DE69005460T2 - Stabiler Referenzspannungsgenerator. - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft einen Spannungsgenerator, welcher in der Lage ist, eine Referenzspannung VREF zu erzeugen, die einerseits von einer Änderung der Umgebungstemperatur und andererseits von einer Änderung der Versorgungsspannung dieses Generators unabhängig ist.
• Man kennt nach dem Stand der Technik das Prinzipschaltbild eines Generators für eine stabile Spannung, welcher zumindest theoretisch von der Temperatur unabhängig ist. Ein solches Schaltbild ist in Figur 1 dargestellt.
• Der Generator 10, der dort dargestellt ist, umfaßt in einer Anordnung zwischen einer Spannungsversorgung VDD und einer Erdung:
• - eine Stromspiegelschaltung, welche in herkömmlicher Weise einen Primärzweig 11 und einen Sekundärzweig 12 umfaßt. In dem dargestellten Schaltbild ist der Stromspiegel mit Hilfe von zwei PMOS-Transistoren realisiert, die mit M1 und M2 bezeichnet sind, wobei der Schaltkreis Source-Drain des Transistors M2 hier den Primärzweig 11 bildet, während der Schaltkreis Source-Drain des Transistors M1 den Sekundärzweig 12 bildet. Die Transistoren M1 und M2 sind über ihre Gates verbunden, wobei diese letzteren außerdem mit dem Drain des Transistors M2 verbunden sind.
• - einen ersten Bipolartransistor Q1, der über seinen Kollektor mit dem Primärzweig 11 des Stromspiegels in Reihe geschaltet ist. In dem dargestellten Schaltbild ist der Transistor Q1 ein NPN-Transistor, wobei sein Emitter mit der Masse verbunden ist.
• - eine Spannungsteilerbrücke, welche hier zwei Widerstände R1 und R2 umfaßt, die in Reihe geschaltet sind, wobei diese Brücke selbst in Reihe zwischen dem Sekundärzweig 12 des Stromspiegels und dem Kollektor eines zweiten Bipolartransistors Q2 geschaltet ist. Dieser zweite Transistor, der hier ebenfalls ein NPN-Transistor ist, ist mit der Masse über seinen Emitter verbunden, während seine Basis mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R1, R2 verbunden ist.
• Die Geometrie der Transistoren Q1, Q2 ist derart, daß der erste Transistor Q1 N parallel geschalteten, mit dem zweiten Transistor Q2 identischen Transistoren entspricht. Der Schaltungsausgang 10, welcher die Referenzspannung VREF abgibt, ist an dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R2 und dem Drain des Transistors M1 angeordnet.
• Eine solche Schaltung gestattet es, eine Referenzspannung VREF zu erzeugen, die sich als stabil hinsichtlich von Änderungen der Umgebungstemperatur erweist, vorausgesetzt, daß die Werte von R1, R2 und N in geeigneter Weise gewählt sind. Man weiß nämlich, daß dann, wenn man es einrichtet, daß der Transistor M1 saturiert ist, die durch die Transistoren M1 und M2 gebildete Schaltung ein Stromspiegel ist, wobei der Strom, welcher durch den Sekundärzweig 12 fließt, eine Charakteristik aufweist, die derjenigen des Stroms, der durch den Primärzweig 11 fließt, sehr ähnlich ist. Vernachlässigt man die Basisströme der Transistoren Q1 und Q2, durchquert demnach ein Strom mit ähnlicher Charakteristik einerseits die Anordnung, welche durch die Widerstandsbrücke R1, R2 und den Transistor Q2 gebildet wird und andererseits den Transistor Q1. Man weiß weiterhin, daß eine exponentielle Beziehung zwischen dem Strom und der Spannung Basis/Emitter bei einem Bipolartransistor existiert. Wie sonst wurde der Aufbau des Transistors Q1 derart gewählt, daß dieser letztere N Transistoren Q2 in Parallelschaltung entspricht und daß man weiß, daß die Unterschiede zwischen den Spannungen Basis/Emitter von zwei Bipolartransistoren mit verschiedener Geometrie, die jedoch von demselben Storm durchflossen werden, proportional zu der Umgebungstemperatur ist, wie dies die folgende Beziehung ausdrückt
• VBE2 - VBE1 = kT/q LogN (1)
• wobei k und q die dem Fachmann wohlbekannten universellen Konstanten sind und VBE1 und VBE2 die Spannungen Basis/Emitter der Transistoren Q1 und Q2 sind.
• Unter Vernachlässigung der Basisströme geht man davon aus, daß die Widerstände R1 und R2 von demselben Strom durchflossen werden. Daraus folgt
• VREF = VBE2 + R2/R1 (VBE2 - VBE1) (2)
• Weiterhin weiß man, daß die Spannung Basis/Emitter in erster Ordnung eine lineare Abnahme mit der Temperatur aufweist. Daraus folgt, daß die Spannung Basis/Emitter (VBE2) des Transistors Q2 durch die folgende Beziehung gegeben ist
• VBE2 = VCO2 + αT (3)
• wobei α und VCO2 Konstanten sind, die mit dem Aufbau des Transistors Q2 zusammenhängen. Diese Gleichung vernachlässigt die Terme höherer Ordnung in T sowie die sehr schwachen Änderungen von VCO2 in Abhängigkeit von dem Strom, der den Transistor durchfließt.
• Aus den drei vorangehenden Gleichungen leitet man die folgende Beziehung ab:
• VREF = VCO2 + αT + R2/R1 kT/q LogN (4)
• Es folgt daraus, daß man bei einer geeigneten Wahl von R1, R2 und N in der vorangehenden Gleichung (4) die Summe der Terme erster Ordnung in T zu Null machen kann.
• Dementsprechend bleibt übrig, daß die Ausgangsspannung der Schaltung VREF nur von der konstanten Komponente VCO der Spannung Basis/Emitter des Transistors Q2 abhängig ist.
• Dieses Schema ist insgesamt insofern zufriedenstellend, als es ermöglicht, sich von den Änderungen der Umgebungstempertur unabhängig zu machen. Da die Änderungen in zweiter Ordnung (in T²) und in den folgenden Ordnungen bei den meisten Anwendungen vernachlässigbar sind, wurde nämlich vorangehend gezeigt, daß die Schaltung der Figur 1 es gestattet, sich von den Änderungen der Temperatur in erster Ordnung trei zu machen. Diese Schaltung weist jedoch eine große Empfindlichkeit hinsichtlich der Änderungen der Versorgungsspannung VDD auf.
• Wenn nämlich die Versorgungsspannung VDD steigt, folgt die Spannung am Drain von M2 ungefähr der Änderung von VDD während die Spannung am Drain von M1 vergleichsweise stabil bleiben wird. Wenn die Transistoren M1 und M2 im Bereich der Sättigung arbeiten, weiß man, daß der Strom Drain/Source, der sie durchfließt, sich in Abhängigkeit von der Spannung Drain/Source mit einer relativ schwachen, aber nicht verschwindenden Steigung ändern kann. Da die Spannungen Drain/Source der Transistoren M1 und M2 verschieden werden, folgt, daß diese letzteren von Strömen mit deutlich verschiedener Amplitude durchflossen werden. Die Basishypothese, nach der die Bipolartransistoren Q1 und Q2 von einem identischen Strom durchflossen werden, stellt sich demzufolge als falsch heraus, wenn die Versorgungsspannung VDD sich ändert.
• Man beachte weiterhin, daß weil es sich um Bipolartranistoren handelt, fest, daß der Transistor Q2 eine relativ stabile Kollektorspannung (gleich der Spannung Basis/Emitter des Transistors Q1) aufweist, während die Spannung am Kollektor des Transistors Q1 mehr oder weniger der Änderung der Versorgungsspannung VDD infolge der Durchlässigkeit des Transistors M2 in dieser Hinsicht folgt. Unter diesen Bedingungen hat der Early-Effekt (Modulation der Breite der Basis eines Bipolartransistors in Abhängigkeit von der Spannung Kollektor/Basis) zur Folge, daß Abweichungen der Differenz der Spannungen Basis/Emitter der Transistoren Q1, Q2 (VBE2 - VBE1) von ihrem vorangehend angegebenen theoretischen Wert erzeugt werden.
• Die vorliegende Erfindung hat einen Spannungsgenerator als Ziel, der allgemein nach demselben Prinzip wie der in Figur 1 dargestellte arbeitet, bei dem jedoch einerseits die Änderungen der Spannung am Ausgang der Stromspiegelschaltung nicht oder wenig die Spannung am Kollektor des ersten Transistors Q1 beeinträchtigen und bei dem andererseits die Gleichheit der Ströme, welche den ersten und zweiten Transistor (Q1 und Q2) durchfließen, soweit wie möglich eingehalten wird.
• Dementsprechend ist gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung der Generator, welcher in allgemeiner Hinsicht einen Aufbau aufweist, der global dem vorangehend angegebenen entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß er weiterhin einen Isolationstransistor, der in Reihe zwischen dem Primärzweig der Stromspiegelschaltung und dem ersten Transistor geschaltet ist, wobei der Kollektor dieses letzteren mit dem Emitter des Isolationstransistors verbunden ist, und eine Einrichtung zum Versorgen der Basis des Isolationstransistors mit Spannung umfaßt, wobei diese Spannung vorbestimmt ist, um das Leiten des Isolationstransistors zu gestatten.
• Mit Hilfe dieser Anordnungen vermeidet man, daß die möglichen Änderungen der Ausgangsspannung des Primärzweigs der Stromspiegelschaltung auf den Kollektor des ersten Transistors übertragen werden. Da nämlich die Versorgungsspannung der Basis des Isolationstransistors vorbestimmt ist und dieser Transistor über seinen Emitter mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, folgt daraus, daß das Potential des Kollektors des ersten Transistors stabil ist.
• Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wählt man als Stromspiegel einen Spiegel, welcher mindestens zwei Transistorstufen in Kaskodenschaltung umfaßt.
• Dank dieser Anordnung umfaßt der Spannungsgenerator einen Spannungsspiegel, dessen Betriebseigenschaften denjenigen des Spannungsspiegels, der aus den mit Bezug auf Figur 1 beschriebenen PMOS-Transistoren M1 und M2 besteht, deutlich überlegen sind. Es folgt daraus, daß dann, wenn die Versorgungsspanung VDD sich ändert, der durch den Sekundärzweig fließende Strom das Spiegelbild desjenigen Stroms bleibt, der in dem Primärzweig fließt. Dank dieser Eigenschaft ist die Summe der Faktoren erster Ordnung in T in der vorangehend genannten Gleichung (4) tatsächlich Null, weil die Ausgangshypothese (Gleichheit der Ströme, die durch den ersten Transistor Q1 und den zweiten Transistor Q2 fließen) eingehalten ist.
• Die Anmelderin sah sich weiterhin mit dem Problem des Einschaltens des Generators wie vorangehend kurz skizziert, wenn dieser unter Spannung gesetzt wird, konfrontiert. Ein solcher Generator weist nämlich einen zweiten stabilen Zustand auf, in dem alle Transistoren blockiert sind.
• Die vorliegende Erfindung sieht vor, die vorangehend kurz skizzierte Schaltung durch eine Starteinrichtung zu ergänzen, welche das Übergehen von dem stabilen Zustand, in dem alle Transistoren blockiert sind, in denjenigen gestattet, in dem die Transistoren Leiter sind.
• Gemäße einem Aspekt der vorliegenden Erfindung umfaßt diese Einrichtung eine oder mehrere Startkapazitäten, welche dafür vorgesehen sind, das Übergehen der Stromspiegelschaltung und infolge davon der anderen Transistoren in den leitenden Zustand hervorzurufen.
• Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung sieht die vorliegende Erfindung, um zu vermeiden, daß man Startkapazitäten verwenden muß, die bei bestimmten Anwendungen Nachteile aufweisen können, eine Starteinrichtung vor, welche insbesondere einen sogenannten "Start"-Feldeffekttransistor, der dafür vorgesehen ist, den Übergang der Transistoren der Stromspiegelschaltung in den leitenden Zustand hervorzurufen, und eine Inverter-Schaltung umfaßt, welche dafür vorgesehen ist, den Start-Feldeffekttransistor zu steuern, um ihn insbesondere zu blockieren, wenn der Generator in seinen stabilen Zustand gekippt ist, in welchem alle Bipolartransistoren Leiter sind.
• Die Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen weiterhin aus der Beschreibung hervor, die mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen folgt, in denen
• - die Figur 1 bereits beschrieben wurde,
• - die Figur 2 ein vereinfachtes Schaltbild ist, welches eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt,
• - die Figur 3 ein komplexeres Schaltbild ist, welches die Anordnung von bestimmten Einrichtungen zeigt, die nicht in der Figur 2 dargestellt sind, und
• - die Figur 4 eine Abwandlung der Realisierung der in Figur 3 dargestellten Schaltung ist.
• In den Zeichnungen behalten die Elemente, die mehreren Figuren gemeinsam sind, dieselben Bezugszeichen,
• In Figur 2 erkennt man ein Schaltbild ähnlich demjenigen, das in Figur 1 beschrieben ist. Die Unterschiede gegenüber diesem letzteren sind die folgenden:
• Der Stromspiegel, welcher in Figur 1 durch die PMOS- Transistoren M1, M2 gebildet wird, ist gemäß einem Aspekt der Erfindung durch einen Kaskoden-Stromspiegel, hier von der Art nach Wilson, mit Bipolartransistoren ersetzt, die in dieser Figur mit Q3-Q6 bezeichnet sind. Dieser Spiegel ist von der Art nach Wilson, weil in dem Primärzweig, der hier durch die Transistoren Q4-Q6 gebildet wird, die Basis des Ausgangstransistors (Q6) mit dem Kollektor dieses Transistors verbunden ist, während in dem Sekundärzweig, der hier durch die Transistoren Q3, Q5 gebildet wird, es die Basis des mit der Versorgung VDD verbundenen Transistors ist, die mit dem Kollektor dieses Transistors verbunden ist. Weiterhin ist die Basis des Transistors Q3 mit derjenigen des Transistors Q4 verbunden, während die Basis des Transistors Q5 mit derjenigen des Transistors Q6 verbunden ist.
• Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Isolationstransistor Q7 in Reihe zwischen dem Primärzweig 11 der Stromspiegelschaltung und dem ersten Transistor Q1 geschaltet, wobei der Kollektor des Transistors Q1 mit dem Emitter des Isolationstransistors Q7 verbunden ist. Man beachte, daß der Kollektor des Isolationstransistors Q7 mit dem Punkt des Ausgangs des Primärzweigs der Stromspiegelschaltung verbunden ist, im vorliegenden Fall dem Kollektor des Transistors Q6. Eine Einrichtung zur Versorgung der Basis des Isolationstransistors mit Spannung ist vorgesehen, wobei diese Spannung vorbestimmt ist, um das Leiten des Isolationstransistors Q7 zu ermöglichen. In der gewählten und dargestellten Ausführungsform wird diese Versorgungseinrichtung durch eine Spannungsquelle VTH gebildet, von der eine Ausführungsform mit Bezug auf Figur 3 beschrieben wird.
• - Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine sogenannte Startkapazität C1 zwischen dem Kollektor des Transistors Q7 und der Masse geschaltet.
• Die Funktion des in Figur 2 dargestellten Schaltbilds ist die folgende:
• Es ist bekannt, daß eine Schaltung von Transistoren wie die Anordnung Q3-Q6 wie eine genaue Stromspiegelschaltung wirkt, wobei der Strom, der durch den von den Transistoren Q3, Q5 gebildeten Sekundärzweig fließt, das Spiegelbild desjenigen ist, der durch den von den Transistoren Q4, Q6 gebildeten Primärzweig fließt. Im Gegensatz zu der in Figur 1 dargestellten Stromspiegelschaltung unterliegt die durch die Transistoren Q3-Q6 gebildete Stromspiegelschaltung jedoch nicht im Fall einer Änderung der Spannung VDD wesentlichen Unterschieden zwischen den Amplituden der Ströme, die in ihrem Primärzweig und in ihrem Sekundärzweig fließen.
• Wenn der Transistor Q7 derart geschaltet ist, daß er Leiter ist, folgt, daß der in dem ersten Transistor Q1 fließende Strom identisch mit demjenigen ist, der in dem Transistor Q2 fließt, wobei die Basisströme vernachlässigt sind. Dieses Merkmal trägt daher dazu bei, es dem Generator für eine stabile Referenzspannung zu gestatten, gemäß der vorangehend angegebenen Theorie zu arbeiten.
• Weiterhin gestattet es das Vorhandensein eines erfindungsgemäßen Isolationstransistors wie des Transistors Q7 gleichfalls in Verbindung mit dem Wilson-Stromspiegel, der bei dem Schaltbild der Figur 2 verwendet wird, das Einhalten der theoretischen Bedingungen für das Funktionieren (Gleichheit der Ströme) zu garantieren, indem es ermöglicht wird, den Kollektor des ersten Transistors Q1 von den Änderungen der Spannung auf dem Niveau des Kollektors des Transistors Q6 zu isolieren.
• Wenn die Versorgungsspannung VDD sich ändert, ändert sich nämlich auch das Potential auf dem Niveau des Transistors Q6 selbst. Eine solche Änderung kann jedoch nicht unverändert auf den Kollektor des ersten Transistors Q1 übertragen werden, weil der Transistor Q7 als Isolationseinrichtung dient. Das Potential VTH, welches an der Basis des Transistors Q7 angelegt ist, ist relativ stabil und reicht aus, um das Leiten von Q7 zu gestatten (mit Bezug auf Figur 3 wird eine Einrichtung beschrieben, welche es gestattet, ein solches Potential VTH zu erhalten). Dasselbe gilt für das Potential auf dem Niveau des Emitters des Transistors Q7: Man weiß, daß in einem Bipolartransistor das Emitterpotential um 0,6 V kleiner als das der Basis ist, wenn er in den leitenden Zustand eintritt.
• Es ist daher möglich, zu garantieren, daß das Potential auf dem Niveau des Kollektors Q1 das Potential VTH, vermindert um 0,6 V, ist: Man ist auf diese Weise von den Änderungen der Spannung auf dem Niveau des Kollektors des Transistors Q6 am Ausgang des Primärzweigs der Stromspiegelschaltung befreit, da diese Änderungen durch den Isolationstransistor Q7 absorbiert werden.
• In Figur 3 ist eine Ausführungsform der Spannungsquelle VTH dargestellt, welche mit der Basis des Isolationstransistors Q7 verbunden werden soll.
• Die Spannungsquelle VTH kann in der Größenordnung von 1 V bis 1,5 V liegen, um das Funktionieren der Schaltung bei Versorgungsspannungen von 3 V zu garantieren.
• Eine solche Spannung erhält man, indem zwei NPN-Bipolartransistoren Q8 und Q9 in Reihe geschaltet werden. Diese Transistoren sind so geschaltet, daß sie im leitenden Zustand sind (Basis mit dem Kollektor verbunden). Unter diesen Bedingungen ist das Potential auf dem Niveau der Basis des Transistors Q8 gleich dem doppelten der Spannung Basis/Emitter, welche in einem Bipolartransistor im saturierten Zustand vorliegt, d.h. 1,2 V. Ein PMOS-Transistor M4 ist als Widerstand (en résistance) geschaltet und zwischen dem Kollektor von Q8 und der Versorgung VDD eingefügt, wobei sein Gate mit der Masse verbunden ist.
• Die Spannung VTH an der Basis von Q7 ist daher 1,2 V und verändert sich wenig. Tatsächlich weiß man, daß dann, wenn der Kollektorstrom der Transistoren Q8 und Q9 veranlaßt wird, sich infolge einer bedeutenden Änderung der Spannung VDD zu verändern, sich die Spannung Basis/Emitter der Transistoren Q8 und Q9 im Gegenzug wenig ändert. Es folgt daraus, daß die Spannung VTH relativ stabil ist, in jedem Fall ausreichend, um eine verhängnisvolle Änderungsamplitude auf dem Niveau des Kollektors des Transistors Q1 zu vermeiden.
• In einer Abwandlung kann der FET-Transistor M4 durch einen Widerstand ersetzt sein. In einer anderen Variante kann man die Spannung VTH mit Hilfe einer Schaltung erhalten, wie sie in Figur 1 dargestellt ist.
• Die Rolle der Kapazität C1 (Figur 2) ist die folgende: Wie die meisten Generatoren für eine stabile Referenzspannung, die bipolaren Transistoren verwenden, weist das Schema der Figur 2 außer dem stabilen Zustand, in dem alle Transistoren leitend sind, einen zweiten stabilen Zustand auf, in dem alle Transistoren blockiert sind. Vor der Inbetriebnahme des Spannungsgenerators sind alle Transistoren im blockierten Zustand und es gibt, weil es sich um einen stabilen Zustand handelt, keinen Grund, weswegen bei der Inbetriebnahme die gesamte Schaltung in den ersten stabilen Zustand kippen sollte, in dem alle Transistoren Leiter sind. Die Anmelderin suchte nach einem Mittel, um es der Schaltung zu gestatten, von dem stabilen Zustand, in dem alle Transistoren blockiert sind, in den stabilen Zustand, in dem alle Transistoren Leiter sind, überzugehen.
• Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung wird dieses Problem gelöst, indem die Startkapazität C1 zwischen den Kollektor des Transistors Q7 und die Masse eingefügt wird.
• Diese Kapazität wirkt als eine Einrichtung für den Übergang des Rests der Schaltung von dem blockierten stabilen Zustand in den stabilen Zustand, in dem alle Transistoren Leiter sind. Bei der Inbetriebnahme der Vorrichtung ist der Transistor Q6 nämlich blockiert und versucht, blockiert zu bleiben, weil die gesamte Schaltung in dem stabilen blockierten Zustand ist. Damit der Transistor Q6 in einem stabilen blockierten Zustand bleiben kann, muß seine Basis aber auf einem Potential nahe bei VDD bleiben, was bedingt, daß die Startkapazität C1 aufgeladen wird, denn diese letztere ist gleichfalls mit der Basis des Transistors Q6 verbunden. Um jedoch die nötige Ladung zu liefern, muß sich Q6 entsperren. Dies gilt gleichfalls für den Transistor Q4. Die Stromspiegelschaltung wird nun wirksam, was das Entsperren der Transistoren Q3, Q5 und dann der Transistoren Q1 und Q2 zur Folge hat. Die gesamte Schaltung kippt nun in den stabilen Zustand, in dem alle Transistoren Leiter sind.
• In der Praxis ist es nötig, eine Kapazität C1 mit einem hinreichend hohen Wert zu wählen. Bei der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Kapazität C1 mit einem Wert von 3 pF verwendet.
• Was soeben erläutert wurde, trifft für langsame Veränderungen der Versorgungsspannung VDD zu; unter bestimmten Bedingungen, insbesondere im Fall von abrupten und schnellen Veränderungen der Versorgungsspannung VDD, arbeitet jedoch das in Figur 2 dargestellte Schema nicht in zufriedenstellender Weise.
• Bei einem schnellen Ansteigen der Versorgungsspannung VDD (z.B. Hochfrequenzstörungen) erhöht sich nämlich der Absolutwert der Spannung Basis/Emitter der Transistoren Q3 und Q4 abrupt, was dementsprechend eine Erhöhung des Stroms in den zwei Zweigen der Stromspiegelschaltung zur Folge hat, die durch die Transistoren Q3-Q6 gebildet wird. Auch wenn die Änderungen des Stroms in den zwei Zweigen identisch bleiben, zeigt sich dennoch, da in Fließrichtung hinter dem Primärzweig zum einen ein Schaltungszweig, der in einer Reihenschaltung die Transistoren Q7 und Q1 umfaßt, und zum anderen die Kapazität C1 parallel geschaltet sind, daß ein Teil des Stroms, der in dem Primärzweig der Stromspiegelschaltung fließt, zu C1 abgeleitet wird, was ein Ungleichgewicht der Ströme zur Folge hat, die in den Transistoren Q1 bzw. Q2 fließen. Unter diesen Bedingungen ist die Ausgangshypothese (Gleichheit der Ströme in Q1 und Q2) nicht mehr erfüllt, was eine abrupte Änderung der Referenzspannung am Ausgang der Schaltung (VREF) zur Folge hat. Weiterhin dauert der Mangel an Symmetrie der Ströme, die durch Q1 und Q2 fließen, so lange an, wie die Kapazität C1 nicht aufgeladen ist, was bewirkt, daß die Zeit, die notwendig ist, damit die Referenzspannung am Ausgang der Schaltung (VREF) auf das gewünschte Niveau zurückkehrt, ziemlich lang ist, was bei bestimmten Anwendung nicht akzeptabel ist.
• Um diesem Nachteil abzuhelfen, hatte der Erfinder die Idee, eine zweite Kapazität C2 mit einem Wert gleich dem von C1 zwischen dem Kollektor Q3 und der Masse derart hinzuzufügen, daß eine Symmetrie der Ströme auf dem Niveau der Transistoren Q1 und Q2 selbst in Gegenwart von abrupten Änderungen der Versorgungsspannung VDD gewahrt wird. Dieses Merkmal der Erfindung ist in Figur 3 dargestellt.
• Man sieht hier nämlich, daß eine Kapazität C2 mit dem Kollektor des Bipolartransistors Q3 des Sekundärzweigs des Stromspiegels verbunden ist. Diese Kapazität ist mit der Masse über einen NMOS-Transistor verbunden, der mit M3 bezeichnet ist. Das Gate dieses Transistors ist selbst mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors Q5 des Sekundärzweigs der Stromspiegelschaltung verbunden.
• Dementsprechend befindet sich dann, wenn der Transistor M3 aus Gründen, die nachfolgend ausgeführt werden, Leiter ist, die Kapazität C2 in einer Verbindung mit der Erde. Selbst in Gegenwart von abrupten Änderungen der Versorgungsspannung VDD werden die Kapazitäten C1 und C2 in symmetrischer Weise aufgeladen, was es gestattet, die Gleichheit der Ströme auf dem Niveau der Bipolartransistoren Q1 und Q2 zu garantieren.
• Die Rolle des Feldeffekttransistors M3 ist die folgende. Die Kapazität C2 weist ihrerseits einen Nachteil bei Abwesenheit eines solchen Transistors auf, wenn sie direkt mit der Masse verbunden ist: Sie verhindert das korrekte Einschalten der gesamten Schaltung, wenn diese unter Spannung gesetzt wird, weil sie den gesamten Storm absorbiert, welcher durch den Transistor Q3 fließt und daher das Einschalten des Transistors Q2 verhindert. Unter diesen Umständen befindet sich die gesamte Schaltung schließlich wieder in dem stabilen Zustand, in dem alle Transistoren blockiert sind. Der Erfinder fand, daß es nötig ist, die Kapazität C2 zu vernichten, während der zweite Bipolartransistor Q2 nicht im Zustand der Leitung ist: Dies ist die Rolle des NMOS-Transistors M3.
• Wenn nämlich der Bipolartransistor Q2 nicht leitet, bleibt das Potential des Gates des NMOS-Transistors M3 in der Nähe von Null und dieser Transistor ist daher blockiert: Die Kapazität C2 ist unter diesen Umständen nicht mit der Masse verbunden. Wenn nach dem Einschalten die Versorgungsspannung VDD ein bestimmtes Potential erreicht, werden die Transistoren Q2 und M3 Leiter und die Kapazität C2 befindet sich in einer Verbindung mit der Masse und gestattet es so der Schaltung, alle nachfolgenden Variationen der Versorgungsspannung VDD zu absorbieren und zu verhindern, daß diese Variationen eine Auswirkung auf die Ausgangsspannung VREF haben.
• Die Rolle des Widerstands R3 besteht darin, das Gate-Potential des Transistors M1 ein wenig anzuheben, um das Leiten desselben nach dem Einschalten zu gewährleisten.
• Ein weiteres Problem beim Einschalten kann auftauchen, wenn die mit den Ausgang VREF verbundene Last kapazitiv ist und von derselben Größenordnung wie die Kapazität C1 ist. Die durch die Last gebildete Kapazität ist nämlich direkt mit der Masse verbunden und absorbiert beim Einschalten den gesamten Strom, welcher durch den Sekundärzweig Q3-Q5 der Stromspiegelschaltung fließt, und verhindert daher das Einschalten des Transistors Q2. Um diesen Nachteil zu beheben, reicht es aus, C1 und C2 mit einem hinreichend großen Wert zu wählen, der in jedem Fall größer als derjenige der vorgesehenen Last ist, uift sich gegen Probleme beim Einschalten abzusichern.
• Die in Figur 3 dargestellte Schaltung gestattet es, eine Verstärkung von 20 dB auf dem Niveau des Schaltungsausgangs (VREF) zu erreichen, was das Filtern der Änderungen der Versorgungsspannung VDD für Frequenzen von 100 kHz bis zu einigen MHz anbetrifft.
• Für bestimmte Hochfrequenzanwendungen oder aus anderen Gründen kann es nützlich sein, eine Schaltung ohne Startkapazitäten wie die Kapazitäten C1 und C2 vorzusehen, welche gleichzeitig ähnliche Filtereigenschaften hinsichtlich der Veränderungen der Versorgung wie die des in Figur 3 dargestellten Schemas aufweist. Die in Figur 4 dargestellte Schaltung löst dieses Problem.
• Die Kapazität C1 ist hier durch einen PMOS-Transistor M4 ersetzt, wobei das Gate dieses Transistors mit dem Ausgang S eines Inverters verbunden ist, der durch einen PMOS-Transistor M6 und einen NMOS-Transistor M7 gebildet wird. Die Source des Transistors M6 ist mit der Versorgung VDD verbunden, während diejenige des Transistors M7 mit der Masse verbunden ist. Der Eingang des Inverters bei E (welcher durch die untereinander verbundenen Gates und die Transistoren M6-M7 gebildet wird), ist selbst mit dem Kollektor des Transistors Q5 verbunden.
• Die Schaltung arbeitet wie folgt:
• Herkömmlicherweise liegt der Ausgang S des Inverters, solange die Spannung am Eingang E des Inverters unterhalb einer bestimmten Schwelle liegt, auf dem Potential der Source des PMOS-Transistors M6 (VDD im vorliegenden Fall), der folglich Leiter ist. Es folgt daraus, daß das Gate des Transistors M4 nun auf dem Potential VDD liegt und daß der Transistor M4, der ein N-Kanal-MOS ist, bei der Inbetriebnahme des Generators Leiter wird. Unter diesen Umständen gibt der Transistor M4 einen Strom auf den Primärzweig der Stromspiegelschaltung auf, was es gestattet, alle anderen Bipolartransistoren zu aktivieren.
• Das Potential am Kollektor des Transistors Q5 wächst jedoch an und der Transistor M6 blockiert dann, wenn die Schwellenspannung des Inverters überschritten ist, während der Transistor M7 Leiter wird: Der Ausgang S des Inverters befindet sich nun in einer Verbindung mit der Masse, ebenso wie das Gate des Transistors M4, der blockiert. Der gesamte durch den Primärzweig der Stromspiegelschaltung fließende Strom wird nun in den Transistor Q1 geleitet. Da im übrigen die Gate-Ströme der Transistoren M6 und M7 vernachlässigbar sind, erfährt der gesamte Strom, der durch den Sekundärzweig der Stromspiegelschaltung fließt, eine Zuleitung zu Q2: Die Gleichheit der Ströme in den Transistoren Q1 und Q2 wird eingehalten und die Schaltung erzeugt dementsprechend eine stabile Referenzspannung unabhängig von der Temperatur und von Änderungen der Versorgungsspannung VDD aus den oben ausgeführten Gründen.
• Indem so die Kapazitäten C1 und C2 des Schemas der Figur 3 durch verschiedene Feldeffekttransistoren ersetzt werden, kann man sich von den Nachteilen befreien, die mit Hochfrequenzsignalen verbunden sind, die eventuell auf dem Bus der Versorgung VDD gegenwärtig sind.
• Wohlgemerkt beschränkt sich die vorliegende Erfindung keineswegs auf die gewählten und dargestellten Ausführungsformen sondern umfaßt vielmehr im Gegenteil jede Abwandlung, die dem Fachmann zugänglich ist. Insbesondere beschränkt sie sich in keiner Weise auf die Verwendung der Wilson-Schaltung für die Stromspiegelschaltung.

Claims (9)

1. Generator für eine stabile Referenzspannung, welcher in einer Anordnung zwischen einer Spannungsversorgung (VDD) und einer Erdung eine Stromspiegelschaltung, welche einen Primärzweig und einen Sekundärzweig umfaßt, welcher im Betrieb von einem Strom mit einer Charakteristik durchflossen wird, welche zumindest ähnlich und wenn möglich identisch mit der des den Primärzweig durchfließenden Stroms ist, einen ersten Bipolartransistor (Q1), welcher über seinen Kollektor mit dem Primärzweig des Stromspiegels in Reihe geschaltet ist, eine Spannungsteilerbrücke, welche mindestens zwei in Reihe angeordnete Widerstände (R1, R2) umfaßt, wobei diese Brücke selbst zwischen dem Sekündärzweig des Stromspiegels und dem Kollektor eines zweiten Bipolartransistors (Q2) in Reihe geschaltet ist, umfaßt, wobei die Basis des zweiten Transistors (Q2) mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen verbunden ist, die Basis des ersten Transistors (Q1) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q2) verbunden ist, der Ausgang des Generators (VREF) an dem Anschluß der Brücke angeschlossen ist, welcher demjenigen, welcher mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q2) verbunden ist, entgegengesetzt ist, die Transistoren eine solche Geometrie haben, daß der erste Transistor (Q1) "N" mit dem zweiten Transistor (Q2) identischen, parallel geschalteten Transistoren entspricht, wobei die Referenzspannung (VREF) weiterhin durch die folgende Formel gegeben ist:

VREF = VBE2 + R2/R1 kT/q LogN

wobei

T Umgebungstemperatur

VBE2 Spannung Basis-Emitter des zweiten Transistors (Q2), welche selbst in erster Ordnung durch die Formel VBE2 = VCO2 + α T gegeben ist, wobei α und VCO2 Konstanten sind, die mit dem Aufbau des zweiten Transistors verknüpft sind,

R1 Wert des Widerstandes der Brücke, welcher mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q2) verbunden ist,

R2 Wert des zweiten Widerstandes der Brücke, welcher in Reihe mit R1 geschaltet ist,

k, q universelle Konstanten,

und R1, R2, und N derart gewählt sind, daß die Summe der Terme α T und (R2/R1) (kT/q) log N Null ist, wobei der Generator dadurch charakterisiert ist, daß er weiterhin einen bipolaren Isolationstransistor (Q7), der in Reihe zwischen dem Primärzweig der Stromspiegelschaltung und dem ersten Transistor geschaltet ist, wobei der Kollektor des letzteren mit dem Emitter des Isolationstransistors verbunden ist, und eine Einrichtung zum Versorgen der Basis des Isolationstransistors mit einer Spannung umfaßt wobei diese Spannung vorbestimmt ist, um das Leiten des Isolationstransistors zu gestatten.

2. Spannungsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die stromspiegelschaltung mindestens zwei Transistorstufen (Q3, Q4 und Q5, Q6) in Kaskodenschaltung umfaßt.

3. Generator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die verwendeten Transistoren Bipolartransistoren sind, die in einer sogenannten Wilson-Schaltung angeordnet sind, in welcher die Basis des Ausgangstransistors (Q6) des primären Zweigs der Schaltung mit dem Kollektor dieses Transistors (Q6) verbunden ist, während die Basis des mit der Versorgung des Generators (VDD) verbundenen Transistors (Q3) mit dem Kollektor dieses Transistors (Q3) verbunden ist, und daß die Basen der Transistoren jeder Stufe untereinander verbunden sind.

4. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Startkapazität (C1) umfaßt, welche zwischen dem Kollektor des Isolationstransistors (Q7) und der Masse geschaltet ist.

5. Generator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß er eine zweite Startkapazität (C2) umfaßt, die zwischen dem Kollektor des mit der Versorgung des Generators (VDD) verbundenen Bipolartransistors und der Masse über eine Isolationseinrichtung geschaltet ist, welche dafür eingerichtet ist, die zweite Startkapazität (C2) von der Masse zu isolieren, solange der zweite Bipolartransistor (Q2) nicht leitet.

6. Generator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Isolation der zweiten Startkapazität (C2) einen Feldeffekttransistor (M3) umfaßt, der in Reihe zwischen der zweiten Startkapazität (C2) und der Masse geschaltet ist, wobei das Gate dieses Feldeffekttransistors mit dem Ausgang des Sekundärzweigs (12) des Stromspiegels verbunden ist.

7. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Starteinrichtung umfaßt welche insbesondere einen sogenannten "Start"- Feldeffekttransistor (M4), der dafür vorgesehen ist, das Einschalten der Transistoren der Stromspiegelschaltung hervorzurufen, und eine Inverterschaltung umfaßt, welche dafür vorgesehen ist, den "Start"-Feldeffekttransistor zu steuern, um ihn insbesondere zu blockieren, wenn der Generator in seinen stabilen Zustand gekippt ist, wo alle Bipolartransistoren Leiter sind.

8. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß er einen sogenannten "Start"-Feldeffekttransistor (M4), welcher zwischen dem Kollektor des Isolationstransistors (Q7) und der Masse geschaltet ist, und eine inverterschaltung umfaßt, welche zwischen der Spannungsversorgung (VDD) und der Masse geschaltet ist, wobei der Ausgang (S) der Inverterschaltung mit dem Gate des Starttransistors (M4) verbunden ist und der Eingang (E) der Inverterschaltung mit dem Ausgang des Sekundärzweigs (12) der Stromspiegelschaltung verbunden ist.

9. Generator nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Inverterschaltung einen P-MOS-Transistor (M6), dessen Source mit der Spannungsversorgung (VDD) verbunden ist, und einen N-MOS-Transistor (M7) umfaßt, dessen Source mit der Erde verbunden ist, wobei die Drains dieser Transistoren untereinander verbunden sind und den Ausgang (S) der Inverterschaltung bilden und die Gates dieser Transistoren untereinander verbunden sind und den Eingang (E) dieser Inverterschaltung bilden.