DE69420326T2

DE69420326T2 - Einschaltrücksetzschaltung

Info

Publication number: DE69420326T2
Application number: DE69420326T
Authority: DE
Inventors: Katsuya Nakashima
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1993-06-25
Filing date: 1994-06-24
Publication date: 2000-03-02
Anticipated expiration: 2014-06-25
Also published as: EP0631389A2; JPH0715308A; KR950002225A; US5517144A; EP0631389A3; JP3277410B2; EP0631389B1; KR100325025B1; DE69420326D1

Description

Hintergrund der Erfindung

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Einschaltrücksetzschaltung, die ein Rücksetzsignal erzeugt, wenn eine Stromversorgung eingeschalten wird, und im Besonderen eine Einschaltrücksetzschaltung, die ein Rücksetzsignal erzeugt, wenn eine Versorgungsspannung einen bestimmten Schwellenpegel erreicht hat.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Für eine Einschaltrücksetzschaltung der oben beschriebenen Art wurde eine Einschaltrücksetzschaltung vorgeschlagen, die entsprechend der Darstellung in Fig. 1 aufgebaut ist.
Gemäß Fig. 1 sind ein Widerstand R1 und ein Kondensator C1 zwischen einen Stromversorgungsanschluß Vcc und Masse in Serie geschaltet. Ein Knoten N1, ein gemeinsamer Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R1 und dem Kondensator C1, ist mit dem Eingang eines Inverters I verbunden. Der Inverter 1 besteht aus einem P-Kanal MOS (Metalloxidhalbleiter) Transistor Q1 und einem N-Kanal MOS-Transistor Q2, die gemeinsam zwischen der Stromversorgungsspannung Vcc und Masse in Serie geschaltet sind, wobei die Gates der Transistoren gemeinsam miteinander verbunden sind. Bei dem Inverter 1 stellt ein gemeinsamer Gate-Verbindungspunkt zwischen den MOS-Transistoren Q1 und Q2 einen Eingang dar, der mit dem Knoten N1 verbunden ist, während ein Knoten N2, bei dem es sich um einen gemeinsamen Drain- Verbindungspunkt zwischen den Transistoren handelt, einen Ausgang bildet, von dem ein Rücksetzsignal ausgegeben wird.
Es wird nun die Funktion einer Einschaltrücksetzschaltung gleicher Art, welche wie oben beschrieben aufgebaut ist, beschrieben.
Wenn die Vcc-Stromversorgung eingeschalten wird, steigt die Versorgungsspannung Vcc zunächst an. Wenn eine Potentialdifferenz relativ zu dem Knoten N1 eine Schwellenspannung des P-Kanal MOS-Transistors Q1 überschreitet, schaltet der MOS- Transistor Q1 durch. Während der Anfangsphase dieser Einschaltfunktion bleibt eine Ladespannung des Kondensators C1 niedrig.
Wenn der P-Kanal MOS-Transistor Q1 eingeschalten wird, steigt ein Potential des Knotens N2 an und gibt ein Rücksetzsignal ab. Im Laufe der Zeit steigt dann die Ladespannung des Kondensators C1 an, und wenn das Potential des Knotens N1 eine Schwellenspannung des N-Kanal MOS-Transistors Q2 überschreitet, schaltet der N- Kanal MOS-Transistor Q2 durch. Dies veranlaßt das Potential des Knotens N2 abzusinken und damit zu verhindern, daß das Rücksetzsignal ausgesendet wird.
Bei einer Einschaltrücksetzschaltung gleicher Art, welche wie oben beschrieben aufgebaut ist, wird allerdings das Rücksetzsignal durch die oben beschriebene Schaltkreis-Funktion dauerhaft erzeugt, wenn die Versorgungsspannung Vcc schnell angehoben wird; wenn die Versorgungsspannung Vcc sehr langsam angehoben wird, überschreitet das Potential des Knotens N1 die Schwellenspannung des N-Kanal MOS- Transistors Q2 bevor die Potentialdifferenz zwischen der Stromversorgungsspannung Vcc und dem Knoten N1 die Schwellenspannung des P-Kanal MOS-Transistors Q1 überschreitet, wodurch verfehlt wird, das Einschaltrücksetzsignal zu erzeugen.
EP-A-0 I50 480 und EP-A-0 421 124 beschreiben einschaltrücksetzimpuls-erzeugende Schaltungen, welche Inverter in Kreuzschaltung aufweisen. Bei diesen Schaltungen besteht jeder Inverter aus einem Paar von Transistoren entgegengesetzter Polarität, die zwischen einem Stromversorgungsanschluß und Masse in Serie geschaltet sind.
US-A-4 558 233, Fig. 3 offenbart eine Einschaltrücksetzschaltung mit einem Inverter, der eine Last, einen Transistor und eine Diode aufweist, die zwischen einem Stromversorgungsknoten und einem Bezugspotential in Serie geschaltet sind, wobei die Diode die Schwellenspannung des Inverters erhöht. US-A-4 013 902 offenbart eine Einschaltrücksetzschaltung mit zwei Invertern in Kreuzschaltung, welche von einem Lastwiderstand, einem Transistor und einer Diode in Serienschaltung gebildet werden, wobei eine Diode mit einem Stromversorgungsknoten und die andere Diode mit Masse verbunden ist.

Aufgabe und Zusammenfassung der Erfindung

Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Einschaltrücksetzschaltung anzugeben, die zuverlässig ein Rücksetzsignal erzeugt, ohne von der Anstiegscharakteristik der Versorgungsspannung beeinflußt zu werden.
Gemäß der Erfindung wird eine Einschaltrücksetzschaltung angegeben, die folgendes aufweist: Einen ersten Stromversorgungs-Knoten; einen Bezugspotential-Knoten; ein Flip-Flop, bestehend aus einem ersten und einem zweiten Inverter in Kreuzschaltung, wobei ein Ausgang des ersten Inverters ein Eingangssignal für den zweiten Inverter abgibt und ein Ausgang des zweiten Inverters ein Eingangssignal für den ersten Inverter abgibt; eine Serienschaltung aus einer Diode und einem Kondensator, die zwischen den ersten Stromversorgungs-Knoten und den Bezugspotential-Knoten miteinander in Serie geschaltet sind, wobei ein gemeinsamer Verbindungspunkt zwischen der Diode und dem Kondensator mit dem Ausgang des ersten oder zweiten Inverters verbunden ist; und ein Rücksetzsignal-Generator zum Erzeugen eines Rücksetzsignals aufgrund einer Veränderung in dem Ausgangssignal des ersten oder zweiten Inverters;
dadurch charakterisiert,
daß sowohl der erste als auch der zweite Inverter jeweils eine Last, einen MIS- Transistor und eine Diode aufweisen, die in Serie zwischen dem ersten Stromversorgungs-Knoten und den Bezugspotential-Knoten geschaltet sind, wobei die Last des ersten Inverters mit dem ersten Stromversorgungs-Knoten und die Last des zweiten Inverters mit dem Bezugspotential-Knoten verbunden ist, und wobei die Diode des ersten Inverters mit dem Bezugspotential-Knoten und die Diode des zweiten Inverters mit dem ersten Stromversorgungs-Knoten verbunden sind.
Gemäß der Erfindung und entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt wird eine Einschaltrücksetzschaltung angegeben, in der das oben erwähnte Flip-Flop aus einem Paar von Invertern besteht, deren Last durch ein Hochwiderstandselement gebildet wird.
Dementsprechend besitzt bei der Einschaltrücksetzschaltung das Flip-Flop nur einen stabilen Zustand, wenn die Versorgungsspannung ausreichend niedrig ist, und zwei stabile Zustände, wenn die Versorgungsspannung ausreichend hoch ist. Das Flip-Flop erkennt den Zustand, in dem die Versorgungsspannung hoch ist, und den Zustand, in dem die Versorgungsspannung niedrig ist. Das Rücksetzsignal wird zwischen diesen beiden Zuständen erzeugt. Bei diesem Aufbau kann das Rücksetzsignal auch dann erzeugt werden, wenn die Versorgungsspannung sehr langsam ansteigt, wodurch eine zuverlässige Rücksetzsignal-Erzeugung erzielt wird, unabhängig davon, wie die Stromversorgung ansteigt.
Da die Widerstände, welche in den das Flip-Flop der Einschaltrücksetzschaltung bildenden Invertern verwendet werden, aus Hochwiderstands-Elementen gebildet werden, kann ein Leckstrom auf einen ausreichend niedrigen Pegel unterdrückt werden.
Da die Diode in Serienschaltung mit den Steuer-Transistoren der das Flip-Flop bildenden Invertern verbunden ist, schalten die Steuer-Transistoren des Ausgangsseiten- Inverters nicht durch, wenn die Versorgungsspannung schnell auf 0 Volt fällt, wodurch es möglich wird, ein Rücksetzsignal zu erzeugen, wenn die Versorgungsspannung wieder angestiegen ist.
Die obige sowie weitere Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch die beiliegende Zeichnung offensichtlicher werden, in der in mehreren Darstellungen gleiche Bezugszeichen zur Kennzeichnung gleicher oder ähnlicher Teile verwendet werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist eine Darstellung einer Einschaltrücksetzschaltung des Standes der Technik;
Fig. 2 ist eine Darstellung einer Einschaltrücksetzschaltung, ausgeführt als ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung;
Fig. 3 ist eine Darstellung von Signalverlaufskurven an den Knoten, die erhalten werden, wenn die Anstiegszeit der Versorgungsspannung Vcc der Einschaltrücksetzschaltung in Fig. 2 5 ms beträgt.
Fig. 4(a) bis 4(c) sind Darstellungen von Potentialveränderungen am Knoten N11, Knoten N12 und Knoten N13 jeweils relativ zur Stromversorgungsspannung Vcc; und
Fig. 5 ist eine Darstellung von Signalverlaufskurven an den Knoten, die erhalten werden, wenn die Versorgungsspannung Vcc zeitweise abgefallen und dann wieder angestiegen ist.

Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele

Die Erfindung wird im Folgenden ausführlicher anhand eines Beispiels mit Bezug auf die beiliegende Zeichnung beschrieben.
Fig. 2 zeigt das Schaltdiagramm einer Einschaltrücksetzschaltung, die als ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ausgeführt ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird beispielsweise ein MOS-(Metalloxidhalbleiter) Transistor für einen MIS-(Metallisolatorhalbleiter) Transistor verwendet.
Ebenfalls gemäß Fig. 2 sind ein Widerstand R11 als Last, ein Steuer-N-Kanal MOS- Transistor Q11 und ein N-Kanal MOS-Transistor Q12 in Diodenschaltung in Serie zwischen die Vcc-Stromversorgung (einer ersten Stromversorgung) und Masse (einer zweiten Stromversorgung) geschaltet, wodurch sie einen Inverter 11 bilden. Auf die gleiche Weise sind ein P-Kanal MOS-Transistor Q13 in Diodenschaltung, ein Steuer-P- Kanal MOS-Transistor Q14 und ein Widerstand R12 als Last in Serie zwischen die Vcc- Stromversorgung und Masse geschaltet, wobei sie einen Inverter 12 bilden.
Diese Inverter 11 und 12 sind miteinander in Kreuzschaltung verbunden, um ein Flip- Flop 13 zu bilden. Dies bedeutet, daß ein Knoten N11, der ein Ausgang des Inverters 11 ist, mit dem Gate des Steuer-P-Kanal MOS-Transistors Q14 des Inverters 12 verbunden ist; ein Knoten N12, der ein Ausgang des Inverters 12 ist, ist mit einem Gate des Steuer-N-Kanal MOS-Transistors Q11 des Inverters 11 verbunden.
Bei diesem Flip-Flop 13 liegen die Widerstandswerte der Widerstände R11 und R12, die als Lasten für die Inverter 11 und 12 dienen, im Bereich von mehreren Giga-Ohm (GΩ), um einen Leckstrom auf einen ausreichend niedrigen Pegel (herab bis zu Nano- Ampere (nA)) zu unterdrücken.
Zwischen Vcc-Stromversorgung und Masse ist eine Serienschaltung 14 aus einem Kondensator C11 und einem N-Kanal MOS-Transistor Q15 in Diodenschaltung geschaltet. Ein gemeinsamer Verbindungspunkt der Serienschaltung 14 ist mit einem der Ausgänge des Flip-Flops 13 verbunden, zum Beispiel mit dem Knoten 11 des Inverters 11. Es ist anzumerken, daß eine Abgrenzung zwischen zwei stabilen Zuständen des Flip-Flops 13 durch den Betrag der Widerstände R11 und R12 und die unteren Schwellenströme der MOS-Transistoren Q11 bis Q15 vorgegeben ist.
Der andere Ausgang des Flip-Flops 13, das heißt ein Punkt zwischen dem Knoten N12 und Masse des Inverters 12, ist mit einem Kondensator C12 verbunden. Eines der Ausgangssignale des Flip-Flops 13, beispielsweise ein Ausgangssignal, welches von dem Knoten N12 des Inverters 12 stammt, wird einem Rücksetzimpuls-Generator 16 über einen Inverter 15 zugeführt, aufgrund einer Veränderung in dem Signal.
Der Rücksetzimpuls-Generator 16 enthält einen Inverter 17 zum Invertieren eines Signals an dem Knoten N13, welches ein Ausgangssignal des Inverters 15 ist, eine Verzögerungsschaltung 18 zum Verzögern des invertierten Signals, das von dem Inverter 17 ankommt, für einen vorgegebenen Zeitraum, und ein NOR-Glied 19, welchem das Signal am Knoten 13 und das durch die Verzögerungsschaltung 18 verzögerte Signal zugeführt werden. Aufgrund einer Differenz zwischen diesen Signalen wird ein Rücksetzimpuls erzeugt. Eine Breite des Rücksetzimpulses wird durch die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 18 vorgegeben. Für die Verzögerungsschaltung 18 wird eine Schaltung verwendet, die aus Invertern besteht, welche in einer Weise, die der Verzögerungszeit entspricht, miteinander verknüpft sind.
Es wird nun die Funktionsweise des oben erwähnten Ausführungsbeispiels beschrieben. Aus Gründen der Einfachheit wird vorausgesetzt, daß die Anstiegszeit der Versorgungsspannung Vcc unendlich groß ist.
Wenn zunächst Vcc gleich null Volt ist, sind die Potentiale an den Knoten N11 und N12 beide gleich 0 Volt. Ist die Versorgungsspannung Vcc ausreichend niedrig, so ist die Impedanz der MOS-Transistoren Q11 bis Q15 ausreichend höher als die der Widerstände R11 und R12, so daß das Flip-Flop 13 lediglich einen stabilen Punkt aufweist. Dies bedeutet, daß das Potential an dem Knoten N11 auf den Pegel Vcc und das Potential an dem Knoten N12 auf den Masse-Pegel eingestellt wird.
Wenn die Versorgungsspannung Vcc sich dem Schwellenwert des Inverters 12 nähert, werden die Impedanzen der MOS-Transistoren Q13 und Q14 im wesentlichen gleich zu derjenigen des Widerstands R12, wodurch das Potential am Knoten N12 veranlaßt wird, von einem niedrigen Pegel auf einen hohen Pegel zu wechseln.
Wenn das Potential an dem Knoten N12 ein zum Durchschalten des MOS-Transistors Q11 ausreichend hohes Potential erreicht hat, schaltet der MOS-Transistor durch, das Potential an dem Knoten N11 sinkt ab und der Gehalt des Flip-Flops 13 wird invertiert.
Die Invertierung (Wechsel des Potentials an dem Knoten N12 von einem niedrigen auf einen hohen Pegel) des Zustands des Flip-Flops 13 wird über den Inverter 15 auf den Rücksetzimpuls-Generator 16 übertragen. Dies veranlaßt den Rücksetzimpuls-Generator 16 einen Rücksetzimpuls zu erzeugen.
Dies bedeutet, wenn das Potential an dem Knoten N12 von einem niedrigen auf einen hohen Pegel wechselt, erscheint an dem Knoten N13 ein Signal, welches von einem hohen auf einen niedrigen Pegel wechselt.
In dem Rücksetzimpuls-Generator 16 wird das Signal an dem Knoten N13 durch den Inverter 17 invertiert und durch die Verzögerungsschaltung 18 für einen vorgegebenen Zeitraum verzögert. Das verzögerte Signal wird mit dem Signal am Knoten N13 OR-verknüpft um den Rücksetzimpuls zu erzeugen.
Wenn die Versorgungsspannung Vcc ausreichend hoch wird, wird das Potential am Knoten N1 gleich einer Gate-Spannung, bei der ein unterer Schwellenstrom des MOS- Transistors Q12 gleich einem durch den Widerstand R11 fließenden Strom wird, und das Potential an dem Knoten N12 wird zu einer Gate-Spannung, bei der ein unterer Schwellenstrom des MOS-Transistors Q13 gleich einem durch den Widerstand R12 fließenden Strom wird.
Es sollte beachtet werden, daß eine Kanallänge des MOS-Transistors Q15 lang eingestellt wird und eine Kanallänge des MOS-Transistors Q12 auf eine Standardlänge eingestellt wird, so daß der untere Schwellenstrom des MOS-Transistors Q12 größer wird als derjenige des MOS-Transistors Q15.
Der MOS-Transistor Q15 wird lediglich als externen Auslöser zum Auslösen der Inversion des Flip-Flops 13 verwendet, wodurch eine Umpolung im invertierten Zustand erschwert wird.
Wenn die Anstiegszeit der Versorgungsspannung Vcc endlich ist, wird das Potential an dem Knoten N11 durch die Kopplung der Kondensatoren C11 und C12 auf den Versorgungsspannungspegel Vcc eingestellt und das Potential an dem Knoten N12 auf Masse-Pegel.
In Fig. 3 werden Signalverlaufskurven an den Knoten N11, N12 und N13 gezeigt, für den Fall, daß die Anstiegszeit der Versorgungsspannung Vcc (Vcc = 0 Volt bis 5 Volt) 5 ms beträgt.
Wie Fig. 3 deutlich entnommen werden kann, ermöglicht der oben beschriebene Aufbau dem Flip-Flop 13 zu erkennen, ob die Versorgungsspannung Vcc sich in einem hohen oder niedrigen Zustand befindet und ein Rücksetzimpuls in einem Grenzbereich dazwischen zu erzeugen, wodurch zuverlässig eine Rücksetzimpulssignal-Erzeugung erzielt wird, selbst wenn die Versorgungsspannung Vcc eine sehr lange Zeit zum Ansteigen benötigt.
Währenddessen weist das Potential an den Knoten N11 bis N13 ein Hystereseverhalten auf und zeigt unterschiedliche Hysteresecharakteristiken für den Anstieg und das Abfallen der Versorgungsspannung Vcc.
In den Fig. 4(A) bis 4(C) werden Veränderungen des Potentials an den Knoten N11 (A), N12(B) und N13(C) relativ zur Versorgungsspannung Vcc gezeigt. Gemäß Fig. 4 (C) wird der Rücksetzimpuls erzeugt, wenn wie oben beschrieben das Potential an dem Knoten N13 von einem hohen auf einen niedrigen Wert wechselt.
Es wird nun die Schaltungsfunktion erläutert, die auftritt, wenn die Versorgungsspannung Vcc für einen Zeitraum, der kürzer ist als die Zeit zur Entladung durch die Widerstände R11 und R12, abfällt, wie dies der Fall bei einem momentanen Ausschalten der Stromversorgung ist, und wieder ansteigt.
In dem Fall, in dem die Versorgungsspannung Vcc schnell auf 0 Volt fällt, wird zunächst das Potential an dem Knoten N11 ungefähr gleich -0,7 Volt (ein Abfall durch die pn-Verbindung) aufgrund der Zuführung einer Ladung durch die pn-Verbindungen der Drains der MOS-Transistoren Q11 und Q14.
Wenn dann die Versorgungsspannung Vcc wieder ansteigt, schaltet der Transistor Q14 durch, wenn das Potential an dem Knoten N11 ungefähr gleich -0,7 Volt ist. Selbst in einem niedrigen Versorgungsspannungszustand wird dementsprechend das Potential an dem Knoten N12 gleich dem Vcc-Pegel und das Potential an dem Knoten N13 wird gleich dem Masse-Pegel, wodurch die Erzeugung des Rücksetzimpulses verhindert wird.
Bei dem oben erwähnten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist allerdings der MOS-Transistor Q12 in Diodenschaltung mit dem MOS-Transistor Q11 in Serie geschaltet und der MOS-Transistor Q13 in Diodenschaltung ist mit dem MOS- Transistor Q14 in Serie geschaltet, so daß selbst dann, wenn die Versorgungsspannung Vcc schnell auf 0 Volt fällt, der Transistor Q14 nicht durchschaltet. Wenn daher die Versorgungsspannung Vcc wieder ansteigt, kann der Rücksetzimpuls zuverlässig erzeugt werden.
Es ist für den Fachmann offensichtlich, daß, obwohl bei dem oben erwähnten Ausführungsbeispiel MOS-Transistoren Q12 und Q13 in Diodenschaltung verwendet werden, bei dem Ausführungsbeispiel statt dessen Dioden verwendet werden können.
In Fig. 5 sind Signalverlaufskurven an den Knoten N11, N12 und N13 gezeigt, die erhalten werden, wenn die Versorgungsspannung Vcc vorübergehend gefallen und dann wieder angestiegen ist.
Es ist anzumerken, daß bei dem oben erwähnten Aufbau, wenn die Schwellenspannung des P-Kanal MOS-Transistors Q13 gleich Vth ist, das Potential an dem Knoten N12 lediglich auf Vcc - Vth ansteigt, wodurch es für einen Stoßstrom möglich wird, in den Inverter 15 zu fließen.
Der in den Inverter 15 fließende Stoßstrom kann auf einen niedrigeren Pegel als derjenige des Stroms, der durch den Widerstand R12 fließt, unterdrückt werden, indem die Schwellenspannung des P-Kanal MOS-Transistors, der den Inverter 15 bildet, auf einen höheren Pegel als die Schwellenspannung des P-Kanal MOS Transitors Q13 gesetzt wird (z. B. indem eine Kanallänge des den Inverter 15 bildenden Transistors relativ weit gesetzt wird).
Wie beschrieben und entsprechend der Erfindung, wird eine Einschaltrücksetzschaltung angegeben, die ein Flip-Flop verwendet, daß durch ein Paar von Invertern in Kreuzschaltung gebildet wird, wobei ein gemeinsamer Verbindungspunkt zwischen einer Diode und einem Kondensator, die miteinander in Serie geschaltet sind, mit einem Ausgang des Flip-Flop verbunden ist, um das Flip-Flop in die Lage zu versetzen, Zustände zu erkennen, in denen die Versorgungsspannung hoch und niedrig ist, wodurch in einem Grenzbereich zwischen diesen beiden Zuständen ein Rücksetzsignal erzeugt wird. Dieser neue Aufbau erzeugt zuverlässig das Rücksetzsignal, selbst wenn die Versorgungsspannung sehr langsam ansteigt, wodurch eine zuverlässige Erzeugung des Rücksetzsignals erzielt wird, welche nicht von der Stromversorgungs-Anstiegszeit beeinflußt wird.
Das Verwenden von Hochwiderstandselementen für einen Widerstand für die Inverter, die das Flip-Flop bilden, unterdrückt einen Leckstrom auf einen ausreichend niedrigen Pegel.
Ferner verhindert die Serienschaltung einer Diode mit jedem der Steuer-Transistoren für die das Flip-Flop bildenden Inverter, daß die Steuer-Transistoren an der Inverter- Ausgangsseite durchschalten, wodurch die zuverlässige Erzeugung des Rücksetzsignals gesichert wird, selbst wenn die Versorgungsspannung zeitweise abfällt und dann wieder ansteigt.
Obwohl das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unter Verwendung konkreter Elemente beschrieben wurde, dient eine solche Beschreibung lediglich darstellenden Zwecken, und es ist verständlich, daß Änderungen und Variationen erfolgen können, ohne vom Gedanken der beiliegenden Ansprüche abzuweichen.

Claims

1. Einschaltrücksetzschaltung mit:

einem ersten Stromversorgungs-Knoten;

einem Bezugspotential-Knoten;

einem Flip-Flop (13), bestehend aus einem ersten und einem zweiten Inverter (11, 12) in Kreuzschaltung, wobei ein Ausgang des ersten Inverters (11) ein Eingangssignal für den zweiten Inverter (12) abgibt und ein Ausgang des zweiten Inverters (12) ein Eingangssignal für den ersten Inverter (11) abgibt;

einer Serienschaltung (14) aus einer Diode (Q15) und einem Kondensator (C11), die zwischen den ersten Stromversorgungs-Knoten (Vcc) und den Bezugspotential- Knoten miteinander in Serie geschaltet sind, wobei ein gemeinsamer Verbindungspunkt zwischen der Diode (Q15) und dem Kondensator (C11) mit dem Ausgang (N11) des ersten oder zweiten Inverters verbunden ist; und

einem Rücksetzsignal-Generator (16) zum Erzeugen eines Rücksetzsignals aufgrund einer Veränderung in dem Ausgangssignal des ersten oder des zweiten Inverters;

dadurch gekennzeichnet,

daß sowohl der erste als auch der zweite Inverter (11, 12) jeweils eine Last (R11, R12), einen MIS-Transistor (Q11, Q14) und eine Diode (Q12, Q13) aufweisen, die in Serie zwischen den ersten Stromversorgungs-Knoten und den Bezugspotential-Knoten geschaltet sind,

wobei die Last (R11) des ersten Inverters (11) mit dem ersten Stromversorgungs-Knoten und die Last (R12) des zweiten Inverters (12) mit dem Bezugspotential-Knoten verbunden sind und die Diode (Q12) des ersten Inverters (11) mit dem Bezugspotential- Knoten und die Diode (Q13) des zweiten Inverters (12) mit dem ersten Stromversorgungs-Knoten verbunden sind.

2. Einschaltrücksetzschaltung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet,

daß, wenn das Potential des ersten Stromversorgungs-Knotens verschieden von dem und niedriger ist als das Potential des Bezugspotential-Knotens, die Impedanz des Transistors (Q11, Q14) und der Diode (Q12, Q13) des ersten und des zweiten Inverters ausreichend höher ist als die Last (R11, R12) des ersten und des zweiten Inverters, so daß das Flip-Flop nur einen stabilen Zustand aufweist,

und daß ein Ausgangssignal des Flip-Flops invertiert wird, wenn das Potential des ersten Stromversorgungs-Knotens ausreichend hoch ist, um den Transistor in dem zweiten Inverter durchzuschalten.

3. Einschaltrücksetzschaltung nach Anspruch 1 oder 2,

dadurch gekennzeichnet,

daß die Lasten des ersten und des zweiten Inverters Widerstände (R11, R12) sind.

4. Einschaltrücksetzschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Lasten (R11, R12) des ersten und des zweiten Inverters Hochwiderstands- Elemente sind.

5. Einschaltrücksetzschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Lasten (R11, R12) des ersten und des zweiten Inverters ausreichend groß sind, um einen Leckstrom zu reduzieren.

6. Einschaltrücksetzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Inverter (11, 12) einen N-Typ Metalloxid- Halbleitertransistor (Q11) bzw. einen P-Typ Metalloxid-Halbleitertransistor (Q14) enthalten.

7. Einschaltrücksetzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (Q12, Q13) des ersten und des zweiten Inverters, die mit dem entsprechenden Transistor (Q11, Q14) verbunden ist, so ausgebildet ist, daß, wenn das Spannungssignal (Vcc) des ersten Stromversorgungs-Knoten schnell auf OV fällt, der entsprechende Transistor (Q11, Q 14) nicht durchschaltet, so daß dementsprechend der Rücksetzimpuls durch den Rücksetzimpuls-Generator (16) erzeugt wird, wenn die Stromversorgungs-Spannung (Vcc) wieder ansteigt.

8. Einschaltrücksetzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine Abgrenzung zwischen zwei stabilen Zuständen des Flip-Flops (13) durch den Betrag der Lasten (R11, R12) des ersten und des zweiten Inverters und die unteren Schwellenströme der Transistoren (Q11, Q14) und Dioden (Q12, Q13) des ersten und des zweiten Inverters und der Diode (Q15) der Serienschaltung (14) vorgegeben ist, wobei diese Abgrenzung einem Punkt entspricht, der dahingehend verstanden wird, daß die Spannung (Vcc) des ersten Stromversorgungs-Knotens von einem niedrigen Zustand in einen hohen Zustand gewechselt hat.

9. Einschaltrücksetzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden (Q12, Q13) des ersten und des zweiten Inverters Transistoren in Diodenschaltung sind.

10. Einschaltrücksetzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet,

daß der Rücksetzimpuls-Generator (16) über einen dritten Inverter (15) mit dem Ausgang des zweiten Inverters (12) verbunden ist,

und ein Kondensator (C12) zwischen den Bezugspotential-Knoten und einen Eingang dieses dritten Inverters (15) geschaltet ist.

11. Einschaltrücksetzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet,

daß der Rücksetzimpuls-Generator (16) aufweist:

einen vierten Inverter (17) zum Invertieren des Ausgangssignals eines dritten Inverters (15), der mit dem Flip-Flop (13) verbunden ist,

eine Verzögerungsschaltung (18) zum Verzögern des invertierten Signals des vierten Inverters (17) für einen vorgegebenen Zeitraum, und ein NOR-Glied (19) zum Erzeugen eines Rücksetzimpulses aufgrund des Ausgangssignals des dritten Inverters (17) und des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung (18).

12. Einschaltrücksetzschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Breite des von dem Rücksetzimpuls-Generator (16) erzeugten Rücksetzimpulses durch die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung (18) festgelegt ist.

13. Einschaltrücksetzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet,

daß ein erster Knotenpunkt (N11) an einer gemeinsamen Verbindung zwischen der Last (R11) und dem Transistor (Q11) des ersten Inverters (11) und ein zweiter Knotenpunkt (N12) an einer gemeinsamen Verbindung zwischen der Last (R12) und dem Transistor (Q14) des zweiten Inverters (12) vorgesehen ist, so daß,

wenn das Potential (Vcc) des ersten Stromversorgungs-Knotens 0V ist, das Potential des ersten Knotenpunkts (N11) und des zweiten Knotenpunkts (N12) 0V ist,

und wenn das Potential (Vcc) des ersten Stromversorgungs-Knotens in der Nähe des Schwellenwerts des zweiten Inverters (12) ist, die Impedanz des Transistors (Q14) und der Diode (Q13) des zweiten Inverters (12) ungefähr gleich der Impedanz der Last (R12) des zweiten Inverters (12) wird, wodurch das Potential des zweiten Kontenpunkts (N12) von einem niedrigen Pegel auf einen hohen Pegel wechselt.