JP3125821B2 - 電源供給回路 - Google Patents

電源供給回路

Info

Publication number
JP3125821B2
JP3125821B2 JP04143208A JP14320892A JP3125821B2 JP 3125821 B2 JP3125821 B2 JP 3125821B2 JP 04143208 A JP04143208 A JP 04143208A JP 14320892 A JP14320892 A JP 14320892A JP 3125821 B2 JP3125821 B2 JP 3125821B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
current
transistor
line
operating current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP04143208A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH05315861A (ja
Inventor
大和 岡信
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Priority to JP04143208A priority Critical patent/JP3125821B2/ja
Priority to DE69319179T priority patent/DE69319179T2/de
Priority to EP93303138A priority patent/EP0569165B1/en
Priority to KR1019930006799A priority patent/KR100288279B1/ko
Priority to US08/051,787 priority patent/US5349285A/en
Publication of JPH05315861A publication Critical patent/JPH05315861A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3125821B2 publication Critical patent/JP3125821B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/191—Tuned amplifiers
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current 
    • G05F1/46—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
    • G05F1/56—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current 
    • G05F1/46—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
    • G05F1/56—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/577—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices for plural loads
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
    • H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/1607—Supply circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、消費電流を小さくす
ることのできる電源供給回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電池を電源とする機器に使用されるＩ
Ｃ、例えば、ラジオ受信機用のＩＣにおいては、電池の
寿命を長くするため、ＩＣの消費電流が十分に小さいこ
とが要求される。
【０００３】そこで、例えば図６に示すような回路が考
えられている。すなわち、図６は、ＦＭ受信回路の中間
周波アンプの一部を示すもので、トランジスタＱ1 、Ｑ
2 、定電流源用のトランジスタＱ0 及び抵抗器Ｒ1 、Ｒ
2 により差動アンプ１が構成され、トランジスタＱ3 、
Ｑ4 、抵抗器Ｒ1 、Ｒ2 及び抵抗器Ｒ3 、Ｒ4 により差
動アンプ２が構成される。
【０００４】そして、ＦＭ中間周波信号が、前段（図示
せず）からトランジスタＱ1 、Ｑ2のベースに供給さ
れ、その増幅出力が、トランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレク
タからコンデンサＣ1 、Ｃ2 を通じてトランジスタＱ3
、Ｑ4 のベースに供給される。
【０００５】この場合、トランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレ
クタ電流に含まれる信号電流成分は、互いに逆相であ
り、抵抗器Ｒ1 、Ｒ2 と、トランジスタＱ3 、Ｑ4 のエ
ミッタとの接続点には、トランジスタＱ1 、Ｑ2 からの
信号電流成分は現れない。したがって、上記のように、
トランジスタＱ1 、Ｑ2 は、抵抗器Ｒ1 、Ｒ2 を負荷と
する差動アンプ１として動作し、トランジスタＱ3 、Ｑ
4 は、抵抗器Ｒ1 、Ｒ2を定電流源とする差動アンプ２
として動作する。
【０００６】したがって、トランジスタＱ3 、Ｑ4 のコ
レクタからは、差動アンプ１、２により増幅されたＦＭ
中間周波信号が取り出される。
【０００７】こうして、この回路は、交流的には、差動
アンプ１と、差動アンプ２とが縦続接続された２段アン
プとして動作し、２段分の利得を得ることができる。し
かし、直流的には、電源に対して差動アンプ２の動作電
流ラインと、差動アンプ１の動作電流ラインとが直列接
続されているので、消費電流は１段分となる。したがっ
て、この回路によれば、１段分の消費電流で２段分の利
得を得ることができ、低消費電流とすることができる。
【０００８】また、同様の考え方を適用することによ
り、差動アンプ以外の場合でも、２つの回路を、１つの
回路の消費電流で動作させることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＦＭ受信回
路の高周波アンプの初段やＦＭ中間周波アンプの初段
は、低雑音であることが要求され、そのためには、その
初段のトランジスタに十分に大きな動作電流、例えば10
0 μＡ程度の動作電流を流してショットノイズを小さく
する必要がある。
【００１０】しかし、図６の回路においては、トランジ
スタＱ1 、Ｑ2 の動作電流と、トランジスタＱ3 、Ｑ4
の動作電流とが等しいので、初段のトランジスタ、すな
わち、トランジスタＱ1 、Ｑ2 に、そのような大きな動
作電流を流すと、トランジスタＱ3 、Ｑ4 にも大きな動
作電流が流れてしまう。この結果、例えば、抵抗器Ｒ3
、Ｒ4 における電圧降下が大きくなるので、電源電圧
ＶCCを低くすることができなくなってしまう。
【００１１】また、トランジスタＱ1 、Ｑ2 の動作電流
と、トランジスタＱ3 、Ｑ4 の動作電流とが等しいの
で、例えばトランジスタＱ1 、Ｑ2 の動作電流を設計変
更したときには、トランジスタＱ3 、Ｑ4 の動作点が変
化するので、トランジスタＱ3、Ｑ4 についても、設計
を変更しなければならない。
【００１２】つまり、差動アンプ１、２の両方の動作を
考慮して動作電流を設定する必要がある。あるいは、差
動アンプ１、２の代わりに２つの回路を、同様に、電源
に対して直列接続する場合、上側の回路と、下側の回路
とで、動作電流の最適値が異なっているときには、一方
の回路は最良の動作ができない。
【００１３】さらに、図６の回路においては、ＩＣの製
造時のばらつきにより、トランジスタＱ1 とＱ2 とのバ
ランス、抵抗器Ｒ1 とＲ2 とのバランスが崩れている
と、あるいは前段からトランジスタＱ1 、Ｑ2 に供給さ
れる信号のバランスが崩れていると、トランジスタＱ1
、Ｑ2 のコレクタ電流に含まれる信号電流成分の大き
さが異なってしまう。
【００１４】そして、トランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレク
タ電流に含まれる信号電流成分の大きさが異なると、抵
抗器Ｒ1 、Ｒ2 と、トランジスタＱ3 、Ｑ4 のエミッタ
との接続点に、信号電圧成分が現れ、図６のように、ト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 を入力側、トランジスタＱ3 、Ｑ
4 を出力側としたような場合、全体の動作が不安定にな
ることがある。そして、そのような不安定になることを
避けようとすると、回路の設計の自由度が低くなってし
まう。
【００１５】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】この発明においては、例
えば、第１の回路の動作電流ラインと、第２の回路の動
作電流ラインとを、電源に対して直列接続し、この直列
接続された第１の回路の動作電流ライン及び第２の回路
の動作電流ラインの接続中点に、定電圧回路の出力ライ
ンを接続し、この定電圧回路は、上記第１の回路の動作
電流ラインを流れる動作電流と、上記第２の回路の動作
電流ラインを流れる動作電流との差分を検出する電流検
出回路と、上記第１の回路の動作電流ラインに、コレク
タ・エミッタ間が並列接続された第１のトランジスタ
と、上記第２の回路の動作電流ラインに、コレクタ・エ
ミッタ間が並列接続された第２のトランジスタとを有
し、上記電流検出回路の検出出力により、上記第１及び
第２のトランジスタのコレクタ・エミッタ間に流れる電
流を制御して、上記第１の回路の動作電流と、上記第２
の回路の動作電流との差分の電流を、上記定電圧回路に
流入あるいは出力させるようにした電源供給回路とする
ものである。
【００１７】
【作用】第１の回路１１の動作電流Ｉ11が、第２の回路
１３の動作電流Ｉ13になるとともに、それら動作電流Ｉ
11、Ｉ13の差分が定電圧回路１５により補償される。
【００１８】
【実施例】図１は、この発明を、ＦＭ受信回路のフロン
トエンド回路に適用した場合の一例を示し、鎖線で示し
た範囲１０がＩＣ化される。また、Ｔ11〜Ｔ16はその外
部接続端子（ピン）で、Ｔ11は電源端子、Ｔ16は接地端
子である。なお、端子Ｔ11の電源電圧ＶCCは、例えば２
〜３Ｖである。
【００１９】そして、ＩＣ１０に対して、アンテナ１が
コンデンサ２を通じて端子Ｔ12に接続され、アンテナ同
調回路３が端子Ｔ13と端子Ｔ14との間に接続され、局部
発振回路の共振回路４が、端子Ｔ14と端子Ｔ15との間に
接続され、端子Ｔ14は、コンデンサ５を通じて接地され
る。
【００２０】また、ＩＣ１０において、１１は高周波ア
ンプ、１２はミキサ回路、１３は局部発振回路、１４は
バイアス回路、１５は定電圧回路であり、定電圧回路１
５の出力ラインLN15が端子Ｔ14に接続される。
【００２１】そして、端子Ｔ12が、高周波アンプ１１を
構成するトランジスタＰ11のベースに接続され、そのエ
ミッタが抵抗器Ｒ11を通じて端子Ｔ11に接続され、その
コレクタが端子Ｔ13に接続されるとともに、コンデンサ
Ｃ11を通じてトランジスタＱ21のベースに接続される。
【００２２】このトランジスタＱ21は、定電流源として
動作してトランジスタＱ22、Ｑ23とともに、差動アンプ
１２１を構成するもので、トランジスタＱ21のベースに
バッファ抵抗器Ｒ43を通じてバイアス電圧Ｖ41が供給さ
れるとともに、そのエミッタが、抵抗器Ｒ21を通じて端
子Ｔ16に接続され、そのコレクタがトランジスタＱ22、
Ｑ23のエミッタに接続される。そして、トランジスタＱ
22のベースが出力ラインLN15に接続され、トランジスタ
Ｑ23のベースがバッファ抵抗器Ｒ23を通じて出力ライン
LN15に接続される。
【００２３】さらに、トランジスタＰ22、Ｐ23が設けら
れ、それらのエミッタが端子Ｔ11に接続され、それらの
ベースが互いに接続されるとともに、トランジスタＰ22
のコレクタに接続されて端子Ｔ11を基準電位点とするカ
レントミラー回路１２２が構成され、トランジスタＰ2
2、Ｐ23のコレクタが、トランジスタＱ22、Ｑ23のコレ
クタにそれぞれ接続され、トランジスタＱ23、Ｐ23のコ
レクタと、出力ラインLN15との間に、抵抗器Ｒ24が接続
される。こうして、差動アンプ１２１とカレントミラー
回路１２２とによりミキサ回路１２が構成される。
【００２４】また、局部発振用としてトランジスタＱ31
が設けられ、そのベースが出力ラインLN15に接続される
とともに、発振用のコンデンサＣ31を通じてそのエミッ
タに接続され、このエミッタが抵抗器Ｒ31を通じて端子
Ｔ16に接続され、そのコレクタとエミッタとの間に発振
用のコンデンサＣ32が接続される。さらに、トランジス
タＱ31のコレクタが端子Ｔ15に接続されるとともに、コ
ンデンサＣ33を通じてトランジスタＱ23のベースに接続
される。こうして、局部発振回路１３が構成される。
【００２５】さらに、バイアス回路１４としてトランジ
スタＰ41、Ｑ41が設けられ、トランジスタＱ41のベース
にバイアス電圧Ｖ41が供給されるとともに、そのエミッ
タが抵抗器Ｒ41を通じて端子Ｔ16に接続され、そのコレ
クタがトランジスタＰ41のコレクタに接続される。
【００２６】このトランジスタＰ41は、トランジスＰ11
とともに、端子Ｔ11を基準電位点としてカレントミラー
回路１１１を構成しているものであり、トランジスタＰ
41のエミッタが抵抗器Ｒ42を通じて端子Ｔ11に接続さ
れ、そのコレクタ及びベースが、バッファ抵抗器Ｒ12を
通じてトランジスタＰ11のベースに接続されるととも
に、コンデンサＣ12を通じて端子Ｔ16に接続される。
【００２７】また、定電圧回路１５については、図２に
より詳述するが、 Ｖ15：出力ラインLN15の直流電位（定電圧回路１５の出
力電圧） とすれば、定電圧回路１５は、例えばＶ15＝1.1 Ｖに保
持するとともに、このとき、出力ラインLN15に対して、
直流電流ΔＩを出力あるいは入力（吸い込む）できるよ
うにされている。
【００２８】このような構成によれば、バイアス電圧Ｖ
41によりトランジスタＱ41のコレクタには所定の大きさ
の直流電流Ｉ14が流れ、この電流Ｉ14が、トランジスタ
Ｐ41のコレクタにも流れるとともに、トランジスタＰ4
1、Ｐ11がカレントミラー回路１１１を構成しているの
で、トランジスタＰ11のコレクタにも、電流Ｉ14と等し
い大きさの直流電流Ｉ11が流れる。したがって、トラン
ジスタＰ11は、交流的にはエミッタ接地として動作し、
アンテナ１の受信信号が、トランジスタＰ11により高周
波増幅されて同調回路３に供給され、トランジスタＰ11
のコレクタには、目的とする周波数の放送波信号が取り
出される。
【００２９】そして、この取り出された放送波信号は、
コンデンサＣ11を通じてトランジスタＱ21のベースに供
給される。
【００３０】そして、このとき、トランジスタＱ21に
は、バイアス電圧Ｖ41が供給されているとともに、トラ
ンジスタＱ22、Ｑ23のベースにも、定電圧回路１５によ
り電圧Ｖ15がバイアス電圧として供給されている。した
がって、トランジスタＱ21のベースに供給された放送波
信号にしたがって、トランジスタＱ22、Ｑ23のコレクタ
電流が変化する。
【００３１】また、トランジスタＱ31にも、定電圧回路
１５により必要な直流電圧あるいは直流電流が供給され
ているので、トランジスタＱ31のコレクタからは局部発
振信号が取り出され、この局部発振信号がコンデンサＣ
33を通じてトランジスタＱ23のベースに供給される。ま
た、トランジスタＱ22のベースは、コンデンサ５により
交流的には接地されている。
【００３２】したがって、トランジスタＱ22、Ｑ23のコ
レクタ電流は、トランジスタＱ21のベースに供給された
放送波信号に対応して変化すると同時に、トランジスタ
Ｑ23のベースに供給された局部発振信号にも対応して変
化することになる。すなわち、差動アンプ１２１におい
て、放送波信号と、局部発振信号との乗算が行われるこ
とになり、中間周波信号が形成される。
【００３３】そして、差動アンプ１２１は、カレントミ
ラー回路１２２を負荷としているので、トランジスタＰ
23、Ｑ23のコレクタからは、直流成分を含まない中間周
波信号（及び不要な交流信号成分）が取り出され、この
中間周波信号が、後段の中間周波フィルタ（図示せず）
に供給される。
【００３４】したがって、この図１の回路は、ＦＭフロ
ントエンド回路として動作することになる。
【００３５】次に、定電圧回路１５の一例について、図
２により説明する。
【００３６】図２において、トランジスタＱ51〜Ｑ53に
より、トランジスタＱ51を入力側、トランジスタＱ52、
Ｑ53を出力側、接地端子Ｔ16を基準電位点とするカレン
トミラー回路１５１が構成され、定電圧回路１５の出力
ラインLN15と、トランジスタＱ51のコレクタとの間に、
抵抗器Ｒ51が接続される。なお、トランジスタＱ53のエ
ミッタには、所定の抵抗器Ｒ52が接続されるとともに、
トランジスタＱ53のベース・エミッタ間の接合面積は、
トランジスタＱ51、Ｑ52のそれのｎ倍（ｎ＞１）とされ
る。
【００３７】さらに、トランジスタＰ51、Ｐ52及びエミ
ッタ抵抗器Ｒ53、Ｒ54により、トランジスタＰ51を入力
側、トランジスタＰ52を出力側、出力ラインLN15を基準
電位点とするカレントミラー回路１５２が構成され、ト
ランジスタＰ51、Ｐ52のコレクタが、トランジスタＱ5
2、Ｑ53のコレクタにそれぞれ接続される。
【００３８】そして、トランジスタＰ52、Ｑ53のコレク
タが、トランジスタＱ54のベースに接続され、そのエミ
ッタが端子Ｔ16に接続され、そのコレクタがトランジス
タＱ55のコレクタに接続される。
【００３９】このトランジスタＱ55は、これを入力側、
トランジスタＱ56を出力側、端子Ｔ16を基準電位点とし
てカレントミラー回路１５３を構成しているものであ
り、端子Ｔ11と、トランジスタＱ54、Ｑ55のコレクタと
の間に、抵抗器Ｒ55、Ｒ56が直列接続される。
【００４０】さらに、端子Ｔ11と、出力ラインLN15との
間に、出力用のトランジスタＰ53のエミッタ・コレクタ
間が接続されるとともに、出力ラインLN15と、端子Ｔ16
との間に、出力用のトランジスタＰ54のエミッタ・コレ
クタ間が接続される。そして、トランジスタＱ56のコレ
クタが、抵抗器Ｒ57を通じてトランジスタＰ53のベース
に接続され、抵抗器Ｒ55、Ｒ56の接続中点がトランジス
タＰ54のベースに接続される。
【００４１】このような構成によれば、図１において、
トランジスタＱ11を流れる直流電流Ｉ11は、端子Ｔ11か
らトランジスタＱ11（及び端子Ｔ13）を通じて端子Ｔ14
に流れているので、図２に示すように、高周波アンプ１
１は、直流的には、端子Ｔ11と端子Ｔ14との間に接続さ
れている状態で表すことができる。同様に、他の回路１
２〜１４も図２のような接続状態で表すことができる。
【００４２】すなわち、アンプ１１の動作電流ライン
と、局部発振回路１３の動作電流ラインとが、電源端子
Ｔ11と、接地端子Ｔ16との間に直列接続され、その直列
回路の接続中点が、出力ラインLN15に接続され、アンプ
１１及び局部発振回路１３を流れる直流電流Ｉ11、Ｉ13
が、定電圧回路１５の動作に関係することになる。
【００４３】なお、電流Ｉ12は、ミキサ回路１２を流れ
る直流電流であり、これは、トランジスタＱ21のコレク
タ電流に等しい。
【００４４】そして、電源を投入することにより、端子
Ｔ11に動作電圧ＶCCが供給されると、この電圧ＶCCによ
り、回路１１、１３に電流Ｉ11、Ｉ13が流れ、出力ライ
ンLN15（及び端子Ｔ14）の直流電圧Ｖ15は、次第に上昇
していく。
【００４５】したがって、 Ｉ51：トランジスタＱ51のコレクタ電流（直流電流） Ｖ51：トランジスタＱ51のコレクタ・エミッタ間電圧 とすれば、 Ｉ51＝（Ｖ15−Ｖ51）／Ｒ51 ・・・・・ (1) となり、電流Ｉ51は次第に増加していく。
【００４６】そして、トランジスタＱ51、Ｑ52はカレン
トミラー回路１５１を構成し、トランジスタＰ51、Ｐ52
はカレントミラー回路１５２を構成しているので、 Ｉ52：トランジスタＰ52のコレクタ電流（直流電流） とすれば、 Ｉ52＝Ｉ51 ・・・・・ (2) となる。
【００４７】また、トランジスタＱ51、Ｑ53もカレント
ミラー回路１５１を構成しているとともに、トランジス
タＱ53のベース・エミッタ間の接合面積は、トランジス
タＱ51のそれのｎ倍（ｎ＞１）とされているので、 Ｉ53：トランジスタＱ53のコレクタ電流（直流電流） とすれば、 Ｉ53＝ｎ・Ｉ51 ・・・・・ (3) となる。
【００４８】そして、 Ｉ54：トランジスタＱ54のベース電流 とすれば、本来は、 Ｉ54＝Ｉ52−Ｉ53 ・・・・・ (4) であるが、今の場合、(2) 、(3) 式から Ｉ52＜Ｉ53 なので、 Ｉ54＝０ となり、トランジスタＱ54はオフとなる。
【００４９】そして、トランジスタＱ54がオフであれ
ば、抵抗器Ｒ55、Ｒ56を通じてトランジスタＱ55に所定
の大きさのコレクタ電流Ｉ55が流れるとともに、トラン
ジスタＱ55、Ｑ56がカレントミラー回路１５３を構成し
ているので、 Ｉ56：トランジスタＱ56のコレクタ電流（直流電流） とすれば、 Ｉ56＝Ｉ55 となり、この電流Ｉ56がトランジスタＱ53のベースに供
給される。したがって、トランジスタＰ53はオンとな
る。
【００５０】また、このとき、抵抗器Ｒ55の値をあらか
じめ選定しておくことにより、抵抗器Ｒ55、Ｒ56に電流
Ｉ55が流れても、抵抗器Ｒ55、Ｒ56の接続中点の直流電
位を高くする（端子Ｔ11の電位に近い方向の電位にす
る）ことができ、これによりトランジスタＰ54はオフと
なる。
【００５１】こうして、電源投入時は、トランジスタＰ
53はオン、トランジスタＰ54はオフなので、出力ライン
LN15の電圧Ｖ15は所定の電圧ＶTHまで上昇していく。
【００５２】そして、電圧Ｖ15が所定の電圧ＶTHまで上
昇すると、以後、トランジスタＰ53、Ｐ54の一方がオン
（能動領域）、他方がオフとなることにより定電圧回路
１５は定電圧動作をするようになる。
【００５３】すなわち、電圧Ｖ15が所定の電圧ＶTHまで
上昇すると、コレクタ電流Ｉ51も(1) 式にしたがって増
加し、コレクタ電流Ｉ51が増加すると、トランジスタＰ
52のコレクタ電流Ｉ52も(2) 式にしたがって増加する。
【００５４】また、コレクタ電流Ｉ51が増加すると、ト
ランジスタＱ53のコレクタ電流Ｉ53も(3) 式にしたがっ
て増加するはずであるが、トランジスタＱ53のエミッタ
には、抵抗器Ｒ52が接続され、電流Ｉ53が抵抗器Ｒ52を
流れることにより電圧降下を生じるので、電流Ｉ53は増
加はするが、(3) 式で示すほどには増加しない。
【００５５】この結果、 Ｉ52＞Ｉ53 となり、(4) 式、すなわち、 Ｉ54＝Ｉ52−Ｉ53 ・・・・・ (4) にしたがった大きさのベース電流Ｉ54がトランジスタＱ
54に流れ、トランジスタＱ54のコレクタ・エミッタ間抵
抗あるいはトランジスタＱ54のコレクタ・エミッタ電圧
が変化する。
【００５６】そして、今、Ｉ11＞Ｉ13であるとすれば、
電圧Ｖ15が上昇するが、電圧Ｖ15が電圧ＶTHよりも上昇
すると、電流Ｉ51が増加して電流Ｉ52、Ｉ53が増加す
る。しかし、このとき、抵抗器Ｒ52により電流Ｉ52は電
流Ｉ53よりも大きく増加するので、(4) 式にしたがって
トランジスタＱ54のベース電流Ｉ54が増加し、トランジ
スタＱ54のコレクタ・エミッタ間抵抗が小さくなる。
【００５７】この結果、トランジスタＱ55がオフとなっ
てトランジスタＱ56がオフとなり、トランジスタＰ53も
オフとなる。また、このとき、トランジスタＰ54が、抵
抗器Ｒ56及びトランジスタＱ54のコレクタ・エミッタ間
を通じてバイアスされ、トランジスタＰ54はオンとな
る。
【００５８】したがって、 ΔＩ＝Ｉ11−Ｉ13 とすれば、差電流ΔＩ（実線図示）が、アンプ１１から
トランジスタＰ54のコレクタに流れ、電圧Ｖ15は所定値
ＶTHに保持される。すなわち、アンプ１１を流れる電流
Ｉ11の一部が、局部発振回路１３にその動作電流Ｉ13と
して供給されるとともに、電流Ｉ11の残りの電流ΔＩが
定電圧回路１５に流れ込む。
【００５９】一方、Ｉ11＜Ｉ13であるとすれば、電圧Ｖ
15が下降するが、電圧Ｖ15が電圧ＶTHよりも下降する
と、電流Ｉ51が減少して電流Ｉ52、Ｉ53が減少する。し
かし、このとき、抵抗器Ｒ52により電流Ｉ52は電流Ｉ53
よりも大きく減少するので、(4) 式にしたがってトラン
ジスタＱ54のベース電流Ｉ54が減少し、トランジスタＱ
54のコレクタ・エミッタ間抵抗が大きくなる。
【００６０】この結果、トランジスタＱ55がオンとなっ
てトランジスタＱ56がオンとなり、トランジスタＰ53も
オンとなる。また、このとき、トランジスタＱ54のコレ
クタ・エミッタ間抵抗が大きくなっているので、トラン
ジスタＰ54はベースバイアス電圧が不足してオフとな
る。
【００６１】したがって、電流Ｉ11と電流Ｉ13との差電
流ΔＩ（破線図示）が、トランジスタＰ53のコレクタか
ら局部発振回路１３に流れ、電圧Ｖ15は所定値ＶTHに保
持される。すなわち、アンプ１１を流れる電流Ｉ11が、
局部発振回路１３にその動作電流Ｉ13の一部として流れ
るとともに、その電流Ｉ13の不足分の電流ΔＩが定電圧
回路１５から供給される。
【００６２】こうして、この発明によれば、アンプ１１
の動作電流ラインと、局部発振回路１３の動作電流ライ
ンとを電源に対して直列接続しているので、１つの回路
に必要な動作電流で２つの回路１１、１３を動作させる
ことができ、全体の消費電流を小さくすることができ
る。
【００６３】しかも、この場合、特にこの発明によれ
ば、アンプ１１の動作電流Ｉ11の大きさと、局部発振回
路１３の動作電流Ｉ13の大きさとに差があっても、その
差分ΔＩを定電圧回路１５により吸収するようにしてい
るので、アンプ１１及び局部発振回路１３の動作電流Ｉ
11、Ｉ13をそれぞれに対して最適な大きさとすることが
でき、したがって、アンプ１１及び局部発振回路１３を
最良の状態で動作させることができる。
【００６４】さらに、アンプ１１の動作電流ラインと、
局部発振回路１３の動作電流ラインとの接続中点は、端
子Ｔ14に接続されたコンデンサ５によりバイパスされる
ので、アンプ１１及び局部発振回路１３を流れる動作電
流Ｉ11、Ｉ13に信号電流成分が含まれていても、その信
号電流成分が反対側の回路１３、１１に影響を与えるこ
とがなく、それぞれの回路１１、１３は安定に動作す
る。また、これにより回路１１、１３に対する設計の自
由度が大きくなる。
【００６５】あるいはアンプ１１及び局部発振回路１３
がバランス型に構成されているが、ＩＣの製造時のばら
つきにより、そのバランスが崩れていて、回路１１、１
３の動作電流Ｉ11、Ｉ13に信号電流成分が含まれても同
様の理由により、問題を生じることがない。
【００６６】さらに、局部発振回路１３には、定電圧回
路１５の出力ラインLN15から安定化された動作電圧Ｖ15
が供給されるので、安定な局部発振信号を得ることがで
きる。
【００６７】図３及び図４は、この発明を、ＡＭ受信回
路のフロントエンド回路及び中間周波アンプに適用した
場合の一例を示し、図３の下側と図４の上側とが続く。
そして、鎖線で示した範囲３０がＩＣ化される。また、
Ｔ31〜Ｔ37はその外部接続端子で、Ｔ31は電源端子、Ｔ
37は接地端子である。なお、端子Ｔ31の電源電圧ＶCC
は、例えば２〜３Ｖである。
【００６８】そして、ＩＣ３０に対して、端子Ｔ35と端
子Ｔ36との間に、アンテナ同調回路２３が接続され、端
子Ｔ34と端子Ｔ35との間に、局部発振回路の共振回路２
４が接続され、端子Ｔ35が、コンデンサ２５を通じて接
地される。さらに、端子Ｔ33と端子Ｔ32との間に、ＡＭ
中間周波信号用のセラミックフィルタ２６が接続され
る。
【００６９】また、ＩＣ３０において、３１は高周波ア
ンプ、３２はミキサ回路、３３は局部発振回路、３４は
中間周波アンプ、３５は定電圧回路であり、定電圧回路
３５は図２の定電圧回路１５と同様に構成されるととも
に、その出力ラインLN35は端子Ｔ35に接続される。な
お、定電圧回路３５の出力電圧Ｖ35は、例えば1.1 Ｖと
される。
【００７０】そして、高周波アンプ３１は、トランジス
タＱ11〜Ｑ13を有する差動アンプにより構成されるとと
もに、そのホット側及び接地側の電源ラインは、出力ラ
インLN35及び端子Ｔ37に接続され、トランジスタＱ11の
ベースが端子Ｔ36に接続される。こうして、同調回路２
３において選択された放送波信号が、アンプ３１により
増幅されるとともに、不平衡信号から平衡信号に変換さ
れる。
【００７１】さらに、ミキサ回路３２は、トランジスタ
Ｑ21〜Ｑ26を有するダブルバランス型の乗算回路３２１
と、トランジスタＰ21、Ｐ22を有するカレントミラー回
路３２２とにより構成されるとともに、そのホット側及
び接地側の電源ラインは、端子Ｔ31及び端子Ｔ37に接続
される。そして、乗算回路３２１の定電流源用のトラン
ジスタＱ25、Ｑ26のベースに、アンプ３１からの平衡な
放送波信号が供給される。
【００７２】また、局部発振回路３３が、トランジスタ
Ｑ31〜Ｑ33を有する差動アンプにより構成され、トラン
ジスタＱ31のコレクタが端子Ｔ34に接続される。なお、
この局部発振回路３３のホット側及び接地側の電源ライ
ンは、出力ラインLN35及び端子Ｔ37に接続される。こう
して、局部発振回路３３において、所定の周波数の局部
発振信号が形成され、この局部発振信号が、ミキサ回路
３２のトランジスタＱ21、Ｑ24のベースに供給される。
【００７３】したがって、ミキサ回路３２からは、同調
回路２３の選択した放送波信号の中間周波信号であっ
て、不平衡な中間周波信号が取り出される。
【００７４】そして、この中間周波信号が、端子Ｔ33→
フィルタ２６→端子Ｔ32の信号ラインを通じて中間周波
アンプ３４に供給される。
【００７５】この中間周波アンプ３４は、３段の差動ア
ンプ３４１〜３４３が中間周波信号に対して縦続接続さ
れて構成されているもので、差動アンプ３４１〜３４３
は、トランジスタＱ41〜Ｑ43、Ｐ41〜Ｐ48を有する。ま
た、この場合、差動アンプ３４１のホット側及び接地側
の電源ラインは、端子Ｔ31及び端子Ｔ37に接続され、差
動アンプ３４２、３４３のホット側及び接地側の電源ラ
インは、出力ラインLN35及び端子Ｔ31に接続される。
【００７６】そして、中間周波アンプ３４からの中間周
波信号が、後段のＡＭ検波回路（図示せず）に供給され
てオーディオ信号が取り出される。
【００７７】このような構成によれば、回路３１〜３４
を動作電流から見た直流等価回路は図５のようになる。
【００７８】したがって、高周波アンプ３１及び局部発
振回路３３の動作電流と、中間周波アンプ３４２、３４
３の動作電流との差分が、定電圧回路３５に対して流入
あるいは流出し、回路３１、３３、３４２、３４３に
は、それらに必要な、かつ、最適な大きさの動作電流が
それぞれ供給される。また、このとき、回路３１、３３
の動作電圧は、出力ラインLN35から供給されるので、安
定化されていることになる。
【００７９】なお、例えば図１及び図２の例において、
アンプ１１及び局部発振回路１３などの構成及び動作に
かかわらず、常にＩ11＞Ｉ13であるならば、定電圧回路
１５は差電流ΔＩを出力できるだけでよい。また、Ｉ11
＜Ｉ13であるならば、定電圧回路１５は、差電流ΔＩを
流入するできるだけでよい。
【００８０】
【発明の効果】この発明によれば、例えばアンプ１１の
動作電流ラインと、局部発振回路１３の動作電流ライン
とを電源に対して直列接続しているので、１つの回路に
必要な動作電流で２つの回路１１、１３を動作させるこ
とができ、全体の消費電流を小さくすることができる。
【００８１】しかも、この場合、特にこの発明によれ
ば、アンプ１１の動作電流Ｉ11の大きさと、局部発振回
路１３の動作電流Ｉ13の大きさとに差があっても、その
差分ΔＩを定電圧回路１５により吸収するようにしてい
るので、アンプ１１及び局部発振回路１３の動作電流Ｉ
11、Ｉ13をそれぞれに対して最適な大きさとすることが
でき、したがって、アンプ１１及び局部発振回路１３を
最良の状態で動作させることができる。
【００８２】さらに、回路１１の動作電流ラインと、回
路１３の動作電流ラインとの接続中点は、端子Ｔ14に接
続されたコンデンサ５によりバイパスされるので、回路
１１、１３を流れる動作電流Ｉ11、Ｉ13に信号電流成分
が含まれていても、その信号電流成分が反対側の回路１
３、１１に影響を与えることがなく、それぞれの回路１
１、１３は安定に動作する。また、これにより回路１
１、１３に対する設計の自由度が大きくなる。
【００８３】あるいは回路１１、１３がバランス型に構
成されているが、ＩＣの製造時のばらつきにより、その
バランスが崩れていて、回路１１、１３の動作電流Ｉ1
1、Ｉ13に信号電流成分が含まれても同様の理由によ
り、問題を生じることがない。
【００８４】さらに、回路１３には、定電圧回路１５の
出力ラインLN15から安定化された動作電圧Ｖ15が供給さ
れるので、回路１３は安定な動作をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一例を示す接続図である。
【図２】この発明の一例を示す接続図である。
【図３】この発明の他の例の一部を示す接続図である。
【図４】図３の続きを示す接続図である。
【図５】図３及び図４の直流等価回路を示す図である。
【図６】従来例を示す接続図である。
【符号の説明】
１０、３０ ＩＣ １１、３１ 高周波アンプ １２、３２ ミキサ回路 １３、３３ 局部発振ＣＫＴ １４ バイアス回路 １５、３５ 定電圧回路 ３４ 中間周波アンプ LN15、LN35 出力ライン Ｔ11、Ｔ31 電源端子 Ｔ16、Ｔ37 接地端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/00 - 3/72 H02J 1/00 307 H04B 1/16

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第１の回路の動作電流ラインと、第２の回
    路の動作電流ラインとを、電源に対して直列接続し、 この直列接続された第１の回路の動作電流ライン及び第
    ２の回路の動作電流ラインの接続中点に、定電圧回路の
    出力ラインを接続し、 この定電圧回路は、 上記第１の回路の動作電流ラインを流れる動作電流と、
    上記第２の回路の動作電流ラインを流れる動作電流との
    差分を検出する電流検出回路と、 上記第１の回路の動作電流ラインに、コレクタ・エミッ
    タ間が並列接続された第１のトランジスタと、 上記第２の回路の動作電流ラインに、コレクタ・エミッ
    タ間が並列接続された第２のトランジスタとを有し、 上記電流検出回路の検出出力により、上記第１及び第２
    のトランジスタのコレクタ・エミッタ間に流れる電流を
    制御して、上記第１の回路の動作電流と、上記第２の回
    路の動作電流との差分の電流を、上記定電圧回路に流入
    あるいは出力させるようにした電源供給回路。
  2. 【請求項２】第１の回路を第１の極性のトランジスタに
    より構成し、 第２の回路を、上記第１の回路のトランジスタとは逆極
    性のトランジスタにより構成し、 上記第１の回路の動作電流ラインと、上記第２の回路の
    動作電流ラインとを、電源に対して直列接続し、 この直列接続された第１の回路の動作電流ライン及び第
    ２の回路の動作電流ラインの接続中点に、定電圧回路の
    出力ラインを接続し、 この定電圧回路は、 上記第１の回路の動作電流ラインを流れる動作電流と、
    上記第２の回路の動作電流ラインを流れる動作電流との
    差分を検出する電流検出回路と、 上記第１の回路の動作電流ラインに、コレクタ・エミッ
    タ間が並列接続された第１のトランジスタと、 上記第２の回路の動作電流ラインに、コレクタ・エミッ
    タ間が並列接続された第２のトランジスタとを有し、 上記電流検出回路の検出出力により、上記第１及び第２
    のトランジスタのコレクタ・エミッタ間に流れる電流を
    制御して、上記第１の回路の動作電流と、上記第２の回
    路の動作電流との差分の電流を、上記定電圧回路に流入
    あるいは出力させるようにした電源供給回路。
  3. 【請求項３】第１の回路と、第２の回路と、定電圧回路
    とを一体にＩＣ化し、 上記第１の回路の動作電流ラインと、上記第２の回路の
    動作電流ラインとを、電源端子と、接地端子との間に直
    列接続し、 この直列接続された第１の回路の動作電流ライン及び第
    ２の回路の動作電流ラインの接続中点に、上記定電圧回
    路の出力ラインを接続し、 この定電圧回路は、 上記第１の回路の動作電流ラインを流れる動作電流と、
    上記第２の回路の動作電流ラインを流れる動作電流との
    差分を検出する電流検出回路と、 上記電源端子と、上記出力ラインとの間に、コレクタ・
    エミッタ間が接続された第１のトランジスタと、 上記出力ラインと、上記接地端子との間に、コレクタ・
    エミッタ間が接続された第２のトランジスタとを有し、 上記電流検出回路の検出出力により、上記第１及び第２
    のトランジスタのコレクタ・エミッタ間に流れる電流を
    制御して、上記第１の回路の動作電流と、上記第２の回
    路の動作電流との差分の電流を、上記定電圧回路に流入
    あるいは出力させるようにした電源供給回路。
  4. 【請求項４】請求項３に記載の電源供給回路において、 ラジオ受信機用のＩＣであって、 上記第１の回路が高周波アンプとされ、 上記第２の回路が局部発振回路とされた電源供給回路。
  5. 【請求項５】請求項３に記載の電源供給回路において、 上記第１の回路が中間周波アンプとされ、 上記第２の回路が、高周波アンプ及び局部発振回路とさ
    れた電源供給回路。
JP04143208A 1992-05-08 1992-05-08 電源供給回路 Expired - Fee Related JP3125821B2 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP04143208A JP3125821B2 (ja) 1992-05-08 1992-05-08 電源供給回路
DE69319179T DE69319179T2 (de) 1992-05-08 1993-04-22 Stromversorgungsschaltung
EP93303138A EP0569165B1 (en) 1992-05-08 1993-04-22 Power supply circuit
KR1019930006799A KR100288279B1 (ko) 1992-05-08 1993-04-22 전원공급회로
US08/051,787 US5349285A (en) 1992-05-08 1993-04-26 Power supply circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP04143208A JP3125821B2 (ja) 1992-05-08 1992-05-08 電源供給回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH05315861A JPH05315861A (ja) 1993-11-26
JP3125821B2 true JP3125821B2 (ja) 2001-01-22

Family

ID=15333402

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP04143208A Expired - Fee Related JP3125821B2 (ja) 1992-05-08 1992-05-08 電源供給回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5349285A (ja)
EP (1) EP0569165B1 (ja)
JP (1) JP3125821B2 (ja)
KR (1) KR100288279B1 (ja)
DE (1) DE69319179T2 (ja)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5510699A (en) * 1994-05-31 1996-04-23 Deutsche Itt Industries Gmbh Voltage regulator
US5552698A (en) * 1995-06-29 1996-09-03 United Microelectronics Corp. Voltage supply system for IC chips
JPH1093362A (ja) * 1996-09-13 1998-04-10 Nec Corp Ｏｔａおよびそれに用いる可変電流分配出力回路
DE19830828A1 (de) * 1997-07-09 1999-02-04 Denso Corp Dauerstromkreis unter Verwendung eines Stromspiegelkreises und dessen Anwendung
US5982201A (en) * 1998-01-13 1999-11-09 Analog Devices, Inc. Low voltage current mirror and CTAT current source and method
JP2007043444A (ja) * 2005-08-03 2007-02-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 半導体集積回路
JP2009232198A (ja) * 2008-03-24 2009-10-08 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線受信機フロントエンド回路
CN102098068B (zh) * 2009-12-11 2013-09-11 无锡华润矽科微电子有限公司 收音机及其调谐接收电路

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5518118A (en) * 1978-07-26 1980-02-08 Hitachi Ltd Transistor power amplifier circuit
US4357637A (en) * 1981-07-29 1982-11-02 Honeywell Inc. Preamplifier circuit
JPS58172723A (ja) * 1982-04-02 1983-10-11 Hitachi Ltd ２端子形定電流回路
GB2163614A (en) * 1984-08-22 1986-02-26 Philips Electronic Associated Battery economising circuit
US4825142A (en) * 1987-06-01 1989-04-25 Texas Instruments Incorporated CMOS substrate charge pump voltage regulator
FR2641626B1 (fr) * 1989-01-11 1991-06-14 Sgs Thomson Microelectronics Generateur de tension de reference stable
US4950976A (en) * 1989-09-29 1990-08-21 Westinghouse Electric Corp. Current variation reduction for mosfet current sources
FR2677781B1 (fr) * 1991-06-14 1993-08-20 Thomson Composants Militaires Source de courant adaptee a des variations rapides de tension de sortie.

Also Published As

Publication number Publication date
EP0569165B1 (en) 1998-06-17
DE69319179D1 (de) 1998-07-23
DE69319179T2 (de) 1998-11-05
EP0569165A2 (en) 1993-11-10
KR940006327A (ko) 1994-03-23
US5349285A (en) 1994-09-20
JPH05315861A (ja) 1993-11-26
EP0569165A3 (en) 1995-01-11
KR100288279B1 (ko) 2001-05-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5471665A (en) Differential DC offset compensation circuit
JP3158759B2 (ja) 同相モード安定性が強化された差動増幅器
US5856757A (en) gm-C cell with two stage common mode control and current boost
EP0599327A1 (en) Variable gain amplifier
US4760353A (en) Integrated gyrator oscillator
JP3125821B2 (ja) 電源供給回路
US20020011890A1 (en) Semiconductor integrated circuit
JPH05259759A (ja) 二段差動増幅器を有する半導体デバイス
JP3666377B2 (ja) 演算増幅器
US6028480A (en) Amplifier with active-bootstrapped gain-enhancement technique
CA1199079A (en) High input impedance circuit
US6384641B1 (en) Signal sampling circuit with high frequency noise immunity and method therefor
US4147992A (en) Amplifier circuit having a high degree of common mode rejection
JP3185803B2 (ja) アンプ
US5327097A (en) Gain control circuit
US4929910A (en) Low current amplifier with controlled hysteresis
US5909147A (en) Amplifier having DC coupled gain stages
US4504797A (en) Preamplifier circuits
US6307438B1 (en) Multistage operational amplifier with stability control
US5917377A (en) Differential amplifier circuit
US4831337A (en) Wideband amplifier
JP3414454B2 (ja) アンプのバイアス回路
JP2881770B2 (ja) Ａｇｃ回路
JPH06103389A (ja) 二重入力信号加算回路
JPH0124363B2 (ja)

Legal Events

Date Code Title Description
LAPS Cancellation because of no payment of annual fees