DE602004007915T2

DE602004007915T2 - Unterspannungsdetektor

Info

Publication number: DE602004007915T2
Application number: DE602004007915T
Authority: DE
Inventors: David P. Lisnagry GUBBINS
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 2003-06-02
Filing date: 2004-05-19
Publication date: 2008-04-24
Anticipated expiration: 2024-05-20
Also published as: CN100423450C; EP1629599A1; EP1629599B1; WO2004107577A1; US20040239413A1; DE602004007915D1; ATE368958T1; CN1799197A; US6894544B2

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft allgemein eine Stromversorgungsspannungsüberwachung und insbesondere eine Schaltung, die fortlaufend die Stromversorgungsspannung überwacht, und ist insbesondere auf eine Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung gerichtet, die ein Ausgangssignal liefert, wenn die Stromversorgungsspannung eine vorgegebene Schwelle überschreitet.
Hintergrund der Erfindung
Es ist beim Entwurf von elektronischen Schaltkreisen häufig notwendig sicherzustellen, daß spezifische Abschnitte einer Schaltung den Betrieb in einem bekannten Zustand beginnen. Es trifft außerdem häufig zu, daß spezifische Arten von Schaltkreisen nicht richtig arbeiten, wenn sich die Stromversorgungsspannung nicht über einer bestimmten kritischen Spannung befindet. Eine Schaltung, die eine analoge Versorgungsspannung überwacht und feststellt, ob die Spannung für einen zuverlässigen Betrieb der zugehörigen Schaltkreise ausreicht, wird häufig als ein „Unterspannungsdetektor" bezeichnet.
Festzustellen, ob die Versorgungsspannung einen ausreichenden Pegel erreicht hat, kann insbesondere wichtig sein, wenn batteriebetriebene Einrichtungen betroffen sind. In einer batteriebetriebenen Umgebung ist es außerdem wünschenswert, daß alle eingesetzten Überwachungsschaltkreise so wenig Strom wie möglich verbrauchen. Zusätzlich sollte eine Überwachungsschaltung unabhängig von der Betriebstemperatur zuverlässig bei einer vorgegebenen Schwellenspannung funktionieren. Ein Beispiel einer solchen Schaltung ist im US-Patent Nr. 5,959,477 angegeben.
Es ist außerdem ein wünschenswertes Merkmal, daß die Überwachungsschaltung vorhersagbar auf Prozeßveränderungen reagiert. In vielen Anwendungen ist es tatsächlich für den Überwachungsschaltungsbetrieb wünschenswert, mit bestimmten Prozeßparametern zu variieren, da insbesondere Prozeßveränderungen tatsächlich die Leistungsspezifiktionen einer elektronischen Schaltung beeinflussen können, insbesondere insoweit eine richtige Betriebsversorgungsspannung betroffen ist.
Eine Einschaltrücksetzschaltung, die dazu bestimmt ist, den Stromversorgungsspannungspegel abzutasten und auf ihn zu reagieren, wird im US-Patent Nr. 6,239,630 beschrieben. Das Patent beschreibt eine Einschaltrücksetzschaltung, die vollständig auf CMOS aufgebaute Schaltkreise verwendet, um ein Rücksetzsignal auszulösen, wenn die Versorgungsspannung der Schaltung niedrig ist, dann das Rücksetzsignal beendet, wenn die Versorgungsspannung eine Bezugsspannung um mindestens die größere von PFET- und NFET-Schwellenspannungen überschreitet. Das Herz der Schaltung ist ein als Diode geschalteter bipolarer Transistor, der die Bezugsspannung herstellt. Die Nachteile dieses Ansatzes sind, daß der Schwellenspannungspegel sowohl prozeß- als auch temperaturabhängig ist und Widerstände erforderlich sind, die groß sein müssen, wenn ein Betrieb mit niedrigem Stromverbrauch erwünscht ist.
Eine Präzisionseinschaltrücksetzschaltung wird im US-Patent Nr. 5,959,477 beschrieben. Diese Verweisquelle ist auf eine Schaltung gerichtet, die verhältnismäßig unempfindlich gegenüber Temperatur- und Prozeßveränderungen ist. Obwohl eine Basis-Emitter-Sperrschicht eines bipolaren Transistors verwendet wird, und es bekannt ist, daß V_BE einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist, werden Widerstandsverhältnisse und Vorrichtungsformfaktoren variiert, um eine Temperaturveränderung zu kompensieren, so daß sich eine Schaltung mit minimaler Empfindlichkeit sowohl gegen Temperatur- als auch Prozeßveränderungen ergibt. Jedoch ist der BiCMOS-Prozeß, der beim Aufbau dieser Schaltung verwendet wird, kostspielig durchzuführen, und es werden außerdem Widerstände in dieser Ausführung benötigt.
Folglich ergibt sich ein Bedarf nach einer Unterspannungsdetektorschaltung, die gegenüber einer Temperaturveränderung über einen weiten Temperaturbereich verhältnismäßig unempfindlich ist, sowohl hinsichtlich der Prozeßkosten als auch der Bewahrung der wertvollen Fläche der integrierten Schaltung wirtschaftlich herzustellen ist, und die eine vorhersagbare und unkritische Reaktion auf Prozeßveränderungen zeigt.
Zusammenfassung der Erfindung
Dieser Bedarf und anderes wird durch den Unterspannungsdetektor der vorliegenden Erfindung zufriedengestellt, der fortlaufend die Stromversorgungsspannung überwacht und ein Ausgangssignal liefert, das von einem logischen HOCH-Zustand übergeht, wenn die überwachte Stromversorgungsspannung einen vorgegebenen Schwellenwert überschreitet.
Gemäß eines Aspekts der vorliegenden Erfindung weist eine Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung, die ein Ausgangssignal liefert, wenn die bezüglich Masse gemessene Stromversorgungsspannung eine vorgegebene Schwellenspannung überschreitet, auf: eine erste Spannungsreferenz bezüglich Masse, die sich direkt proportional zur absoluten Temperatur ändert, eine zweite Spannungsreferenz bezüglich der Versorgungsspannung, die sich entgegengesetzt zur absoluten Temperatur ändert, und einen Komparator, bei dem die erste Spannungsreferenz mit einem Eingang verbunden ist und die zweite Spannungsreferenz mit dem anderen Eingang verbunden ist, so daß die Komparatorausgabe ihren Zustand ändert, wenn die Stromversorgungsspannung eine vorgegebene Schwellenspannung überschreitet, die verhältnismäßig unabhängig von der absoluten Temperatur ist.
In einer Form der Erfindung weist die erste Spannungsreferenz bezüglich Masse einen als Diode geschalteten NMOS-Transistor in Reihe mit einer Stromquelle auf. Vorzugsweise ist der Source-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors mit Masse verbunden, und die Stromquelle ist zwischen die Stromver sorgungsspannung und den Drain-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors geschaltet.
In einer anderen Form der Erfindung weist die zweite Spannungsreferenz bezüglich der Versorgungsspannung einen bipolaren Substrattransistor mit einer mit seiner Basis verbundenen Stromquelle auf. Vorzugsweise weist der bipolare Substrattransistor einen Substrat-PNP-Transistor auf. Das Beta des Substrat-PNP-Transistors ist im allgemeinen nicht größer als 5, und kann so klein wie 2 oder 3 sein. Der Emitter des Substrat-PNP-Transistors ist mit der Stromversorgungsspannung verbunden, der Kollektor des Substrat-PNP-Transistors ist mit Masse verbunden, und die Stromquelle ist zwischen die Basis des Substrat-PNP-Transistors und Masse geschaltet.
In noch einer anderen Form der Erfindung wird es bevorzugt, daß der Drain-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors in der ersten Spannungsreferenz mit dem nicht-invertierenden Eingang des Komparators verbunden ist, während die Basis des Substrat-PNP-Transistors in der zweiten Spannungsreferenz mit dem invertierenden Eingang des Komparators verbunden ist. Die erste Spannungsreferenz weist einen positiven Temperaturkoeffizienten auf, der annähernd gleich der Größe des negativen Temperaturkoeffizienten der zweiten Spannungsreferenz ist. Der Komparator ist ein zweistufiger Komparator, der ein NMOS-Eingangstransistorpaar aufweist.
In noch einer anderen Form der Erfindung ist eine Hystereseschaltung zwischen der ersten Spannungsreferenz und dem Komparator angeordnet, wobei die Hystereseschaltung eine Stromsenke aufweist, die bei einer vorgegebenen Triggerspannung Strom aus dem als Diode geschalteten NMOS-Transistor ableitet.
Gemäß eines anderen Aspekts der vorliegenden Erfindung weist eine Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung, die ein Ausgangssignal liefert, wenn die bezüglich Masse gemessene Stromversorgungsspannung eine vorgegebene Schwellenspannung überschreitet, auf: eine erste Spannungsreferenz bezüglich Masse, die sich direkt proportional zur absoluten Temperatur än dert, wobei die erste Spannungsreferenz bezüglich Masse einen als Diode geschalteten NMOS-Transistor in Reihe mit einer Stromquelle aufweist, und eine zweite Spannungsreferenz bezüglich der Versorgungsspannung, die sich entgegengesetzt zur absoluten Temperatur ändert, wobei die zweite Spannungsreferenz bezüglich der Versorgungsspannung einen bipolaren Substrattransistor mit einer mit seiner Basis verbundenen Stromquelle aufweist.
In einem zweistufigen Komparator mit einem NMOS-Eingangstransistorpaar ist der Drain-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors in der ersten Spannungsreferenz mit dessen nicht-invertierenden Eingang verbunden und ist die Basis des Substrat-PNP-Transistors in der zweiten Spannungsreferenz mit dessen invertierenden Eingang verbunden, so daß der Komparatorausgang seinen Zustand ändert, wenn die Stromversorgungsspannung eine vorgegebene Schwellenspannung überschreitet. Die erste Spannungsreferenz weist einen positiven Temperaturkoeffizienten auf, der annähernd gleich der Größe des negativen Temperaturkoeffizienten der zweiten Spannungsreferenz ist, so daß die vorgegebene Schwellenspannung verhältnismäßig unabhängig von der absoluten Temperatur ist.
Eine alternative Ausführungsform der Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung, die ein Ausgangssignal liefert, wenn die bezüglich Masse gemessene Stromversorgungsspannung eine vorgegebene Schwellenspannung überschreitet, weist eine erste Spannungsreferenz bezüglich Masse, die sich entgegengesetzt zur absoluten Temperatur ändert, und eine zweite Spannungsreferenz bezüglich der Versorgungsspannung auf, die sich direkt proportional zur absoluten Temperatur ändert. In einem Komparator ist die erste Spannungsreferenz mit einem Eingang verbunden und die zweite Spannungsreferenz mit dem anderen Eingang verbunden, so daß der Komparatorausgang seinen Zustand ändert, wenn die Stromversorgungsspannung eine vorgegebene Schwellenspannung überschreitet, die verhältnismäßig unabhängig von der absoluten Temperatur ist.
Weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung und den Zeichnungen deutlich.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Unterspannungsdetektors;
2 stellt in schematischer Form eine Einschaltschaltung, einen Vorstromgenerator und eine PZAT-Spannungsreferenz gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar;
3 stellt eine PZAT-Spannungsreferenz, eine Hystereseschaltung und einen Komparator gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar;
4 ist ein schematisches Diagramm eines Komparators und einer EZAT-Spannungsreferenz gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 zeigt die bevorzugte Zusammenschaltung der in den 2-4 dargestellten Schaltungen; und
6 stellt eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in Blockschaltbildform dar.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Es wird hierin ein Unterspannungsdetektor beschrieben, der im Vergleich zum Stand der Technik deutliche Vorteile bietet. Eine einigermaßen qualitative Einführung in die Erfindung wird im folgenden unter Bezeugnahme auf 1 präsentiert, einem vereinfachten Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Unterspannungsdetektors, der allgemein durch die Ziffer 100 dargestellt wird.
Die Gesamtschaltung 100 umfaßt einen ersten Abschnitt 101, der eine Spannungsreferenz bezüglich Masse bereitstellt, die sich direkt proportional zur absoluten Temperatur ändert. Mit anderen Worten ist die Spannungsreferenz PZAT (direkt proportional zur absoluten Temperatur). Diese erste Referenzschaltung weist einen als Diode geschalteten NMOS-Transistor 105 und eine Stromquelle 104 auf, die einen Wert aufweist, die gleich I_bias ist. Der Stromwert I_bias ist bezüglich der absoluten Temperatur annähernd unveränderlich oder NBAT (Nullveränderung bezüglich der absoluten Temperatur). Es ist nicht dringend notwendig, daß I_bias NBAT ist, wenn jedoch I_bias verhältnismäßig konstant über Temperatur gehalten wird, wird auch der Stromverbrauch über die Temperatur verhältnismäßig konstant gehalten.
Die Gate-Source-Spannung Vgs des NMOS-Transistors 105 (in starker Inversion) kann wie folgt ausgedrückt werden:
wobei Vt die Schwellenspannung repräsentiert, μ₀ die Trägerbeweglichkeit ist, Id der Drain-Strom für die Vorrichtung ist, und W/L das Verhältnis der Kanalbreite zur Länge (der Formfaktor) ist. Der Ausdruck unter der Wurzel kann zu Vc, der Stromführungskomponente vereinfacht werden, was den Ausdruck ergibt: Vgs = Vt + Vc
Vt nimmt mit der Temperatur mit einem Betrag von annähernd gleich 2,3 mV (Millivolt) pro Grad Celsius ab. Auch die Beweglichkeit μ₀ nimmt mit der Temperatur ab. Dies bedeutet, daß Vc mit der Temperatur abnimmt. Wenn folglich Id durch Skalieren von W/L fixiert wird, kann die Temperaturveränderung des als Diode geschalteten Vgs eingestellt werden – es kann bewirkt werden, daß sie mit der Temperatur zunimmt, konstant bleibt oder mit der Temperatur abnimmt. In diesem Fall wird bewirkt, daß Vgs einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist.
Ein zweiter Abschnitt 103 der Schaltung 100 stellt eine Spannungsreferenz bezüglich Vdd bereit, die sich entgegengesetzt zur absoluten Temperatur ändert. Folglich ist die Referenz, die durch den zweiten Schaltungsabschnitt 103 bereitgestellt wird, EZAT (entgegengesetzt zur absoluten Temperatur). Dieser zweite Schaltungsabschnitt 103 ist als Substrat-PNP-Transistor 110 ausgeführt.
Praktisch hat man nur Zugang zur Basis und zum Emitter dieser Vorrichtung 110. Es sollte klar sein, daß der negative Anschluß 108 des Komparators 106 annährend einen Diodenspannungsabfall unter der Versorgungsspannung geklemmt sein wird, vorausgesetzt, daß die Versorgungsspannung hoch genug ist. Der Komparator 106 und sein zugehöriges Ausgangssignal 109 bilden einen dritten Abschnitt 102 der Schaltung 100.
Vbe (die Basis-Emitter-Spannung) des Substrat-PNP 110 weist einen negativen Temperaturkoeffizienten auf. Es kann erwartet werden, daß Beta von –40 bis +85 Grad Celsius um einen Faktor von zwei zunimmt, jedoch trägt dies nur 18 mV zu einer Zunahme von Vbe bei. Folglich kann der negative Eingang in den Komparator 106 als eine pegelverschobene Version der Versorgungsspannung gekennzeichnet werden.
Die Schaltung 100 arbeitet effektiv, da bewirkt werden kann, daß sich der positive Temperaturkoeffizienten der NMOS-Vorrichtung 105 im ersten Schaltungsabschnitt 101 und der negative Temperaturkoeffizient, der mit dem Substrat-PNP 110 des zweiten Schaltungsabschnitts 103 verbunden ist, aufheben. Dies bedeutet, daß wenn die analoge Versorgungsspannung der Schaltung 100, oder Avdd, von null Volt auf ihr normales Betriebspotential durchlaufen wird, der negative Eingang 108 zum Komparator 106 bei einer gewissen Spannung über die Spannung am positiven Eingang 107 des Komparators 106 steigen wird, und der Komparator 106 nicht mehr einen Zustand einer Unterspannung an seinem Ausgang 109 anzeigen wird. Der Triggerpegel wird bezüglich der Temperatur verhältnismäßig unveränderlich sein. Jedoch wird sich der Triggerpegel zusammen mit dem Layout der integrierten Schaltung und den Prozeßparametern verändern.
In der Praxis werden die Vorströme I_bias durch eine Vorstromschaltung 202 bereitgestellt, die in 2 dargestellt ist. Die Vorstromschaltung 202 schaltet sich aus eigenem Antrieb ein. Alle in dieser Schaltung 202 gezeigten Vorrichtungen sind Vorrichtungen für fünf Volt, mit der Ausnahme der NMOS FETs MN9 203 und MN10 204, die Vorrichtungen für 2,5 Volt sind.
Die Zweige MN9 203 und MN10 204 sind die Hauptzweige der Schaltung 202. MN9 203 und MN10 204 arbeiten beiden im unter der Schwelle gelegenen Betriebsbereich. MN9 203 ist bezüglich MN10 204 um einen Faktor von 10:1 skaliert. Diese Skalierung erzeugt eine ΔVgs an MNO 205, der sich im Triodenbereich befindet – er verhält sich wie ein Widerstand. Die ΔVgs ändert sich direkt proportional zur absoluten Temperatur (ist mit anderen Worten PZAT). Der stabilisierte Schleifenstrom ist durch ΔVgs/R gegeben, wobei R der Widerstand ist, der durch MN0 205 präsentiert wird. R = 1β·(vbias_internal – Vt)
Die Temperaturabhängigkeit von Beta wird durch die Beweglichkeit bestimmt: β = μ·Cox·WL und es ist bekannt, daß die Temperaturabhängigkeit der Beweglichkeit μ ∝ T–3/2 beträgt, wobei T die absolute Temperatur ist. Folglich kann ΔVgs/R wie folgt ausgedrückt werden: ΔVgsR = ΔVgs·β·(Vgs – Vt) ΔVgsR = ΔVgs·β·Vc
Die jeweiligen Veränderungen von ΔVgs und μ^1/2 sind bekannt:
Wenn wir nun zu einer Beschreibung der Vorstromschaltung 202 zurückkehren, ist MN1 206 eine Kaskodenvorrichtung. MN1 206 schützt den Drain-Anschluß von MN9 203 vor Spannungen über 2,5 Volt. Man beachte, daß der „Gate"-Knoten 207 diesen Schutz nicht benötigt, da immer sichergestellt ist, daß er unter 2,5 Volt liegt. Diese Tatsache hilft außerdem während eines Betriebs unter niedrigen Vdd-Bedingungen. Außerdem wird eine Stromversorgungsunterdrückung unterstützt.
MP4 208 und MN2 209 werden verwendet, um die Kaskodenspannung casc1 211 festzulegen. MP7 212 und MP5 213 bilden den Rest des Vorstromschaltungskerns. Dieser Stromspiegel erzwingt, daß der Strom in beiden Zweigen gleich ist. Dies trifft nicht exakt zu, da sich die Drain-Spannung X und die Spannung am Gate-Knoten 207 ziemlich stark unterscheiden werden, wenn die Versorgungsspannung verändert wird. Jedoch ist eine der Hauptaufgaben dieser Schaltung der Betrieb bei niedriger Spannung, und folglich werden Kaskoden vermieden.
Der Gate-Anschluß von MN0 205 ist im Gegensatz zu Vdd mit vbias_internal 214 zusammengeschaltet. Das W/L von MN4 210 wurde in Hinblick auf eine Änderung des Temperaturkoeffizienten des vbias_internal-Knotens 214 feinabgestimmt. Diese Einstellung von W/L hat zum Teil den Effekt einer Reduzierung der Temperaturänderung des Vorstroms. Die meisten Spiegelvorrichtungen werden im Betriebsbereich mit starker Inversion betrieben, um sicherzustellen, daß das Kopieren des Stroms in den Stromspiegeln genau ist.
MN5 215, MN40 216, und MP8 217 bilden eine Einschaltschaltung 201. Die Arbeitsweise ist wie folgt. Wenn kein Strom in MN19 105 fließt, dann wird der Knoten Vref 218 auf null Volt bleiben. Dies bedeutet, daß MN5 215 ausgeschaltet sein wird. Folglich wird sich der Einschaltknoten 219 auf einem hohen Zustand befinden. Dies bedeutet, daß MN40 216 Strom aus dem als Diode geschalteten MP7 212 ableiten wird. Dieser Vorgang holt die Vorstromschaltung 202 aus dem Zustand des Stroms null heraus. Sobald sich die Schaltung einschaltet, wird der Knoten Vref 218 dann auf einen Diodenspannungsabfall über Masse steigen. Dies schaltet MN5 215 ein, der den Einschaltknoten 219 herabzieht und MN40 216 ausschaltet. MP8 217 arbeitet als eine schwache Hochziehvorrichtung.
Wie vorher angemerkt, dienen NM19 105 und MP3 104 dazu, eine Spannungsreferenz bezüglich Masse bereitzustellen, die PZAT ist. Diese Referenzschaltung 101 wird auch in 3 dargestellt. Die Schaltung 301, die eine wünschenswerte Hysterese bereitstellt, wird ebenfalls in 3 gezeigt. MN38 302 und MN39 303 sind enthalten, um eine gewisse Hysterese an der Schwelle des Triggerpunkts bereitzustellen. Es wird bewirkt, daß Vref 218 PZAT ist, indem das W/L (der MOS-Transistorformfaktor) von MN19 105 so skaliert wird, daß er sehr klein ist.
Wenn die Hystereseschaltung 301 ihren Triggerpunkt durchläuft, wird MN39 303 eingeschaltet. Dies leitet 30 nA (Nanoampere) aus MN19 105 ab. Diese Stromableitung hat den Effekt, Vref 218 um –175 mV zu vermindern, und stellt folglich eine Hysterese bereit. Der Widerstand von MN39 303 liegt während er eingeschaltet ist, in der Größenordung von höchstens einigen Kiloohm, und folglich ist der Spannungsabfall an ihm vernachlässigbar.
Wie oben angemerkt, ist der Schaltungsabschnitt 103, der in näheren Einzelheiten in 4 dargestellt wird, dazu bestimmt, eine EZAT-Spannungsreferenz bezüglich Vdd bereitzustellen. MN18 111 und QP3 110 sind der Substrat-PNP-Transistor bzw. die Stromquelle. MP15 401, MN14 402 und MN18 111 sind erforderlich, um einen Vorableitungsstrom für QP3 110 bereitzustellen.
Es ist erneut wichtig zu betonen, daß in einem CMOS-Prozeß mit kleiner Geometrie, wie dem 0,25-Mikrometer-Prozeß, der für die vorliegende Erfindung erwogen wird, Beta für einen Substrat-PNP, wie QP3 110, typischerweise 2 oder 3 beträgt und sich von –40 bis +85 Grad Celsius um einen Faktor von zwei ändert. Dies funktioniert vorteilhaft, da in diesem Fall nur etwa 120 nA (Nanoampere) durch den Kollektor von QP3 110 zum Substrat fließen. Es sollte aus der Schaltung klar werden, daß der Knoten „vdd_level_shift" 403 eine EZAT-Spannung bezüglich Vdd ist. Natürlich könnte ein bipolares Substrat, das unter Verwendung einer größeren Geometrie hergestellt wird, ein Beta von zum Beispiel 20 oder 30 aufweisen. Ein großes Beta wäre für die vorliegende Unterspannungsdetektoranwendung nachteilig. Wie jedoch angemerkt wurde, ist für feingliedrige Geometrien wie 0,25 oder 0,18 Mikrometer, Beta typischerweise ziemlich klein, und der Unterspannungsdetektor der vorliegenden Erfindung ist für diese Prozesse wohlgeeignet.
Wie in beiden 3 und 4 gezeigt, ist der Komparator 102 (der oben kurz beschrieben wird) von der Vorstromschaltung 202 vorgespannt. Der Komparator 102 ist im Grunde ein einfacher zweistufiger Komparator. Ein Fachmann mag sich wundern, warum ein NMOS-Eingangspaar (das MN34 304 und MN35 305 aufweist) in dieser Anwendung eingesetzt wird. Der Grund dafür wird ziemlich deutlich, wenn man die Eingangssignale betrachtet. Im Grund wird die Spannung „vdd_level_shift" 403, die an den invertierenden Eingang 108 des Komparators 102 angelegt wird, ein Diodenspannungsabfall unter Avdd, der analogen Versorgungsspannung sein, die in diesem Fall überwacht wird. Der Eingang zum Gate von MN35 305, der den nicht-invertierenden Eingang 107 des Komparators 102 bildet, ist der als Diode geschaltete NMOS-Transistor MN19 105. Wie vorhergehend angemerkt, arbeitet dieser als Diode geschaltete NMOS MN19 105 in starker Inversion, und seine Spannung ändert sich typischerweise mit der Temperatur von etwa 1,2 auf 1,4 Volt. Folglich ist es klar, daß ein NMOS-Eingangspaar geeignet ist, da die Eingangssignale normalerweise über 1 Volt liegen. MP38 306 ist geeignet skaliert, um den Versatz des Komparators 102 zu minimieren. Wie man erwarten könnte, sind die Vorrichtungen in dieser Schaltung so skaliert, daß MN34 und MN35 hinsichtlich des Versatzes vorherrschen.
5 stellt einen schematischen Überblick der bevorzugten Zusammenschaltung der oben beschriebenen Schaltungen bereit. Die Einschaltschaltung 201 stellt sicher, daß der Vorstromgenerator 202 richtig aus seinem anfänglichen Nullstromzustand ge richtet ist. Der Vorstromgenerator 202 liefert temperaturstabilisierte Vorströme an alle miteinander verbundenen Schaltkreise, jedoch insbesondere für die PZAT-Spannungsreferenz 101 und die EZAT-Spannungsreferenz 103.
6 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die allgemein durch die Ziffer 600 dargestellt wird. Diese alternative Schaltung 600 zeichnet sich durch einen ersten Abschnitt 601 aus, der eine EZAT-Spannung bezüglich Masse bereitstellt. Die EZAT-Spannung wird durch einen Substrat-PNP-Transistor 605 realisiert. Die Vorstromquelle I_bias 604 kann NBAT sein. Natürlich ist dies nicht streng notwendig, hält jedoch in der Regel den Stromverbrauch über die Temperatur konstant. Die EZAT-Spannung ist mit dem negativen Anschluß 607 eines Komparators 606 verbunden.
Ein zweiter Abschnitt 603 der Schaltung 600 stellt eine PZAT-Spannung bezüglich Vdd bereit. Es wird bewirkt, daß Vgs des PMOS-Transistors 610 PZAT ist, indem das Seitenverhältnis W/L der PMOS-Vorrichtung 610 in ziemlich derselben Weise skaliert wird, wie vorher für den NMOS-Transistor 105 der 1 beschrieben. Die resultierende PZAT-Spannung ist mit dem positiven Anschluß 608 des Komparators 606 verbunden.
Die PZAT-Spannung wird so skaliert, daß die Summe der EZAT und PZAT-Spannungen über die Temperatur konstant bleibt. Als Ergebnis wird bei einem vorgegebenen Vdd-Pegel das Unterspannungsausgangssignal 609 des Komparators 606 geltend gemacht, wenn die Spannung am positiven Anschluß 607 größer als die Spannung am negativen Anschluß 608 ist. Der Vdd-Pegel-Auslösepunkt wird infolge der Tatsache, daß sich die PZAT- und EZAT-Spannungen zu einer konstanten Spannung über die Temperatur summieren, über die Temperatur verhältnismäßig konstant bleiben.
Es ist hierin ein Unterspannungsdetektor beschrieben worden, der verglichen mit dem Stand der Technik deutliche Vorteile bietet.
Folglich wird nicht beabsichtigt, daß die Erfindung beschränkt ist, außer wenn es in Hinblick auf die beigefügten Ansprüche notwendig ist.

Claims

Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung (100), die ein Ausgangssignal liefert, wenn die bezüglich Masse gemessene Stromversorgungsspannung eine vorgegebene Schwellenspannung überschreitet, wobei die Überwachungsschaltung aufweist: eine erste Spannungsreferenz (101) bezüglich Masse, die sich direkt proportional zur absoluten Temperatur ändert; eine zweite Spannungsreferenz (103) bezüglich der Versorgungsspannung, die sich entgegengesetzt zur absoluten Temperatur ändert; und einen Komparator (102), bei dem die erste Spannungsreferenz mit einem Eingang verbunden ist und die zweite Spannungsreferenz mit dem anderen Eingang verbunden ist, so daß die Komparatorausgabe ihren Zustand ändert, wenn die Stromversorgungsspannung eine vorgegebene Schwellenspannung überschreitet, die verhältnismäßig unabhängig von der absoluten Temperatur ist, wobei die erste Spannungsreferenz bezüglich Masse einen als Diode geschalteten NMOS-Transistor (105) in Reihe mit einer Konstantstromquelle (104) aufweist und die zweite Spannungsreferenz bezüglich der Versorgungsspannung einen bipolaren Substrattransistor (110) mit einer mit seiner Basis verbundenen Stromquelle (111) aufweist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 1, wobei der Source-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors mit Masse verbunden ist, und die Stromquelle zwischen die Stromversorgungsspannung und den Drain-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors geschaltet ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 1, wobei der bipolare Substrattransistor einen Substrat-PNP-Transistor aufweist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 3, wobei das Beta des Substrat-PNP-Transistors nicht größer als 5 ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 3 oder 4, wobei der Emitter des Substrat-PNP-Transistors mit der Stromversorgungsspannung verbunden ist, der Kollektor des Substrat-PNP-Transistors mit Masse verbunden ist, und die Stromquelle zwischen die Basis des Substrat-PNP-Transistors und Masse geschaltet ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei der Drain-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors mit dem nicht-invertierenden Eingang des Komparators verbunden ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, wobei die Basis des Substrat-PNP-Transistors mit dem invertierenden Eingang des Komparators verbunden ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die erste Spannungsreferenz einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, der annähernd gleich der Größe des negativen Temperaturkoeffizienten der zweiten Spannungsreferenz ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Komparator ein zweistufiger Komparator ist, der ein NMOS-Eingangstransistorpaar aufweist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, die ferner eine Hystereseschaltung aufweist, die zwischen der ersten Spannungsreferenz und dem Komparator angeordnet ist, wobei die Hystereseschaltung eine Stromsenke aufweist, die bei einer vorgegebenen Triggerspannung Strom aus dem als Diode geschalteten NMOS-Transistor ableitet.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 1, wobei der Komparator ein zweistufiger Komparator ist, der ein NMOS-Eingangstransistorpaar aufweist, wobei der Drain-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors in der ersten Spannungsreferenz mit seinem nichtinvertierenden Eingang verbunden ist, und die Basis des Substrat-PNP-Transistors in der zweiten Spannungsreferenz mit seinem invertierenden Eingang verbunden ist, so daß die Komparatorausgabe ihren Zustand ändert, wenn die Stromversorgungsspannung eine vorgegebene Schwellenspannung überschreitet; wobei die erste Spannungsreferenz einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, der annähernd gleich der Größe des negativen Temperaturkoeffizienten der zweiten Spannungsreferenz ist, so daß die vorgegebene Schwellenspannung verhältnismäßig unabhängig von der absoluten Temperatur ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 11, wobei der Source-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors in der ersten Spannungsreferenz mit Masse verbunden ist, und die Stromquelle zwischen die Stromversorgungsspannung und den Drain-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors geschaltet ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 11 oder 12, wobei der bipolare Substrattransistor in der zweiten Spannungsreferenz einen Substrat-PNP-Transistor aufweist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 13, wobei das Beta des Substrat-PNP-Transistors nicht größer als 5 ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 13 oder 14, wobei der Emitter des Substrat-PNP-Transistors mit der Stromversorgungsspannung verbunden ist, der Kollektor des Substrat-PNP-Transistors mit Masse verbunden ist und die Stromquelle zwischen die Basis des Substrat-PNP-Transistors und Masse geschaltet ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach einem der Ansprüche 11 bis 15, die ferner eine Hystereseschaltung aufweist, die zwischen der ersten Spannungsreferenz und dem Komparator angeordnet ist, wobei die Hystereseschaltung eine Stromsenke aufweist, die bei einer vorgegebenen Triggerspannung Strom aus dem als Diode geschalteten NMOS-Transistor ableitet.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 11, wobei die Überwachungsschaltung ferner aufweist: eine Hystereseschaltung, die zwischen der ersten Spannungsreferenz und dem Komparator angeordnet ist, wobei die Hystereseschaltung eine Stromsenke aufweist, die bei einer vorgegebenen Triggerspannung Strom aus dem als Diode geschalteten NMOS-Transistor ableitet.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 17, wobei der Source-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors in der ersten Spannungsreferenz mit Masse verbunden ist und die Stromquelle zwischen die Stromversorgungsspannung und dem Drain-Anschluß des als Diode geschalteten NMOS-Transistors geschaltet ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 17 oder 18, wobei der bipolare Substrattransistor in der zweiten Spannungsreferenz einen Substrat-PNP-Transistor aufweist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 19, wobei das Beta des Substrat-PNP-Transistors nicht größer als 5 ist.
Stromversorgungsspannungsüberwachungsschaltung nach Anspruch 19 oder 20, wobei der Emitter des Substrat-PNP-Transistors mit der Stromversorgungsspannung verbunden ist, der Kollektor des Substrat-PNP-Transistors mit Masse verbunden ist und die Stromquelle zwischen die Basis des Substrat-PNP-Transistors und Masse geschaltet ist.