werden. Dementsprechend stellt der Stromspiegel sicher, dass die Kollektorströme der BJTs Q₁ und Q₂ im Wesentlichen gleich sind.
Unter der Annahme gleicher Kollektorströme für die BJTs Q₁ und Q₂ lässt sich leicht ableiten, dass die Spannung V₃ = V₃(T) über dem Widerstand R₃ näherungsweise $V_{3} = 2 \cdot (R_{3} / R_{2}) \cdot (k \cdot T / q) \cdot l n (J_{1} / J_{2}),$
ist, wobei k die Boltzmann-Konstante bezeichnet, T die absolute Temperatur in Kelvin, q die Elementarladung und J₁/J₂ das Verhältnis der Stromdichten in den Transistoren Q₁ und Q₂ (ln bezeichnet den natürlichen Logarithmus). Das Verhältnis J₁/J₂ hängt vom Verhältnis der Emitterflächen A₂/A₁ ab und ist für eine gegebene Schaltung im Wesentlichen konstant. Dementsprechend hat die Spannung V₃ einen positiven Temperaturkoeffizienten. Daher kann die Spannung V₃ verwendet werden, um den negativen Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Spannung V_BE,Q1 des BJT Q₁ zu kompensieren (siehe Paul Brokaw, „A Simple Three-Terminal IC Bandgap Reference“, in: IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, No. 6, Dec. 1974).
Dementsprechend ist die Spannung am Schaltungsknoten N gleich V₃ + V_BE,Q1, wobei V_BE,Q1 die Basis-Emitter-Spannung von BJT Q₁ bezeichnet. Diese Spannung V₃ + V_BE,Q1 kann im Wesentlichen temperaturunabhängig gemacht werden, indem das Verhältnis R₃/R₂ geeignet eingestellt wird. Eine skalierte Nachbildung der Spannung V₃ + V_BE,Q1 wird als Ausgangsspannung V_OUT bereitgestellt (wobei V_OUT ≈ (1+ R₄/R₅)·(V₃ + V_BE,Q1)). Die Basisströme für die BJTs werden über einen weiteren Transistor M₄ bereitgestellt, dessen Source mit dem Versorgungsknoten V_DD verbunden ist und dessen Drain über die Widerstände R₄ und R₅ mit dem Masseknoten GND verbunden ist, wobei der gemeinsame Schaltungsknoten zwischen den Widerständen R₄ und R₅ mit den Basen der BJTs Q₁ und Q₂ verbunden ist. Das Gate von Transistor M₄ ist mit dem Kollektor von BJT Q₂ verbunden. Der Spannungsabfall über den Widerständen R₄ und R₅ ist die Ausgangsspannung V_OUT.
Das Verhalten der Schaltung während der Start-up-Phase wird nun näher erörtert. Um zu untersuchen, wie die Hauptschaltung reagiert, wenn - ausgehend von einem Aus-Zustand (d. h. wenn alle Transistoren ausgeschaltet sind und alle Ströme null sind) - die Versorgungsspannung V_DD angelegt wird, wird angenommen, dass die Start-up-Schaltung 20 nicht mit der Bandgap-Referenz 10 verbunden ist. In diesem Fall startet die Bandgap-Referenz 10 möglicherweise nicht ordnungsgemäß, weil die BJTs Q₁ und Q₂ nicht unbedingt einschalten, obwohl die Versorgungsspannung V_DD ordnungsgemäß an die Versorgungsknoten V_DD und GND angelegt ist. Die Basen der BJTs Q₁ und Q₂ liegen anfangs (d. h. bevor die Versorgung aktiviert wird) auf Massepotential V_GND (V_GND = 0 V), weil der Widerstand R₅ als Pull-Down-Widerstand wirkt. Solange die BJTs Q₁ und Q₂ aus sind, fließt kein Strom durch den Stromspiegel (die Transistoren M₁ und M₂), und folglich bleibt das Gate von Transistor M₄ nahe der Versorgungsspannung V_DD. Daher schaltet sich der Transistor M₄ auch dann nicht ein, wenn die Versorgungsspannung V_DD ihren Nennwert V_DD,nom erreicht hat. Solange der Transistor M₄ aus bleibt, werden die Basen der BJTs Q₁ und Q₂ durch den Widerstand R₅ auf das Massepotential V_GND nach unten gezogen. So kann die Schaltung auch bei Vorhandensein einer ausreichenden Versorgungsspannung auf unbestimmte Zeit im AUS-Zustand bleiben.
Wenn die Start-up-Schaltung 20 mit dem Schaltungsknoten N (d. h. mit den Basen der BJTs Q₁ und Q₂) verbunden ist, tritt das oben beschriebene Problem nicht auf. Sobald die Versorgungsspannung V_DD zu steigen beginnt (vgl. 2, Zeitpunkt t₀), werden die Kondensatoren C₁ und C₂ (über den Widerstand R) geladen und die Spannung V_START am Mittelabgriff zwischen den beiden Kondensatoren C₁ und C₂ steigt entsprechend. Wenn die Start-up-Schaltung 20 mit dem Schaltungsknoten N verbunden wird, wird die Spannung V_START an die Basen der BJTs Q₁ und Q₂ angelegt und bewirkt, dass die BJTs Q₁ und Q₂ leitend werden und in ihrem normalen aktiven Bereich arbeiten. Infolgedessen bewirkt dies, dass ein Spannungsabfall über den Widerständen R₂ und R₃ auftritt, wie bereits oben erläutert. Der resultierende Kollektorstrom fließt durch die Stromspiegel (die Transistoren M₁ und M₂), was bewirkt, dass auch der Transistor M₄ zum Leiter wird, der dann in der Lage ist, den Basisstrom (über den Widerstand R₄) für die BJTs zu liefern und die Basisspannung in einem stationären Zustand zu halten. In dieser Situation könnte die Start-up-Schaltung 20 - theoretisch - von der Hauptschaltung 10 getrennt werden, ohne den Betrieb der Hauptschaltung 10 zu beeinträchtigen. Dies ist jedoch nicht notwendig, da in einem stationären Zustand kein Strom durch die Start-up-Schaltung 20 fließt.
Wie erwähnt, steuert die Start-up-Schaltung 20 während der Start-up-Phase die Spannung an dem Schaltungsknoten N, indem sie die Ausgangsspannung V_START des kapazitiven Spannungsteilers an den Schaltungsknoten N anlegt. Nach der Start-up-Phase steuert die Hauptschaltung 10 die Spannung an dem Knoten N entsprechend einem internen Zustand der Hauptschaltung 10 (d. h. einem Zustand, der während des Normalbetriebs angenommen wird). Das bedeutet, dass der Schaltungsknoten N der Hauptschaltung 10 zu Beginn der Start-up-Phase eine (relativ) hohe erste äquivalente Impedanz Z_EQ in Bezug auf den Masseknoten GND aufweist (und dadurch der Start-up-Schaltung ermöglicht, die Spannung an dem Knoten N zu steuern), und während des Betriebs nach der Start-up-Phase eine (relativ) niedrige äquivalente Impedanz (d. h. niedriger als der Ausgangswiderstand R der Start-up-Schaltung 20). Dementsprechend steuert die Hauptschaltung 10 nach dem Start-up die Spannung an dem Knoten N. 4 zeigt die Ersatzschaltung der Start-up-Schaltung 20 und der Hauptschaltung 10 mit dem Schaltungsknoten N und der erwähnten äquivalenten Impedanz Z_EQ.
5 zeigt eine beispielhafte Modifikation der Bandgap-Referenz von 3. Das abgebildete Beispiel eignet sich für Anwendungen, die eine vergleichsweise große Versorgungsspannung V_DD benötigen. Die Schaltung von 5 ist ähnlich zu dem vorangegangenen Beispiel von 3, und deshalb konzentrieren sich die folgenden Erörterungen im Wesentlichen auf die Unterschiede zwischen diesen beiden Schaltungen.
Gemäß 5 wird die Bandgap-Referenzschaltung 10 aus 3 für eine hohe Versorgungsspannung modifiziert, indem zusätzliche Kaskodenstufen, die durch Transistoren M₆ und M₇ gebildet werden, hinzugefügt werden. Bei dem vorliegenden Beispiel handelt es sich bei den beiden Kaskodentransistoren M₆ und M₇ um NMOS-Transistoren. Der Drain-Source-Strompfad von Transistor M₆ ist zwischen dem Kollektor von BJT Q₁ und dem Drain von Transistor M₁ des Stromspiegels angeschlossen. Ähnlich ist der Drain-Source-Strompfad von Transistor M₇ zwischen dem Kollektor von BJT Q₂ und dem Drain von Transistor M₂ des Stromspiegels angeschlossen. Die Kaskodentransistoren M₆ und M₇ isolieren die Niederspannungsseite der Schaltung (die die BJTs Q₁ und Q₂ enthält) von der oberen Seite der Schaltung, die mit der (hohen) Versorgungsspannung V_DD verbunden ist. Die Gates dieser Kaskodentransistoren M₆ und M₇ liegen am Schaltungsknoten N, der auch mit der Drain-Elektrode von Transistor M₄, an der die Ausgangsspannung V_OUT anliegt, verbunden ist.
Der Ausgang der Start-up-Schaltung 20 (d. h. der Mittelabgriff des kapazitiven Spannungsteilers) ist nicht (wie in 3) mit den Basen der BJTs Q₁ und Q₂ verbunden, sondern mit den Gate-Elektroden der Kaskodentransistoren M₆ und M₇ an dem Schaltungsknoten N. Die Basen der BJTs Q₁ und Q₂ sind jedoch wie bei dem Beispiel von 3 mit dem gemeinsamen Schaltungsknoten der Widerstände R₄ und R₅ verbunden. Abgesehen von den oben beschriebenen Unterschieden ist die Schaltung von 5 (und ihre Funktion) im Wesentlichen dieselbe wie die der Schaltung von 3, und es wird auf die entsprechenden Erläuterungen oben verwiesen.
Zu Beginn der Start-up-Phase (z. B. zum Zeitpunkt t₀, siehe 2) werden die Basen der BJTs Q₁ und Q₂ durch den Widerstand R₅ gegen Massepotential (V_GND = 0 V) gezogen. Da die Ströme durch die Widerstände R₄ und R₅ zu diesem Zeitpunkt null sind, ist auch die Ausgangsspannung V_OUT null. Ohne externe „Hilfe“ durch die Start-up-Schaltung 20 würde die Hauptschaltung 10 in diesem „Aus-Zustand“ bleiben, selbst wenn die Nenn-Versorgungsspannung V_DD angelegt wird. Das R-C₁-C₂-Netzwerk der Start-up-Schaltung 20 stellt sicher, dass die Spannung V_START - sobald die Versorgungsspannung V_DD angelegt wird -, wie in 2 gezeigt anzusteigen beginnt und dadurch den Spannungspegel an den Gates der Kaskodentransistoren M₆ und M₇ nach oben zieht. Infolgedessen kann den BJTs Q₁ und Q₂ über den resistiven Spannungsteiler R₄-R₅ ein Basisstrom, der bewirkt, dass alle Transistoren leitend werden und die Hauptschaltung in ihren normalen Betriebszustand übergeht, zugeführt werden. Sobald die Hauptschaltung 10 ihren stationären Betriebspunkt erreicht hat, steuert die Hauptschaltung 10 die Spannung über dem Kondensator C₂, die durch die Hauptschaltung 10 praktisch auf V_OUT gesetzt wird.
6 zeigt eine weitere beispielhafte Implementierung der Schaltung von 1, die eine Stromreferenz vom Erdi-Typ enthält. Das der Stromreferenzschaltung 10 zugrunde liegende Konzept ist nach George Erdi benannt, der es 1989 veröffentlicht hat (siehe US 4,837,496 ). Das Beispiel von 6 verwendet jedoch einen neuartigen Ansatz für den Start-up der Hauptschaltung 10. Die Hauptschaltung 10 wird auch als PTAT-Stromgenerator bezeichnet, da der durch die Hauptschaltung 10 gelieferte Ausgangsstrom I_REF proportional zur absoluten Temperatur („proportional to absolute temperature"; PTAT) ist.
Wie in 6 gezeigt, enthält die Hauptschaltung 10 ein Paar BJTs Q₁ und Q₂, die unterschiedliche Emitterflächen aufweisen können. Zum Beispiel kann die Emitterfläche A₂ von BJT Q₂ größer sein als die Emitterfläche A₁ von BJT Q₁ (Fig. A₂/A₁ = n). Die Basen der beiden BJTs Q₁ und Q₂ sind beide mit dem Kollektor von BJT Q₂ verbunden. Die Emitter der BJTs Q₁ und Q₂ sind über die Widerstände R₂ bzw. R₃ mit dem Masseknoten GND verbunden. Die Kollektoren der BJTs Q₁ und Q₂ sind mit den jeweiligen Source-Elektroden der Transistoren M₄ bzw. M₅ verbunden. Die Gate-Elektroden der Transistoren M₄ und M₅ sind mit dem Drain von Transistor M₄, das auch der als Knoten N bezeichnete Schaltungsknoten ist, verbunden. Bei dem vorliegenden Beispiel sind die Transistoren M₄ und M₅ n-Kanal-MOSFETs. Die Drain-Elektroden der Transistoren M₄ und M₅ sind mit den Drain-Elektroden der Transistoren M₁ und M₂, bei denen es sich bei dem vorliegenden Beispiel um p-Kanal-MOS-Transistoren handelt, verbunden. Die Source-Elektroden der Transistoren M₁ und M₂ sind mit dem Versorgungsknoten V_DD verbunden.
Weiterhin sind die p-Kanal-MOS-Transistoren M₃ und M₆ mit ihren Source-Elektroden ebenfalls mit dem Versorgungsknoten V_DD verbunden, und die Gate-Elektroden der Transistoren M₁, M₂, M₃ und M₆ sind alle an der Drain-Elektrode von Transistor M₃ miteinander verbunden. Dementsprechend bilden die Transistoren M₁, M₂, M₃ und M₆ einen Stromspiegel, wobei der Transistor M₃ den Eingangszweig bildet und die Transistoren M₁, M₂ und M₆ drei Ausgangszweige bilden. Die Drain-Elektrode des weiteren n-Kanal-Transistors M₇ ist mit der Drain-Elektrode von Transistor M₃ verbunden, wobei die Gate-Elektrode von Transistor M₇ auch mit dem Schaltungsknoten N verbunden ist. Die Source-Elektrode von Transistor M₇ ist mit dem Kollektor eines weiteren BJTs Q₃ verbunden, dessen Basis mit dem Kollektor von BJT Q₁ verbunden ist und dessen Emitter mit dem Emitter von BJT Q₂ verbunden ist. Der Drainstrom von Transistor M₆ ist der gewünschte PTAT-Strom I_REF. Die Start-up-Schaltung 20 ist dieselbe wie bei den vorangegangenen Beispielen, und es wird auf die entsprechenden Erläuterungen oben verwiesen.
Der Start-up der Hauptschaltung 10 von 6 wird unten erläutert. Ohne Versorgung (d. h. wenn V_DD=0 V) sind die Kondensatoren C₁ und C₂ entladen, die Ausgangsspannung V_START der Start-up-Schaltung beträgt 0 Volt und alle Transistoren befinden sich in einem Aus-Zustand (nicht leitend). Wenn die Versorgung aktiviert wird und die Versorgungsspannung V_DD zu steigen beginnt (vgl. 2, Zeitpunkt t₀), steigt die Spannung V_START entsprechend an. Dementsprechend wird der Spannungspegel an den Gate-Elektroden der n-Kanal-MOS-Transistoren M₄, M₅ und M₇ (d. h. an dem Knoten N) nach oben gezogen, was bewirkt, dass diese Transistoren leitend werden, sobald die Spannung V_START einen Pegel erreicht, der hoch genug ist, um diese Transistoren einzuschalten. Infolgedessen werden den BTJs Q₁ und Q₂ (über den Transistor Ms) sowie dem BJT Q₃ (über den Transistor M₄) Basisströme zugeführt, und somit werden auch die BJTs Q₁-Q₃ leitend. Als weitere Folge wird der durch die Transistoren M₁, M₂, M₃ und M₆ gebildete Stromspiegel aktiviert und die Hauptschaltung 10 geht vom Aus-Zustand in ihren normalen Betriebszustand über. Wie bei dem vorherigen Beispiel erfordert dieser Übergang die ansteigende Spannung V_START von der Start-up-Schaltung. Andernfalls würde die Hauptschaltung 10 auch bei Vorhandensein der Nenn-Versorgungsspannung V_DD=V_DD,nom auf unbestimmte Zeit im Aus-Zustand bleiben.
Für die weitere Erörterung wird davon ausgegangen, dass alle MOS-Transistoren vom selben Typ (p-Kanal oder n-Kanal) identisch sind und dass Effekte zweiter Ordnung wie etwa Kanallängenmodulation bei MOS-Transistoren und die endliche Stromverstärkung von BJTs vom Typ npn vernachlässigt werden können. Der normale Betrieb der Hauptschaltung 10 kann durch direkte Schaltungsanalyse abgeleitet werden. Die Spannungsgleichung entlang der Schleife, die aus R₂, Q₁, Q₂ und R₃ besteht, lautet: $i_{E1} \cdot R_{2} + Δ V_{BE} - (i_{E2} + i_{E3}) \cdot R_{3} = 0,$
wobei ΔV_BE die Differenz zwischen der Basis-Emitter-Spannung von BJT Q₁ und der Basis-Emitter-Spannung von BJT Q₂ bezeichnet, und wobei i_E1, i_E2 und i_E3 die Emitterströme der BJTs Q₁, Q₂ bzw. Q₃ bezeichnen. Für gleiche Widerstände (d. h. R₂=R₃) und gleiche Emitterströme der BJTs Q₁ und Q₂ (d. h. i_E1=i_E2) kann die Spannungsdifferenz ΔV_BE wie folgt berechnet werden: $Δ V_{BE} = R_{3} \cdot i_{E3} = (kT / q) \cdot ln (J_{1} / J_{2}) .$
Auch hier bezeichnet k die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur in Kelvin, q die Elementarladung und J₁/J₂ für das Verhältnis der Stromdichten in den Transistoren Q₁ und Q₂ (ln bezeichnet den natürlichen Logarithmus). Das Verhältnis J₁/J₂ hängt von dem Verhältnis der Emitterflächen A₂/A₁ ab und ist für eine gegebene Schaltung im Wesentlichen konstant. Wie der obigen Gleichung zu entnehmen ist, ist der Emitterstrom i_E3 proportional zur Absoluttemperatur (PTAT). Nebenbei bemerkt nutzen die obigen Berechnungen die Näherung, dass die Emitterströme i_E1, i_E2, i_E3 der BJTs ungefähr gleich den jeweiligen Kollektorströmen i₁, i₂, i₃ sind (d. h. die Basisströme sind im Vergleich zu den Kollektorströmen vernachlässigbar und somit gilt i₃ ≈ i_E3). Da die Transistoren M₃ und M₆ dieselbe Charakteristik haben, sind die Ströme I_REF=I_REF(T) und i₃ gleich. Dementsprechend kann der PTAT-Strom wie folgt berechnet werden: $i_{REF} (T) = (kT / q) \cdot ln (J_{1} / J_{2}) / R_{3} .$
Es versteht sich, dass die hier beschriebenen Beispiele umgedreht werden können, was bedeutet, dass jeder Transistor durch einen entsprechenden Transistor vom komplementären Typ ersetzt wird. Dementsprechend wird die Hauptschaltung 10 von 7 als komplementär zu der Hauptschaltung von 6 bezeichnet. Ein Beispiel ist in 7 gezeigt. Dementsprechend sind die BJTs Q₁, Q₂ und Q₃ vom Typ pnp (anstelle von npn wie in 6), die MOS-Transistoren M₁, M₂, M₃ und M₆, die den Stromspiegel bilden, sind n-Kanal-MOS-Transistoren (anstelle von p-Kanal wie in 6). Schließlich sind die Transistoren M₄ und M₇ p-Kanal-MOS-Transistoren (anstelle von n-Kanal-Transistoren wie in 6). Der einzige Unterschied ist der p-Kanal-MOS-Transistor M₈, der erforderlich sein kann, da die Stromverstärkung (gewöhnlich als β bezeichnet) bei BJTs vom Typ pnp im Vergleich zum Typ npn geringer sein kann. Daher kann der Transistor M₈ auch als „Beta-Helfer“ bezeichnet werden. Verglichen mit dem Beispiel von 6 ist der Transistor M₅ in der Schaltung von 7 weggelassen, da er nicht erforderlich ist. Allerdings kann der Transistor M₅ auch in der Schaltung von 7 verwendet werden (ähnlich wie in 8). Abgesehen davon ist die Funktionsweise der Schaltung analog zu der komplementären Version von 6 und es wird auf die entsprechenden Erläuterungen oben verwiesen. An dieser Stelle sei angemerkt, dass auch die Brokaw-Referenzschaltung von 3 oder 5 „umgedreht“ werden kann, um eine komplementäre Schaltung zu konstruieren.
Das Beispiel von 8 stellt eine Modifikation der PTAT-Referenz von 7 dar, um einen CTAT (komplementär zur absoluten Temperatur; „complementary to absolute temperature“)-Strom als Ausgangssignal zu erhalten. Die Schaltungen von 7 und 8 sind in Bezug auf ihre Topologie ähnlich. Die Schaltung von 8 weist jedoch einen weiteren BJT Q₄ auf, der zwischen den Widerstand R₂ und den Emitter von BJT Q₁ geschaltet ist, wobei BJT Q₄ im Wesentlichen als Diode arbeitet, da die Basis von BJT Q₄ mit seinem Kollektor verbunden ist. Außerdem sind die Emitterflächen der BJTs Q₁ und Q₂ gleich (d. h. A₁/A₂=1). Mit der bereits erwähnten Näherung, dass die Basisströme vernachlässigbar sind und dass die Basis-Emitter-Spannungen der BJTs Q₁ und Q₂ bei gleichen Widerständen von R₂ und R₃ (und identischen NMOS-Transistoren (d. h. M₁=M₂=M₃=M₆) und identischen PMOS-Transistoren (d. h. M₄=M₅=M₇)) folgt, dass der Referenzstrom I_REF proportional zur Basis-Emitter-Spannung V_BE,Q4 des BJT Q₄ ist. Das heißt: $I_{REF} = V_{BE,Q4} / R_{3},$
wobei die Basis-Emitter-Spannung V_BE,Q4 mit der Temperatur veränderlich ist. Da die Basis-Emitter-Spannung V_BE,Q4 einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist, wird der Referenzstrom auch als CTAT-Strom bezeichnet.
Es versteht sich, dass jede Spannungsreferenz verbessert / modifiziert werden kann, um eine Stromreferenz zu bilden, und umgekehrt, da jede Referenzspannung leicht in einen entsprechenden Referenzstrom umgewandelt werden kann (und umgekehrt). Bandgap-Referenzen (und andere Referenzschaltungen) werden häufig verwendet, um eine stabilisierte Referenzspannung / einen stabilisierten Referenzstrom bereitzustellen, wobei stabilisiert bedeutet, dass die Referenzspannung / der Referenzstrom einen sehr geringen Temperaturkoeffizienten, der im Idealfall gleich null ist, aufweist, so dass die Referenzspannung / der Referenzstrom für praktische Zwecke als temperaturunabhängig angesehen werden kann. Wie oben gezeigt, können Bandgap-Referenzen jedoch auch verwendet werden, um temperaturabhängige Referenzspannungen / -ströme zu liefern.
Obwohl die Erfindung in Bezug auf eine oder mehr Implementierungen veranschaulicht und beschrieben wurde, können an den veranschaulichten Beispielen Änderungen und/oder Modifikationen vorgenommen werden, ohne vom Gedanken und Umfang der beigefügten Ansprüche abzuweichen. Zum Beispiel können Schaltungen, Teile davon oder Komponenten von Schaltungen durch ihre komplementären Gegenstücke ersetzt werden, ohne ihre Funktion zu verändern. Insbesondere im Hinblick auf die verschiedenen Funktionen, die durch die oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Einheiten, Baugruppen, Einrichtungen, Schaltungen, Systemen usw.) ausgeführt werden, sollen die Begriffe (einschließlich eines Verweises auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Komponenten zu beschreiben, - sofern nicht anders angegeben - jeder Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (z. B. die funktionell äquivalent ist), auch wenn sie strukturell nicht äquivalent zu der offenbarten Struktur, die die Funktion in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung ausführt, ist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 4837496 [0027]

Claims

Schaltung, die aufweist: eine Hauptschaltung (10), die zwischen einen ersten Versorgungsknoten (V_DD) und einen zweiten Versorgungsknoten (GND) gekoppelt ist, wobei die Hauptschaltung (10) dazu ausgebildet ist, eine Spannung (V_START) an einem ersten Schaltungsknoten (N) während eines Betriebs nach einer Start-up-Phase, während der eine an den ersten Versorgungsknoten angelegte Versorgungsspannung (V_DD) von null auf einen gewünschten Spannungswert ansteigt, zu steuern; eine Start-up-Schaltung (20), die zwischen den ersten Versorgungsknoten und den zweiten Versorgungsknoten (GND) gekoppelt und weiterhin mit dem ersten Schaltungsknoten (N) der Hauptschaltung (10) verbunden ist, wobei die Start-up-Schaltung (20) einen ersten Kondensator (C₁) und einen zweiten Kondensator (C₂) enthält und wobei bei der Start-up-Schaltung (20) der erste Schaltungsknoten (N) über den ersten Kondensator (C₁) mit dem ersten Versorgungsknoten und über den zweiten Kondensator (C₂) mit dem zweiten Versorgungsknoten (GND) gekoppelt ist, so dass die Start-up-Schaltung (20) die Spannung an dem ersten Knoten (N) während der Start-up-Phase nach oben zieht.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Hauptschaltung (10) dazu ausgebildet ist, die Spannung an dem ersten Schaltungsknoten (N) nach der Start-up-Phase entsprechend einem internen Zustand der Hauptschaltung (10) zu steuern.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der erste Kondensator (C₁) und der zweite Kondensator (C₂) einen kapazitiven Spannungsteiler bilden.
Schaltung nach Anspruch 3, wobei die Start-up-Schaltung (20) einen Widerstand (R), der mit dem kapazitiven Spannungsteiler in Reihe geschaltet ist, enthält, wobei der Widerstand den durch die Start-up-Schaltung (20) fließenden Strom in der Start-up-Phase begrenzt.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der erste Schaltungsknoten (N) der Hauptschaltung (10) eine hohe erste äquivalente Impedanz (Z_EQ) in Bezug auf den ersten oder den zweiten Versorgungsknoten (V_DD, GND) zu Beginn der Start-up-Phase und eine niedrige äquivalente Impedanz (Z_EQ) während des Betriebs nach der Start-up-Phase aufweist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei in der Hauptschaltung (10) und während der Start-up-Phase eine äquivalente Impedanz (Z_EQ) zwischen dem ersten Schaltungsknoten (N) und dem zweiten Versorgungsknoten (GND) hoch genug ist, um es der Start-up-Schaltung (20) zu ermöglichen, basierend auf einer Ausgangsspannung (V_START) der Start-up-Schaltung (20) einen Spannungspegel an dem ersten Schaltungsknoten (N) einzustellen und, nach der Start-up-Phase die Spannung an dem Schaltungsknoten (N) durch die Hauptschaltung (10) unabhängig von der Start-up-Schaltung (20) gesteuert wird.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Hauptschaltung (10) eine Bandgap-Referenzschaltung ist, die dazu ausgebildet ist, während des Betriebs nach der Start-up-Phase an einem Ausgang eine stabile Ausgangsspannung (V_REF) oder einen stabilen Ausgangsstrom zu erzeugen.
Schaltung nach Anspruch 7, wobei der erste Schaltungsknoten (N) über einen Widerstand (R₄) mit dem Ausgang der Bandgap-Referenzschaltung verbunden ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Hauptschaltung (10) eine Referenzschaltung ist, die dazu ausgebildet ist, während des Betriebs nach der Start-up-Phase eine Referenzausgangsspannung (V_REF) oder einen Referenzausgangsstrom (I_REF) an einem Ausgang zu erzeugen, wobei die Referenzausgangsspannung (V_REF) oder der Referenzausgangsstrom (I_REF) von der Absoluttemperatur der Hauptschaltung abhängt.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Hauptschaltung (10) dazu ausgebildet ist, den Normalbetrieb aufzunehmen, sobald die Spannung (V_START) an dem ersten Knoten (N) eine spezifizierte Schwellenspannung erreicht.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei die Start-up-Schaltung (20) nur passive elektronische Komponenten enthält.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei die Start-up-Schaltung (20) dazu ausgebildet ist, während des Betriebs nach der Start-up-Phase in einem stationären Zustand im Wesentlichen keinen Strom zu verbrauchen.
Schaltung, die aufweist, eine Hauptschaltung (10), die zwischen einen ersten Versorgungsknoten und einen zweiten Versorgungsknoten (GND) gekoppelt ist, wobei die Hauptschaltung (10) dazu ausgebildet ist, eine Spannung (V_START) an einem ersten Schaltungsknoten (N) während des Betriebs nach einer Start-up-Phase, während der eine an den ersten Versorgungsknoten angelegte Versorgungsspannung (V_DD) von null auf einen gewünschten Spannungswert ansteigt, zu steuern; eine Start-up-Schaltung (20), die zwischen den ersten Versorgungsknoten und den zweiten Versorgungsknoten (GND) gekoppelt ist und weiterhin mit dem ersten Schaltungsknoten (N) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, die Spannung (V_START) während der Start-up-Phase nach oben zu ziehen, wobei die Start-up-Schaltung (20) nur passive elektronische Komponenten enthält, wobei der erste Schaltungsknoten (N) der Hauptschaltung zu Beginn der Start-up-Phase eine hohe erste äquivalente Impedanz in Bezug auf einen der Versorgungsknoten (GND, V_DD) und während des Betriebs nach der Start-up-Phase eine niedrige äquivalente Impedanz aufweist.
Schaltung nach Anspruch 13, wobei die Start-up-Schaltung (20) einen rein passiven kapazitiven Spannungsteiler (C₁, C₂) enthält.