JPH02226409A - 周囲温度と供給電圧の変動を受けない基準電圧を発生する電圧発生器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、周囲温度の変動および電圧発生器への供給電
圧の変動に依存することのない基準電圧ＶＲＦ、Ｐを発
生することの可能な電圧発生器に関する。

〔従来技術、および発明が解決しようとする課題〕従来
技術において、安定電圧発生器についての理論的な回路
、即ち理論上は少くとも温度に独立している回路が公知
である。第４図はこの種の回路を示す。

第４図において図示の電圧発生器１０は供給電圧Ｖｔ１
ｌ＋と接地接続との間に設けられ、次のものを具備する
：即ち □通常１次分岐１１と２次分岐１２を備えた電流鏡像回
路。図示の回路において電流鏡像回路は２個のＰＭＯＳ
トランジスタＭ１とＭ２を備え、このトランジスタＭ２
のソース・ドレイン回路は１次分岐１１を構成し、一方
トランジスタＭ１のソース・ドレイン回路は２次分岐１
２を構成する。トランジスタＭｌとＭ２のグリッドは共
通してトランジスタＭ２のドレインに接続される。

一電流鏡像の１次分岐１１と直列接続されたそのコレク
タをもつ第１のバイポーラトランジスタＱ１゜図示の回
路で、トランジスタＱ１はエミッタ接地のＮＰＮ）ラン
ジスタである。

一直列に接置された２個の抵抗Ｒ１とＲ２とを具備する
分圧ブリッジ（電橋）回路であって、該ブリッジは電流
鏡像の２次分岐１２と第２のバイポーラトランジスタＱ
２のコレクタの間にそれ自身直列に設けられているもの
。こ＼に第２のトランジスタはまたＮＰＮ）ランジスタ
で、そのエミッタは接地されており、一方そのベースは
抵抗Ｒ１゜Ｒ２の共通点に接続されている。

トランジスタＱ１とＱ２の幾何学的構成は、第１のトラ
ンジスタＱｌは、並列接続の第２のトランジスタＱ２と
同一である“Ｎ”個のトランジスタと第１のトランジス
タＱ１が等価である如くなっている。基準電圧Ｖ　Ｒｌ
Ｆが得られるこの回路の出力（端）１０は、抵抗Ｒ２が
トランジスタＭ１のドレインに接続されている点である
。

この種の回路は、Ｒ１，Ｒ２およびＮの値が注意深く選
ばれると仮定すれば、周囲温度の変化に関して安定であ
る基準電圧Ｖ　ＲＩ！　Ｆを発生するために用いられる
。よく知られているように、トランジスタＭ１がターン
オンされる（飽和される）ような配置であれば、トラン
ジスタＭ１とＭ２により構成される回路は電流鏡像であ
り、２次分岐１２に流れる電流は１次分岐１１に流入す
る電流の特性と極めて類似した特性を有する。トランジ
スタＱ１とＱ２のベース電流を無視すれば、比較し得る
特性の電流は一方では、トランジスタＱ１を通って流れ
、他方では、抵抗ブリッジＲ１，Ｒ２とトランジスタＱ
２の組合せを通って流れる。またよく知られているよう
に、バイポーラトランジスタの電流とベース・エミッタ
電圧間には指数関数的な関係が存在する。トランジスタ
Ｑ１の設計はトランジスタＱ１が並列接続のＮ個のトラ
ンジスタＱ２と等価であるようになっているので、かつ
相異る幾何学的構成をもち、しかも両者間を通る同じ電
流をもつ２個のバイポーラトランジスタのベース・エミ
ッタ電圧間の差は次式、即ちＶＢＥ□−ＶｎＥ＋　＝Ｌ
ｏｇＮ　Ｉ　ｋ　Ｔ／　Ｑ　　　　（１）により表現さ
れるように、周囲温度に比例していることが知られてい
る。弦に“ｋ′″と“ｑ′とは当該技術者によく知られ
た普遍定数であり、ＶＢ！！１とＶＩＩＢ□とはトラン
ジスタＱ１とＱ２のベース・エミッタ電圧である。

ベース電流を無視すれば、抵抗Ｒ１とＲ２とは同じ電流
を流すものとみなされる。したがって、ＶｉＥｐ＝Ｖｎ
ｐ、ｚ＋（ＶｎＥｚ　　Ｖ１１！！ｌ）・Ｒ２／Ｒ１（
２）更に、１次項以外を無視すれば、ベース・エミッタ
電圧は温度と線形の関係で減少することが知られている
。それからトランジスタＱ２のベース・エミッタ電圧（
Ｖ！ＩＥ□）は方程式 ％式％（３） により与えられることになる。瓶にαとＶＣＯ２とはト
ランジスタＱ２の設計に関係する定数である。

この方程式はＴにおける高次の項と、トランジスタを通
る電流の関数としてのＶＣ８２の極めて微小な変化とを
無視している。

次の方程式は上記３個の方程式から導かれる；この式よ
り、Ｒ１・Ｒ２とＮとを注意深く選ぶことにより上記方
程式（４）において、Ｔの第１次の項の和を消去するこ
とが可能である。

回路の出力電圧ＶＲＥＰはそのときトランジスタＱ２の
ベース・エミッタ電圧の定数成分ＶＣａにのみ依存する
。

この回路は、周囲温度における変化の影響を抹消すると
いう点で一般に満足を与えるものである。

大部分の応用製品において、２次（Ｔ２）および高次の
変化は省略可能であって、第４図の回路は１次の温度変
化の影響を抹消できることが上に示されている。この回
路は、しかしながら供給電圧ｖａｎの変化に高感度であ
る。

供給電圧ＶＤＤが増加すれば、Ｍ２のドレインにおける
電圧はＶＤＤの変化に密接に追従するが、之に反してＭ
ｌのドレインにおける電圧は比較的安定に維持される。

トランジスタＭ１とＭ２とはターンオンされ、したがっ
てそれらのトランジスタを通るドレイン・ソース電流は
比較的少いが、しかしゼロでない傾斜をもつドレイン・
ソース電圧の関数として変化する見込のあることが知ら
れている。トランジスタＭ１とＭ２のドレイン・ソース
電圧がずれるにつれ、後者は実質的に異なる振幅の電流
を通電する。バイポーラトランジスタＱ１とＱ２とが正
確に同じ電流を通電するという基本的な仮定は、したが
って、供給電圧ＶＤ、が変化すると直ちに裏切られる。

同様に、バイポーラトランジスタを考慮すれば、トラン
ジスタＱ２は比較的安定なコレクタ電圧を有する（それ
はトランジスタＱ１のベース・エミッタ電圧に等しい）
が、之に反してトランジスタＱ１のコレクタにおける電
圧は多かれ少かれこの点についてはトランジスタＭ２の
トランスベアレンジ（ｔｒａｎｓｐａｒｅｎｃｙ）のた
めに供給電圧ＶＤ！、の変化の結果として生ずる。この
ような条件の下で、アーク（Ｅａｒｌｙ）効果（バイポ
ーラトランジスタにおけるコレクタ・ベース電圧の関数
としてベース幅の変調）の結果として、上記理論値に関
し、トランジスタＱｌ、Ｑ２のベース・エミッタ電圧間
の差（ＶＢ１２　　ＶＢＥＩ）の偏移に帰着する。

本発明の目的とする所は第４図図示の原理と同様の原理
に広範囲に基いて動作する電圧発生器であり、然もこの
電圧発生器において電流鏡像回路の出力電圧の変化は第
１のトランジスタＱゼイレクタにおける電圧に殆んど或
は全く影響を与えないものでありかつ第１および第２の
トランジスタ（ＱｌとＱ２）を通る電流は最大限可能な
範囲に等しく維持されるものである。

〔課題を解決するための手段および動作モード〕したが
って、本発明の一つの特長に従えば、本明細書において
上記したものに実質的に一致する一般的構造を有する電
圧発生器は、電流鏡像回路の１次分岐と第１のトランジ
スタ間に直列に設けられた分離用（ｉｓｏｌａｔｉｎｇ
）　　）ランジスタであって、後者の第１トランジスタ
のコレクタが分離用トランジスタのエミッタに接続され
るものと、および該分離用トランジスタのベースに、上
記分離用トランジスタに導通を可能ならしめる如く設定
された電圧を供給する手段、とを更に具備することを特
徴とするものである。

このような配置のために、電流鏡像回路の１次分岐の出
力電圧の変化は、第１のトランジスタのおり、かつこの
トランジスタはそのエミッタを第１のトランジスタのコ
レクタに接続させているので、第１のトランジスタのコ
レクタにおける電位は安定である。

本発明の別の特性に従えば、電流鏡像回路は少くとも２
個のカスコードトランジスタ段を具備している。

この規定によって、電圧発生器は、その特性が、第４図
に関係して説明されたＰＭＯＳトランジスタＭ１とＭ２
から構成される電圧鏡像の特性より顕著に良好な電圧鏡
像を具備する。その結果、供給電圧ｖ１が変化すれば、
２次分岐を流れる電流は１次分岐を流れる電流を反射す
ることを継続するということになる。この特性のために
、上記方程式（４）のＴの第１次係数の和は、元の仮説
（第１のトランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２を
流れる電流の同一性）が守られるから、実際上ゼロであ
る。

スイッチオンについて上に簡単に説明したように出願人
はまた自身で電圧発生器を始動する問題に当面して能力
を見出すことになった。これは、この種の電圧発生器が
、すべてのトランジスタがターンオフされる第２の安定
な状態を有するからである。

本発明は本文で前記簡単に説明した回路に対し、すべて
のトランジスタがターンオフされる安定な状態から、す
べてのトランジスタがターンオンされる安定状態へ行く
ための開始手段を加える方法を提供する。

本発明の一つの特長によれば、これらの手段は電流鏡像
回路および従って他のトランジスタにおける導通をひき
おこすのに適した一個以上の始動用コンデンサを具備す
る。

始動用コンデンサは成る応用製品には不都合のあること
もあるが、本発明の別の特長によれば、始動用手段が、
電流鏡像回路のトランジスタに導通をひきおこすのに適
したいわゆる「始動器」用電界効果トランジスタおよび
電圧発生器が、すべてのバイポーラトランジスタがター
ンオンされるその安定な状態になった時にインバータ回
路がターンオフされるように始動器用電界効果トランジ
スタを駆動するのに適したインバータ回路とを具備する
ようにさせることによって、不都合に対する必然性は除
去される。

本発明の特徴と利点とは添付図面を参照して以下の説明
から明らかにされるであろう。

〔実施例〕

第１図は第４図の回路に類似のものとして認識されるこ
とになる回路を示す。第４図に比較すれば次の相異点が
当てはまることになる。即ち−ＰＭＯＳトランジスタＭ
ｌ　、Ｍ２により第４図において構成される電流鏡像は
、本発明の一特長に従って、バイポーラトランジスタＱ
３〜Ｑ６を使用したウィルソン型カスコード電流鏡像に
より置換えられる。この鏡像がウィルソン型式を有する
のは、トランジスタＱ４〜Ｑ６からこ＼に構成された１
次分岐に君いて、出力トランジスタＱ６のベースはこの
トランジスタのコレクタに接続され、一方トランジスタ
Ｑ３．Ｑ５によりこの場合構成された２次分岐において
、それはこのトランジスタのコレクタに接続されたＶ。

、３電源に接続のトランジスタのベースである。また、
トランジスタＱ３のベースはトランジスタＱ４のベース
に接続されており、一方トランジスタＱ５のベースはト
ランジスタＱ６のベースに接続されている。

−本発明の別の特長によれば、分離用トランジスタＱ７
は電流鏡像回路の１次分岐１１と第１のトランジスタＱ
１の間に直列に設けられ、トランジスタＱ１のコレクタ
は分離用トランジスタＱ７のエミッタに接続されている
。分離用トランジスタＱ７のコレクタは電流鏡像回路の
１次分岐の出力、この例においてはトランジスタＱ６の
コレクタに接続されていることを観察せよ。分離用トラ
ンジスタのベースに分離用トランジスタＱ７において導
通を可能ならしめるように予め設定された電圧を供給す
る手段が得られる。図示の実施例に対して、これらの供
給手段は第２図を参照すれば一つの実施例が説明される
ことになる電圧源ＶＴＲを具備する。

一本発明の別の特長によれば、いわゆる始動器用コンデ
ンサＣ１はトランジスタＱ７のコレクタと接地間に接続
されている。

第１図に図示された回路は次のように動作する：よく知
られているように、システムＱ３〜Ｑ６の如きトランジ
スタの配置は正確な電流鏡像回路として動作し、２次分
岐に流れる電流は、トランジスタＱ４・Ｑ６より成る１
次分岐内を流れる電流を反射するトランジスタＱ３．Ｑ
５より構成されている。しかしながら、これにおいて第
４図に図示する電流鏡像回路と異なれば、トランジスタ
Ｑ３〜Ｑ６により構成される電流鏡像回路は、供給電圧
Ｖ０゜が万一変化するとすれば、１次分岐および２次分
岐において流れる電流の振幅間の著しい差異を受けるこ
とがない。

配置がトランジスタＱ７がターンオンされるようになっ
ているので、ベース電流を無視すれば第１のトランジス
タＱ１を流れる電流はトランジスタＱ２を流れる電流と
同等であることになる。この特性は本文で上記に概論し
た理論に従って、安定な基準電圧発生器の動作を可能な
らしめるのに寄与する。

その上、第１図において使用されるウィルソン型ミラー
と一体化したトランジスタＱ７のように、本発明に係る
分離用トランジスタの存在は、第１のトランジスタＱ１
のコレクタを、トランジスタＱ６のコレクタにおける電
圧の変化から分離させることにより、理論的動作条件（
等しい電流）に沿うことを約束するものである。

万一供給電圧ＶＤＤが変化するとすれば、トランジスタ
Ｑ６の電位もまた変化する。しかしながら、トランジス
タＱ７は分離用手段として機能するから、このような変
化は例えば第１のトランジスタＱ１のコレクタに進むよ
うにさせることはできない。トランジスタＱ７のベース
に印加された電位ＶＴＨは比較的安定であってＱｌのタ
ーンオンを可能にするのに十分である（電位Ｖ、□を得
る手段は第２図を参照して説明することにする）。した
がって同様のことがトランジスタＱ７のエミッタにおけ
る電位にも適用される。よく知られているように、バイ
ポーラトランジスタにおいて、トランジスタがターンオ
ンされる時には、エミッタ電位はベース電位よりも０．
６Ｖ低くなる。

したがって、Ｑｌのコレクタにおける電位は電位ＶＴＨ
以下の０．６Ｖとなることを約束することが可能である
。これにより電流鏡像回路の１次分岐の出力におけるト
ランジスタＱ６のコレクタにおける電圧変化の影響を消
滅させるが、それはこのような変化が分離用トランジス
タＱ７により吸収されるからである。

第２図は、分離用トランジスタＱ７のベースに接続され
るべき電圧ＶＴＨの電源の一実施例を図示する。

３ｖの供給電圧をもつ回路の動作を保証するためには、
電圧ＶＴＨはＩＶないし１．５Ｖのオーダにあることが
可能である。

２個のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ８とＱ９とを直
列接続することによりこの電圧は得られる。トランジス
タはターンオンされるように用いられる（コレクタに接
続されたベース）。したがって、トランジスタＱ８のベ
ースにおける電位は飽和したバイポーラトランジスタに
おけるベース・エミッタ電圧の２倍、即ち１．２Ｖであ
る。

ＰＭＯ５）ランジスタＭ４はＱ８のコレクタとＶ［ｌ＋
１電源との間に設けられ、そのグリッドはそれが抵抗と
して機能するように接地されている。

Ｑｌのベースにおける電圧Ｖ７Ｈはしたがって１．２Ｖ
であり著しくは変化しない。よく知られているように、
トランジスタＱ８とＱ９のコレクタ電流が電圧Ｖ！ｌ［
ｌにおける実質的な変化により変化するようにさせるな
らば、トランジスタＱ８とＱ９のベース・エミッタ電圧
が顕著には変化しないであろう。その結果、電圧ＶＴＨ
は比較的安定しており、トランジスタＱ１のコレクタに
おける過剰な振幅変化を避けるためにはとにかくそのよ
うに十分であるということになる。

これに対して選ぶべき方法として、ＦＥＴ）ランジスタ
Ｍ４は抵抗により置換得る。別の選ぶべき方法として、
電圧Ｖ７Ｈは第４図に図示されたような回路により得る
ことができる。

コンデンサＣ１（第１図）の役割は次の如くである。バ
イポーラトランジスタを用いる大部分の安定な基準電圧
発生器の如く、第１図の回路は、すべてのトランジスタ
がターンオンされる一つの安定な状態と、すべてのトラ
ンジスタがターンオフされる第２の安定な状態とを有し
ている。電圧発生器がスイッチオンされる前に、すべて
のトランジスタはターンオフされ、かつこれは安定な状
態であるので、全体としてその回路にとってすべてのト
ランジスタがターンオンされる第１の安定な状態に切換
える理由は存在しない。出願人はその回路が、すべての
トランジスタがターンオフされる安定状態からすべての
トランジスタがターンオンされる安定状態へ移ることを
可能ならしめる方法をこれまでに探究してきたのである
。

本発明の一つの特徴によれば、トランジスタＱ７のコレ
クタと接地間に起動器用コンデンサＣ１を挿入すること
によりこの問題点は克服される。

このコンデンサは、回路の残りの部分をターンオフされ
た安定状態から、すべてのトランジスタがターンオンさ
れる安定状態へ変更させる手段として動作する。回路が
始動されると、トランジスタＱ６はターンオフされて、
回路のすべてがターンオフされた安定状態になるから、
ターンオフを維持する傾向がある。ターンオフされた安
定な状態に維持すべきトランジスタＱ６に関して、その
ベースはＶＤＤに近い電位に保持されねばならず、始動
器用コンデンサＣ１を充電することを必要とするが、こ
れはまたトランジスタＱ６のベースに接続されているか
らである。しかしながら、必要な電荷を供給するために
Ｃ６はターンオンされねばならない。その時同じことが
トランジスタＱ４にも適用される。そのときトランジス
タＱ３とＣ５に導かれる電流鏡像回路は動作を開始し、
それからトランジスタＱ１とＣ２とはターンオンされる
。全体の回路はそれからすべてのトランジスタがターン
オンされている安全な状態に切換えられる。

実際上、コンデンサＣ１は十分高い値を以て選択されね
ばならない。本発明の好適な実施例においては、３ＰＦ
の値をもつコンデンサＣ１を用いる。

上に説明してきたことは、供給電圧Ｖ０のゆるやかな変
化に対しては有効であるが、ある場合には、特に供給電
圧ＶＤｔｌの突然の早い変化の場合には、第１図回路は
満足には動作しない。

供給電圧Ｖ［ｌ［＋の急速な増加（例えば高周波の干渉
による）に対して、トランジスタＱ３とＣ４のベース・
エミッタ電圧は絶対値において突然増加し、したがって
トランジスタＱ３〜Ｑ６よりなる電流鏡像回路の２個の
分岐における電流の増加に導かれる。しかしながら、個
含電流変化が２個の分岐において正確に同一状態を維持
するとしても、１次分岐の下流においては並列に接続さ
れているので、一方では回路分岐は直列に接続されたト
ランジスタＱ７とＱｌとを具備し、他方ではコンデンサ
Ｃ１を具備し、電流鏡像回路の１次分岐を流れる電流の
成る部分は、トランジスタＱ１とＣ２とを夫々流れる電
流における不平衡に導＜Ｃ１に転換される。これらの条
件が与えられれば、回路の出力における基準電圧（ＶＩ
ＬＬ！Ｆ）の突然の変化に導かれる原個定（ＱｌとＣ２
における等しい電流）はもはや守られない。その上、コ
ンデンサＣ１が荷電されない限り、ＱｌとＣ２を通る電
流の対称性の欠如が当てはまるものであり、成る応用に
おいては、必要なレベルに復帰するために回路出力にお
ける基準電圧（Ｖ＋ｕｐ　）　にとって必要とされる時
間は許容できない程長いという結果を得たのである。こ
の不都合さを修復するために、コレクタＱ３と接地間に
、Ｃ１と同じ値の第２のコンデンサＣ２を与えるという
発想を発明者は考案し、その結果、電流対称性は供給電
圧Ｖ。、の突然の変化の場合においてさえ、トランジス
タＱ１とＣ２において保持される。本発明のこの特性は
第２図に図示される。

コンデンサＣ２は、電流鏡像の２次分岐のバイポーラト
ランジスタＱ３のコレクタに接続されていることを注目
せよ。このコンデンサはＮＭＯＳトランジスタＭ３を介
して接地されている。このトランジスタのグリッドは２
次電流鏡像回路の第２のバイポーラトランジスタＱ５の
コレクタに接続されている。

トランジスタＭ３がターンオンされると、コンデンサＣ
２は後で説明する理由で接地される。供給電圧Ｖ、の突
然の変化のある場合でさえ、バイポーラトランジスタＱ
１とＣ２を通る等しい電流を約束するコンデンサＣ１と
Ｃ２は対称的に充電される。

電界効果トランジスタＭ３の役目は次の通りである。コ
ンデンサＣ２はこのトランジスタのない場合における不
都合を表現しようとするし、それ故それが直接に大地に
接続されるならば、それはトランジスタＱ３を介して流
れる電流のすべてを吸収し、トランジスタＱ２がターン
オンするのを阻止するから、スイッチングオン時に回路
の正確な始動を阻止することになる。このような状態で
、すべてのトランジスタがターンオフされる安定状態に
おいて全回路は再び最終的に自分の能力を見出すであろ
う。発明者の発見したことは、第２のバイポーラトラン
ジスタＱ２がターンオンされなければ、コンデンサＣ２
を禁止することは必要であることである。これは８ＭＯ
３）ランジスタＭ３の役割である。

バイポーラトランジスタＱ２がターンオンされなければ
、８ＭＯ３）ランジスタＭ３のグリッド電位はＯＶ近辺
に維持されこのトランジスタはしたがってターンオフさ
れる。このような条件下でコンデンサＣ２は接地されな
い。始動後に供給電圧ＶｆｌＤが特定の電位に達すると
、トランジスタＱ２とＭ３とはターンオンし、コンデン
サＣ２は接地され、回路が供給電圧ｖ　ａ　ｎの後続の
変化を吸収することを可能ならしめ、出力電圧Ｖ　ＩＩ
ＩＩＦに影響を与えるこのような変化を阻止する。

抵抗Ｒ３の役目はトランジスタＭ１のグリッド電位を僅
か増加することで、それによりトランジスタＭ１が始動
後に必らずターンオンすることを保証することである。

もう一つの始動の問題点はＶＲＥＰの出力に接続された
負荷が容量性であり、かつコンデンサＣ１と同じオーダ
ーの大きさにあるならば生じ得る。

負荷により表わされる容量が直接に接地されかつ始動中
にその容量が電流鏡像回路の２次分岐Ｑ３〜Ｑ５を流れ
る電流のすべてを吸収し、トランジスタＱ２のターンオ
ンするのを阻止する。この不都合を矯正するために、Ｃ
１とＣ２に関する十分高い値を、意図された負荷の値よ
り常に大きく選定すれば十分であり、始動の問題点に対
し保護を与えるものである。

第２図に図示された回路は、周波数１００ＫＨｚから数
メガヘルツまでの周波数に対し、供給電圧ＶＩ、Ｄの変
化を濾波することに関し、回路出力（ＶＲＥＰ　）にお
いて２０ｄＢのオーダーの利得が得られる。

ある高周波の応用製品においては、または他の理由のた
めに、コンデンサＣ１とＣ２のような始動器用コンデン
サをもたない、しかし第２図の回路のそれと比較し得る
電源変動のフィルタ特性を有する回路を与えることが有
利となる場合もある。

第３図に図示した回路はこの問題を解決するものである
。

ここでコンデンサＣ１はＰＭＯＳトランジスタＭ４によ
り置換えられ、そのグリッドはＰＭＯＳトランジスタＭ
　Ｅｉ−、ａＮＭＯＳトランジスタＭ７とを具備するイ
ンバータの出力Ｓに接続されている。トランジスタＭ６
のソースは供給電圧Ｖ　Ｄ　Ｄに接続され、一方トラン
ジスタＭ７のソースは接地電位に接続されている。（相
互接続された複数のグリッドとトランジスタＭ６−Ｍ？
より構成されている）インバータの入力Ｅは、トランジ
スタＱ５のコレクタに接続されている。

この回路は次の方法で動作する。

従来の方法では、インバータの入力已における電圧が特
定のしきい値以下であると似定すれば、インバータの出
力Ｓは、その時ターンオンされるＰＭＯＳトランジスタ
Ｍ６のソースと同じ電ａ（この場合Ｖ０．）にある。そ
の結果、トランジスタＭ４のグリッドは電位Ｖ０にあり
、電圧発生器が始動されると、ＮＭＯＳ　）ランジスタ
Ｍ４はターンオンする。このような条件の下で、トラン
ジスタＭ４は、すべての他のバイポーラトランジスタを
ターンオンすることを可能にする電流鏡像回路の１次分
岐において電流を負課せしめる。

しかしながら、トランジスタＱ５のコレクタにおける電
位は増加し、かつインバータがしきい値を超過すると、
トランジスタＭ６はターンオフし、之に反してトランジ
スタＭ７はターンオンする。

インバータの出力Ｓはそのとき、ターンオフするトラン
ジスタＭ４のグリッドのように接地電位に接続される。

電流鏡像回路の１次分岐を流れる電流のすべてはそのと
きトランジスタＱ１を通過される。トランジスタＭ６と
Ｍｌのグリッド電流は無視できる程度であるので、電流
鏡像回路の２次分岐を流れる電流のすべてはＣ２に向け
て送られる。トランジスタＱ１とＣ２における電流の同
一性は守られ、その時回路は安定な基準電圧を発生する
が、この電圧は上に説明した理由で、温度および供給電
圧ＶＤ＋、の変動に依存しないものである。

したがって、種々の電界効果型トランジスタをもつ第２
図の回路において、コンデンサＣ１と０２とを置換える
ことにより供給電圧ｖａＤ線上に存在する高周波信号に
関連する不都合な点を妨げることが可能である。

云うまでもなく、本発明は決して図示された選択された
実施例に限定されるものではなく、当該技術に通じた人
の能力の範囲内のいかなる変形例をも包含するものであ
る。特に、電流鏡像回路としてウィルソン回路の使用に
限定されるものではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す簡略化された図、 第２図は第１図に示されない種々の手段を示す一層複雑
な図、 第３図は第２図に示す回路の別の実施例を示す図、 を夫々示している。 第４図は従来の理論上温度に依存しない安定電圧発生器
の回路図、 を夫々示している。 １０・・・電圧発生器、　　１１・・・１次分岐、１２
・・・２次分岐、 Ｑｌ・・・バイポーラトランジスタ　（ＮＰＮ）、Ｃ２
・・・バイポーラトランジスタ　（Ｎ　Ｐ　Ｎ）、ＶＩ
ＥＦ・・・基準電圧、　ＶＩＩＯ・・・供給電圧、（Ｍ
１１Ｍ２）・・・電流鏡像、 Ｍｌ　、Ｍ２・・・ＰｕＯ２）ランジスタ、Ｑ３〜Ｑ６
・・・バイポーラトランジスタ、Ｃ７・・・分離用トラ
ンジスタ、 Ｃ８，Ｑ９・・・ＮＰＮバイポーラトランジスタ、Ｍ３
．Ｍ？・・・ＮＭＯＳトランジスタ　（ＦＥＴ）、Ｍ４
．Ｍ６・・・ＰｕＯ２）ランジスタ（ＦＥＴ）、Ｃ１・
・・起動器用コンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電圧供給源Ｖ＿Ｄ＿Ｄと接地接続との間に設けられ
   た電流鏡像回路を具備し、該電流鏡像回路は：動作時に
   １次分岐における電流の特性と少くとも比較可能であり
   、かつ可能ならばそれと同等である特性をもつ電流を搬
   送する１次分岐および２次分岐； 電流鏡像の１次分岐と直列に接続されたコレクタをもつ
   第１のバイポーラトランジスタＱ１；少くとも２個の直
   列接続された抵抗Ｒ＿１、Ｒ＿２を備えた電圧分圧器形
   ブリッジであって、該ブリッジは該電流鏡像の２次分岐
   と第２のバイポーラトランジスタＱ２のコレクタ間に直
   列に接続されており、該第２のトランジスタＱ２のベー
   スは上記抵抗の共通点に接続されており、該第１のトラ
   ンジスタＱ１のベースは該第２のトランジスタＱ２のコ
   レクタと接続されており、該電圧発生器の出力Ｖ＿Ｒ＿
   Ｅ＿Ｆは第２のトランジスタＱ２のコレクタに接続され
   た端子に対向するブリッジ端子に接続され、上記複数ト
   ランジスタの幾何学的配置は、第１のトランジスタＱ１
   が並列接続された第２のトランジスタＱ２と同等の“Ｎ
   ”個のトランジスタと等価であるようになっており、基
   準電圧Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆは方程式 Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ＝Ｖ＿Ｂ＿Ｅ＿２＋（Ｒ２／Ｒ１）（ｋ
   Ｔ／ｑ）ＬｏｇＮにより与えられ、茲に Ｔ・・・周囲温度 Ｖ＿Ｂ＿Ｅ＿２・・・第２のトランジスタＱ２のベース
   ・エミッタ電圧で、方程式Ｖ＿Ｂ＿Ｅ＿２＝Ｖ＿Ｃ＿Ｏ
   ＿２＋αＴにより順次与えられる（第１次 項以外を無視する）。茲にαとＶ＿Ｃ＿Ｏ＿２とは第２
   のトランジスタの設計に関す る定数 Ｒ１・・・第２のトランジスタＱ２のコレクタに接続さ
   れたブリッジの抵抗の値 Ｒ２・・・Ｒ１に直列接続されたブリッジの第２抵抗の
   値 ｋ、ｑ・・・普遍定数 であり、Ｒ１、Ｒ２およびＮは項αＴと （Ｒ２／Ｒ１）（ｋＴ／ｑ）ＬｏｇＮの和がゼロである
   ように選ばれるものであり、 該安定基準電圧発生器は、 該電流鏡像回路の１次分岐および該第１のトランジスタ
   の間に直列接続された分離用バイポーラトランジスタＱ
   ７であって、該第１のトランジスタのコレクタが該分離
   用トランジスタのエミッタに接続されているもの； および 該分離用トランジスタのベースに、該分離用トランジス
   タにおいて導通を可能ならしめるために予め設定された
   電圧を送る手段； とを更に具備することを特徴とする、 安定な基準電圧発生器。 ２、該電流鏡像回路は、少くとも２個のカスコードトラ
   ンジスタ段（Ｑ３、Ｑ４、およびＱ５、Ｑ６）を具備す
   ることを特徴とする、請求項１記載の電圧発生器。 ３、該トランジスタはいわゆる“ウイルソン”回路にお
   けるバイポーラトランジスタであり、該ウイルソン回路
   の１次分岐の出力トランジスタＱ６のベースはこの出力
   トランジスタＱ６のコレクタに接続されており、之に反
   して該電圧発生器の供給電圧Ｖ＿Ｄ＿Ｄに接続されたト
   ランジスタＱ３のベースはこのトランジスタＱ３のコレ
   クタに接続され、各段のトランジスタのベースは互いに
   共通接続されていることを特徴とする、請求項１記載の
   電圧発生器。 ４、該電圧発生器は、分離用トランジスタＱ７のコレク
   タと接地間に始動用コンデンサＣ１を具備することを特
   徴とする、請求項１から３までのいずれかに記載の電圧
   発生器。 ５、該電圧発生器は、該電圧発生器の供給電圧Ｖ＿Ｄ＿
   Ｄに接続されたバイポーラトランジスタのコレクタおよ
   び接地間において、第２のバイポーラトランジスタＱ２
   がターンオンされない場合に、第２の始動用コンデンサ
   Ｃ２を接地から分離するのに用いられる分離用手段を介
   して接続された第２の始動用コンデンサＣ２を具備する
   ことを特徴とする、請求項４記載の電圧発生器。 ６、該第２の始動用コンデンサＣ２を分離するための上
   記手段は、上記第２の始動用コンデンサＣ２と接地間に
   直列に接続された電界効果型トランジスタＭ３を具備し
   、該電界効果型トランジスタのグリッドは電流鏡像の２
   次分岐１２の出力に接続されていることを特徴とする、
   請求項５記載の電圧発生器。 ７、該電圧発生器は始動用手段を具備し、該始動用手段
   は、特に、電流鏡像回路のトランジスタをターンオンす
   るのに用いられるいわゆる“始動器用”電界効果トラン
   ジスタＭ４および、該電圧発生器がすべてのバイポーラ
   トランジスタがターンオンされるその安定な状態に切替
   えられた時に、特にインバータをターンオフするために
   、該始動器用電界効果トランジスタを駆動する如く設計
   されたインバータ回路とを具備することを特徴とする、
   請求項５記載の電圧発生器。 ８、該電圧発生器は、分離用トランジスタＱ７のコレク
   タと接地間のいわゆる「始動器」用電界効果トランジス
   タＭ４と、上記電圧電源Ｖ＿Ｄ＿Ｄと接地間のインバー
   タ回路とを具備し、上記インバータ回路の出力（Ｓ）は
   始動器用トランジスタＭ４のグリッドに接続され、かつ
   該インバータ回路の入力Ｅは電流鏡像回路の２次分岐１
   ２の出力に接続されていることを特徴とする、請求項１
   から３までのいずれかに記載の電圧発生器。 ９、該インバータ回路は、そのソースが上記電圧電源Ｖ
   ＿Ｄ＿Ｄに接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ６と、そ
   のソースが接地接続されたＮＭＯＳトランジスタＭ７と
   を具備し、上記トランジスタのドレインは共通接続され
   てインバータ回路の出力Ｓを構成し、かつ上記トランジ
   スタのグリッドは共通接続されて上記インバータ回路の
   入力Ｅを構成することを特徴とする、請求項７または請
   求項８記載の電圧発生器。