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In integrierten Schaltungen und insbesondere in
Mikrologik-Schaltungen, besteht oftmals die Notwendigkeit,
spezifische Schaltungen zu integrieren, die das
Rücksetzen sämtlicher der funktionalen Elemente der integrierten
Schaltung in einen bestimmten Zustand bei jedem
Einschalten der Leistung sicherstellen können. Dieses Rücksetzen
muß unabhängig von der Weise erfolgen, in der die
Versorgungsspannung vom Massepotential auf den
Nenn-Versorgungsspannungspegel angehoben wird, um das Auftreten
unerwünschter oder nicht beabsichtigter Konfigurationen der
integrierten Schaltung zu verhindern, die eine
Fehlfunktion und möglicherweise ein Einrasten der gesamten
integrierten Schaltungsvorrichtung hervorrufen können.
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Solche Schaltungen sind sogenannte
Einschalt-Rücksetzschaltungen und werden allgemein mit der Abkürzung POR
bezeichnet. POR-Schaltungen führen die obenerwähnte
Funktion aus. Diese Schaltungen können beim Einschalten
der integrierten Schaltung einen Rücksetzimpuls mit
vorgegebenen Charakteristiken erzeugen.
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Im allgemeinen besitzen diese POR-Schaltungen eine
Architektur, die leistungsabführende Ruhestrompfade zwischen
den Versorgungsspannungsknoten enthält, wobei, obwohl
diese Ruhestrompfade normalerweise eine verhältnismäßig
hohe Impedanz besitzen, ein anhaltender, nicht zu
vernachlässigender Ruhestromverbrauch in vielen Fällen nicht
mit den Entwurfsspezifikationen von integrierten CMOS-
Schaltungsvorrichtungen, die typischerweise einen Null-
Ruhestromverbrauch besitzen, verträglich ist. Dieses
Problem ist in speziellen CMOS-Schaltungsvorrichtungen,
die dazu vorgesehen sind, in sehr kurzen Zeitperioden zu
arbeiten, und dabei lediglich durch die in einem
Elektrolyt-Kondensator von einigen µF gespeicherte elektrische
Ladung mit Leistung versorgt werden, stärker spürbar,
weil der Ruhestromverbrauch, der durch die Einschalt-
Rücksetzschaltung verursacht wird, große Bedeutung
gewinnt.
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Diese Einschalt-Rücksetzschaltungen können ihrerseits
selbst eine Fehlfunktion hervorrufen, wenn sie dazu
neigen, aufgrund interner oder externer
Übergangsvorgänge, d. h. Rauschen, zufällig getriggert zu werden.
Gewöhnlich besitzen die Einschalt-Rücksetzschaltungen
eine Struktur wie etwa diejenige, die in Fig. 1 gezeigt
ist und die zwei in Kaskade geschaltete Inverter enthält,
wovon der erste durch das komplementäre Paar von
Transistoren M5 und M4 gebildet ist und der zweite durch den
Block I dargestellt ist. Der Ausgang des zweiten
Inverters I fällt mit dem Ausgangsknoten der Schaltung
zusammen. Eine Spannungsüberwachungsleitung (Spannungstreiber)
für die Spannung, die tatsächlich am Versorgungsknoten
anliegt, ist zwischen den Versorgungsknoten und Masse
angeschlossen und kann im wesentlichen wenigstens zwei in
Serie geschaltete und in Durchlaßrichtung vorgespannte
Übergänge umfassen, die durch zwei als Dioden
konfigurierte Transistoren M1 und M2 sowie durch einen
Widerstand R1 verwirklicht sind. Der Zwischenknoten Vx dieser
Spannungsleseleitung steuert den ersten Inverter über die
Gate-Elektrode des M4-Transistors an. Die Kapazität C1
stellt die kapazitive Kopplung des Knotens Vx mit dem
Massepotential dar. Der M3-Transistor wird durch die
Spannung angesteuert, die am Zwischenverbindungsknoten A
zwischen den zwei Invertern vorhanden ist, und bestimmt
den Abfall auf Null des Rücksetzsignals, das von der POR-
Schaltung erzeugt wird, wenn die Spannung Vx den Trigger-
Schwellenwert des ersten Inverters erreicht, d. h. wenn
die Spannung am Versorgungsknoten einen Sicherheitspegel
erreicht hat, der während des Anstiegs zum Nennwert VDD
ausreichend hoch ist. Tatsächlich wird an diesem Punkt
die Spannung am A-Knoten niedrig, so daß der
M3-Transistor gesperrt wird, während die M1- und M2-Übergänge
durch R1 leitend gehalten werden.
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Der Nachteil einer solchen Schaltung ist der
Stromverbrauch. Wenn nämlich die Versorgungsspannung den Nenn-
Arbeitspegel erreicht hat, zieht R1 fortgesetzt einen
nicht vernachlässigbaren Strom, der bei einem Wert von R1
von 300 kΩ und bei einer Versorgungsspannung (VDD) von
5 V ungefähr 6,6 µA betragen kann.
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In vielen Fällen kann eine solche Ruhestrom-Absorption
außerhalb der Spezifikationen der besonderen integrierten
Schaltung liegen.
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Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine
Einschalt-Rücksetzschaltung (POR) mit einem niedrigen
Ruhestromverbrauch zu schaffen, die insbesondere
gegenüber unerwünschten Anregungen unempfindlich ist.
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Die Lösung dieser Aufgabe und andere verwandte Vorteile
werden durch die Schaltung der vorliegenden Erfindung
erhalten, die dadurch gekennzeichnet ist, daß sie im
Vergleich zu den bekannten Schaltungen einen reduzierten
Ruhestromverbrauch und eine erhöhte Unempfindlichkeit
gegenüber Rauschen besitzt.
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Grundsätzlich enthält das hier vorgeschlagene Verfahren
zum Reduzieren der Stromabsorption einer
Einschalt-Rücksetzschaltung das Vorspannen eines Paars von funktional
in der Versorgungsspannungs-Überwachungsleitung
verwendeten Transistoren mit einem äußerst niedrigen Strom,
solange die Versorgungsspannung verhältnismäßig niedrig
bleibt. Dies hat den Zweck und die Wirkung, die
Transistoren
in einen normalerweise als "Unterschwellenwert"-
Operation bezeichneten Zustand zu bringen. Dies ist ein
besonderer Operationszustand, der
Feldeffekt-(MOS)-Transistoren eigentümlich ist und bei Gate-Source-Spannungen
in der Nähe der Schwellenspannung des Transistors
auftritt. Unter diesen Vorspannungsbedingungen leitet der
MOS-Transistor einen äußerst niedrigen Strom, wobei die
Eingangs/Ausgangs-Übertragungscharakteristik statt
quadratisch exponentiell wird. Eine solche Betriebsbedingung
ist in dem Artikel mit dem Titel "CMOS Analog Integrated
Circuits Based on Weak Inversion Operation" von Eric
Vittoz und Jean Fellrath, IEEE Journal of Solid-State
Circuits, Bd. SC-12, Nr. 3, Juni 1977, ausführlich
beschrieben. Gemäß der Erfindung wird ein solches Ziel in
der Praxis dadurch erreicht, daß ein
Referenzstromgenerator verwendet wird, der eine durch das Verhältnis δVbe/R
definierte Charakteristik besitzt, wobei durch dessen
Verwendung ein erster Vorspannungsstrom zu einem Pull-up-
Element des ersten Inverters der Schaltung in
Übereinstimmung mit einem bestimmten Stromspiegelungsverhältnis
geliefert wird und ein zweiter Vorspannungsstrom an ein
erstes Element der
Versorgungsspannungs-Überwachungsleitung geliefert wird, die an den Versorgungsknoten
funktional angeschlossen ist, um durch diese Leseleitung
einen bestimmten Strom zu schicken. Der Zwischenknoten
der Kaskadenschaltung zwischen zwei Invertern der
Schaltung steuert ein zweites Element, das vorgespannt werden
kann und funktional an die Masse der
Versorgungsspannungs-Leseleitung angeschlossen ist, sowie einen
Steueranschluß des Stromgenerators an, über den der vom
Generator gelieferte Strom modifiziert werden kann, um ihn
während der Betriebsperioden der integrierten Schaltung
zu reduzieren.
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Die verschiedenen Aspekte und verwandte Vorteile der
gemäß der vorliegenden Erfindung hergestellten
POR-Schaltung
werden durch die folgende Beschreibung mehrerer
Ausführungsformen und durch Bezugnahme auf die
beigefügten Zeichnungen besser verständlich, wobei in den
Zeichnungen:
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Fig. 1 ein Schaltbild einer Einschalt-Rücksetzschaltung
des Standes der Technik wie bereits beschrieben ist;
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Fig. 2 eine Einschalt-Rücksetzschaltung zeigt, die gemäß
der vorliegenden Erfindung hergestellt ist;
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Fig. 3 zeigt, wie das Pull-down-Element des ersten
Inverters der Einschalt-Rücksetzschaltung beschaffen sein
kann, um eine bestimmte Hysterese in die
Triggereigenschaft des Inverters einzuführen.
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In Fig. 2 ist der Hauptaspekt der Schaltung der Erfindung
durch die Verwenden eines Stromgenerators mit einer
Betriebscharakteristik des δVbe/R-Typs gegeben, wobei der
Stromgenerator vorzugsweise durch die Verwendung eines
Paars von Transistoren Q1 und Q2 sowie durch einen
Stromspiegel, der aus einem Paar von MOS-Transistoren M5 und
M6 hergestellt ist, implementiert sein kann. In der
gezeigten Ausführungsform wird ein Ungleichgewicht
zwischen den Emitterspannungen der Transistoren Q1 und Q2,
das durch den Widerstand R3 in ein Stromsignal
transformiert wird (Emitter-Entartung von Q1), dadurch bestimmt,
daß die Transistoren Q1 und Q2 mit verschiedenen Größen
hergestellt werden, z. B. besitzt der Q1-Transistor eine
Größe, die doppelt so groß wie die Größe des
Q2-Transistors ist. Umgekehrt kann das Paar von MOS-Transistoren,
die den Stromspiegel bilden, im Kontext des gezeigten
Beispiels übereinstimmende Abmessungen besitzen (die
durch ihr "Seitenverhältnis" 80/8 gegeben sind, wobei die
erste Zahl die Kanalbreite und die zweite Zahl die
Kanallänge in beliebigen Einheiten angibt). Der durch die
Transistoren M5 und M6 gebildete Stromspiegel hat nur die
Aufgabe, den gleichen Strom durch die Transistoren Q1 und
Q2 zu schicken. Dieser Typ eines Stromspiegels ist in der
Literatur wohlbekannt, wobei der durch Q1 und Q2
fließende Strom gegeben ist durch IQ1 = IQ2 =
(VT ln(A&sub1;/A&sub2;)) R3, wobei VT die sogenannte
"thermische Spannung" ist (VT 26 mV bei 300 K) und A&sub1;/A&sub2; das
Flächenverhältnis zwischen Q1 und Q2 ist. Daher besitzt
ein solcher Strom einen Wert, der durch IQ1 = IQ2 =
0,6 µA gegeben ist. Dieser Strom wird zum Vorspannen des
Pull-up-Elements des ersten Inverters verwendet, der
durch das Paar von komplementären Transistoren M3 und M4
gebildet ist, die geeignet dimensioniert sein können, wie
durch die in Fig. 2 gezeigten relativen Werte angegeben
ist.
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Tatsächlich wird der M3-Transistor durch Spiegeln des
Generatorstroms entsprechend einem bestimmten
Stromspiegelungsverhältnis vorgespannt, welches in dem in Fig. 2
gezeigten Beispiel gegeben ist durch M&sub5;/M&sub3; =
80/8/20/8 = 4. Daher lautet der Vorspannungsstrom von M3:
0,6 µA/4 = 0,15 µA.
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Darüber hinaus wird der Strom des Generators außerdem
durch den Transistor Q3 als Vorspannungsstrom an ein
Element der Spannungsleseleitung geliefert, das
vorgespannt werden kann und das durch den MOS-Transistor M1
dargestellt werden kann, der Abmessungen wie in der Figur
angegeben besitzt. In der Praxis kann der M1-Transistor
mit dem gleichen Strom, der durch die Transistoren Q1 und
Q2 (0,6 µA) fließt, durch den Transistor Q3 vorgespannt
werden, wobei die Basis des Transistors Q3 an die Basen
der Transistoren Q1 und Q2 des Stromgenerators
angeschlossen ist.
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Nachdem die Vorspannungsanordnungen untersucht worden
sind, wird nun die Operation der gesamten Schaltung wie
folgt beschrieben.
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Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung am
Versorgungsknoten anzusteigen beginnt (d. h. beim Einschalten der
Vorrichtung), bleibt der Zwischenansteuerungsknoten Vx
der Lese- oder Vorspannungsleitung zwischen den zwei
Begrenzungswiderständen R1 und R2 wegen seiner
kapazitiven Kopplung mit dem Massepotential, die durch die
Kapazität C1 dargestellt ist, für eine bestimmte Zeitperiode
auf einem verhältnismäßig niedrigen Pegel und ermöglicht
ein Fortdauern eines hohen logischen Pegels am Drain des
Pull-down-Elements M4 des ersten Inverters. Folglich
bleibt der Ausgang (OUT) niedrig und bleiben die
Transistoren M2 und M7 leitend.
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Der leitende Zustand von M2 bindet in der Praxis einen
Anschluß des Widerstands R2 an das Massepotential,
während der leitende Zustand von M7 einen Anschluß des
Widerstands R4 im wesentlichen an Masse anschließt. Dies
modifiziert absichtlich die Arbeitsbedingungen des
Stromgenerators, der, solange der Widerstand R4 im
wesentlichen mit Masse verbunden bleibt (und somit einen
Umgehungspfad des Stroms bildet, der durch die Schaltung des
Stromgenerators geschickt wird), geänderte
Betriebsbedingungen des Stromgenerators bestimmt. Unter diesen
Umständen liefert der Generator einen verhältnismäßig hohen
Strom im Vergleich zum Strom, der unter normalen
Betriebsbedingungen des Generators geliefert würde, wenn er
nicht dem Einfluß der ohmschen Verbindung mit Masse über
R4 unterworfen wäre (d. h. während der
Bereitschaftsperiode der Schaltung). Unter diesen Bedingungen und unter
der Annahme, daß die Spannung am Versorgungsknoten einen
Pegel von 3 V erreicht hat, wäre der vom Generator
gelieferte Strom gegeben durch (VDD - VgsM5)/R4 = 1,7 V/200 kΩ
= 8,5 µA. Daher beträgt der Strom durch den Pull-up-
Transistor M3 des ersten Inverters ungefähr 2 µA.
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Das Triggern der Schaltung findet statt, wenn die
Spannung am Versorgungsknoten einen Wert erreicht, derart,
daß: IM4 = IM3 2 µA. Die die Operation der Schaltung
beschreibende Gleichung kann dann geschrieben werden als:
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IM3 = IM4 = Kn (W/L)M4 (WgsM4 - VTHn)²,
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mit:
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wobei Kn und Kp technische Konstanten sind (d. h.
Eigenschaften des besonderen Fertigungsprozesses der
Vorrichtung), W/L das Seitenverhältnis ist, d. h. das Verhältnis
zwischen der Kanalbreite und der Kanallänge und TTHn,p
der Schwellenwert entweder eines n-Kanal- oder eines p-
Kanal-Transistors (n-Transistor bzw. p-Transistor) ist.
Der Strom, der durch den Transistor M1 der Leseleitung
(Vorspannungsleitung) fließt, hängt vom Wert der zwei
Begrenzungswiderstände R1 und R2 ab. Die verhältnismäßig
komplizierte Gleichung kann durch einen Prozeß der
Renormierung mit Hilfe eines Computers gelöst werden und führt
zu einer Triggerspannung von ungefähr 3,6 V.
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Wenn diese Triggerspannung vom Knoten Vx erreicht wird,
triggert die Schaltung. Der Ausgang OUT wird hoch, M2 und
M7 werden abgeschaltet und der Stromgenerator kehrt zur
Erzeugung seines charakteristischen Stroms zurück,
wodurch die Vorspannung des Pull-up-Transistors M3 des
ersten Inverters modifiziert wird, der einen Strom leitet,
der gegeben ist durch: IM3 = 0,15 µA, ferner kehrt auch
der Transistor M1 der
Versorgungsspannungs-Überwachungsleitung unter der Steuerung des Stromgenerators (Q1, Q2),
der nicht zu arbeiten braucht, wenn er durch die
Masseverbindungsleitung über den Widerstand R4 nicht dazu
gezwungen wird, in einen stromleitenden Zustand zurück,
wobei der Strom gegeben ist durch: IM1 = 0,6 µA.
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Der Gesamtstromverbrauch der Schaltung, die in Fig. 2
beschrieben ist, beträgt 2 µA, was sich aus den folgenden
Beiträge ergibt: IM5, 0,6 µA; IM6, 0,6 µA; IM3, 0,15 µA;
IM1, 0,6 µA; dieser Zustand des Stromverbrauchs bleibt
bei einer Veränderung der Versorgungsspannung innerhalb
eines bestimmten Entwurfsbereichs während des
Normalbetriebs der integrierten Schaltung unverändert.
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Wenn die Versorgungsspannung abfällt (z. B. beim
Ausschalten der integrierten Schaltung), triggert die
Schaltung erneut, wenn die Spannung am Steuerknoten Vx der
Versorgungsspannungs-Überwachungsleitung unter die
Triggerspannung des M4-Transistors abfällt, d. h.:
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VDD - VgsM1 = VgsM4".
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Wegen der verhältnismäßig niedrigen Strompegel der
Schaltung kann angenommen werden, daß VgsM1 = VTH,p und
VgsM4 = VTH,n, und daher: VDD - VTH,p VTH,n".
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Das Triggern der Schaltung erfolgt, wenn
VDD = VTH,n + VTH,p 2 V.
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Dies ist eine äußerst vorteilhafte Betriebseigenschaft,
weil angesichts der Tatsache, daß normalerweise
Logikschaltungen arbeiten, wenn VDD = VTH,n + VTH,p, die
Wirkung der Einschalt-Rücksetzschaltung der Erfindung sicher
auftritt, wenn der Wert der Spannung am Versorgungsknoten
einen Pegel erreicht hat, bei dem die integrierte
Schaltung noch korrekt arbeitet. Gemäß einer besonders
bevorzugten
Ausführungsform der Schaltung kann der Pull-down-
Transistor M4 des ersten Inverters der Schaltung
vorteilhaft durch eine geeignete äquivalente Struktur ersetzt
sein, die in Fig. 3 dargestellt ist und durch drei n-
Kanal-MOS-Transistoren M4A, M4B und M4C gebildet ist. Die
Verwendung dieser äquivalenten Pull-down-Struktur wird
besonders bevorzugt, weil sie eine sehr kleine Hysterese
in die Trigger-Antwort des ersten Inverters in der
Schaltung einführt und somit die
Rauschunempfindlichkeitseigenschaften der POR-Schaltung der Erfindung erhöht.