JP3185803B2 - アンプ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ラジオ受信機などに
使用される広帯域のアンプに関する。

【０００２】

【従来の技術】ラジオ受信機を１チップＩＣ化する場
合、その中間周波フィルタをセラミックフィルタなどに
より構成すると、その中間周波フィルタを一体にＩＣ化
することができない。

【０００３】このため、中間周波フィルタを、抵抗器、
コンデンサ及びオペアンプを使用したアクティブフィル
タにより構成することが考えられる。しかし、このと
き、その中間周波数ｆi を、標準的な450 ｋHzにする
と、ＩＣの半導体ペレットにおいて、アクティブフィル
タが占める面積が大きくなり、好ましくない。

【０００４】そこで、さらに、中間周波数ｆi を、例え
ば55ｋHzと受信帯域に比べて十分に低くすることが考え
られている。

【０００５】図４はそのようなＩＣあるいはラジオ受信
機の一例を示すもので、図４において、鎖線で囲った部
分１０が、１チップＩＣ化されたＡＭ受信機用のＩＣ、
Ｔ1〜Ｔ8 はその外部端子ピンで、ピンＴ3 は電源端子
ピン、ピンＴ4 は接地端子ピンである。

【０００６】また、鎖線の外側の部品が外付けされた部
品あるいは回路であり、１はアンテナ同調回路、２は局
部発振用の共振回路である。そして、同調回路１は、バ
ーアンテナ（アンテナ同調コイル）Ｌ1 及びバリコン
（可変コンデンサ）VC1 とから構成され、共振回路２
は、局部発振コイルＬ2 と、バリコンVC1 に連動するバ
リコンVC2 とから構成されている。

【０００７】さらに、SWは電源スイッチ、BATTは電源用
の例えば３Ｖの電池、VRは音量調整用の可変抵抗器、SP
はスピーカである。

【０００８】そして、アンテナ同調回路１により、周波
数ｆr の放送波信号Ｓr Ｓr ＝Ｅr ・sin ωr ｔ ωr ＝２πｆr が選択されて取り出される。なお、以後の信号処理にお
いては、各信号の相対的な振幅及び位相が関係するだけ
なので、上式及び以後の説明においては、各信号の初期
位相は省略する。

【０００９】そして、この信号Ｓr が、ＩＣ１０のピン
Ｔ1 を通じて高周波アンプ１１に供給され、このアンプ
１１からの信号Ｓr が、第１及び第２のミキサ回路１２
Ａ、１２Ｂに供給される。

【００１０】さらに、局部発振回路１３に、端子ピンＴ
2 を通じて共振回路２が接続されて局部発振信号Ｓo が
形成される。この場合、この発振信号Ｓo の発振周波数
は、値２ｆo とされるとともに、 ２ｆo ＝（ｆr ＋ｆi ）×２ ｆi は中間周波数で、ｆi ＝55ｋHz とされる。

【００１１】そして、この発振信号Ｓo が、分周回路
（カウンタ）１４に供給され、１／２の周波数で、互い
に位相が90°異なる局発信号Ｓoa、Ｓobに分周される。
すなわち、 Ｓoa＝Ｅo ・cos ωo ｔ Ｓob＝Ｅo ・sin ωo ｔ ωo ＝２πｆo の信号Ｓoa、Ｓobに分周される。

【００１２】そして、これら信号Ｓoa、Ｓobが、ミキサ
回路１２Ａ、１２Ｂに供給されて信号Ｓr とそれぞれ乗
算され、ミキサ回路１２Ａ、１２Ｂからは、次のような
信号Ｓia、Ｓibが取り出される。すなわち、 Ｓia＝Ｓr ・Ｓoa ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・cos ωo ｔ ＝α｛sin （ωr ＋ωo ）ｔ＋sin （ωr −ωo ）ｔ｝ Ｓib＝Ｓr ・Ｓob ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・sin ωo ｔ ＝α｛−cos （ωr ＋ωo ）ｔ＋cos （ωr −ωo ）ｔ｝ α＝Ｅr ・Ｅo ／２ の信号Ｓia、Ｓibが取り出される。

【００１３】そして、後述するように、これら信号Ｓi
a、Ｓibのうち、角周波数（ωr −ωo ）の信号成分が
中間周波信号として使用され、角周波数（ωr ＋ωo ）
の信号成分は除去されるので、簡単のため、上式の角周
波数（ωr ＋ωo ）の信号成分を無視すると、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ となる。

【００１４】そして、このとき、イメージ信号Ｓm は、 Ｓm ＝Ｅm ・sin ωm ｔ ωm ＝ωo ＋ωi ωi ＝２πｆi であるから、同調回路１からの放送波信号Ｓr に、イメ
ージ信号Ｓmが含まれているとすれば、このときの信号
Ｓia、Ｓibは、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ β＝Ｅm ・Ｅo ／２ となる。そして、さらに、 ωr ＜ωo ＜ωm であるから、上式は、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ ＝α・cos （ωo −ωr ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ となる。

【００１５】そして、これら信号Ｓia、Ｓibが、移相回
路１５Ａ、１５Ｂに供給される。この移相回路１５Ａ、
１５Ｂは、例えば、コンデンサ、抵抗器及びオぺアンプ
を使用したアクティブフィルタにより構成され、移相回
路１５Ａにおいて信号Ｓiaを値φだけ移相するととも
に、移相回路１５Ｂにおいて信号Ｓibを値（φ＋90°）
だけ移相することにより、55ｋHz±10ｋHzの帯域におい
て、入力された２信号Ｓia、Ｓibの位相差を90°±１°
の関係に移相するものである。

【００１６】こうして、移相回路１５Ａ、１５Ｂによ
り、信号Ｓibが信号Ｓiaに対して90°進相されて、 Ｓia＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos ｛（ωo −ωr ）ｔ＋90°｝ ＋β・cos ｛（ωm −ωo ）ｔ＋90°｝ ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ−β・sin （ωm −ωo ）ｔ とされ、これら信号Ｓia、Ｓibが加算回路１６に供給さ
れて加算され、加算回路１６からは、 Ｓi ＝Ｓia＋Ｓib ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ ＋｛−α・sin （ωo −ωr ）ｔ−β・sin （ωm −ωo ）ｔ｝ ＝−２α・sin （ωo −ωr ）ｔ で示される信号Ｓi が取り出される。

【００１７】ここで、 ωo −ωr ＝２π（ｆo −ｆr ） ＝２πｆi であるから、信号Ｓi は目的とする中間周波信号であ
る。また、同調回路１からの放送波信号Ｓr にイメージ
信号Ｓm が含まれていても、この中間周波信号Ｓiにお
いては、イメージ信号Ｓm による信号成分はキャンセル
されて含まれないことになる。

【００１８】こうして、加算回路１６からは、放送波信
号Ｓr から変換された中間周波信号Ｓi （及び角周波数
（ωr ＋ωo ）の信号成分など）が取り出される。

【００１９】そして、この中間周波信号Ｓi が、中間周
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７に供給される。
このバンドパスフィルタ１７は、例えば、コンデンサ、
抵抗器及びオペアンプを使用したバイクワッド型のアク
ティブフィルタにより構成され、その通過帯域は、55ｋ
Hz±３ｋHzとされる。こうして、バンドパスフィルタ１
７において、不要な信号成分が除去されて中間周波信号
Ｓi だけが取り出される。

【００２０】そして、この取り出された中間周波信号Ｓ
i が、アンプ２１を通じてＡＭ検波回路２２に供給され
てオーディオ信号Ｓs （及び中間周波信号Ｓi のレベル
に対応したレベルの直流分Ｖ22）が取り出され、そのオ
ーディオ信号Ｓs が、差動入力のオーディオアンプ２３
に供給され、このアンプ２３からの信号Ｓs が、ピンＴ
8 及びコンデンサＣ5 を通じてスピーカSPに供給され
る。

【００２１】さらに、ミキサ回路１２Ｂからの信号Ｓib
が、ＡＧＣ電圧形成回路１８に供給されてＡＧＣ電圧が
形成され、このＡＧＣ電圧がアンプ１１にその利得の制
御信号として供給されて信号Ｓia、Ｓibに対してＡＧＣ
が行われる。なお、この場合、形成回路１８には、ピン
Ｔ5 を通じてＡＧＣ電圧の平滑用のコンデンサＣ3 が接
続される。また、このＡＧＣ電圧が、移相回路１５Ａ、
１５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７を構成している各オ
ペアンプに基準電圧としてそれぞれ供給される。

【００２２】また、検波回路２２の検波出力が、ＡＧＣ
電圧形成回路２４に供給されてＡＧＣ電圧が形成され、
このＡＧＣ電圧がアンプ１１、２１にその利得の制御信
号として供給され、中間周波信号Ｓia、Ｓib、Ｓi に対
してＡＧＣが行われる。

【００２３】なお、この場合、形成回路２４には、ピン
Ｔ6 を通じてコンデンサＣ4 が接続され、このコンデン
サＣ4 により、ローパスフィルタが構成されて検波出力
から直流電圧Ｖ22が取り出され、この直流電圧Ｖ22から
ＡＧＣ電圧が形成される。また、この直流電圧Ｖ22が、
アンプ２３の差動入力に供給され、検波回路２２からア
ンプ２３にオーディオ信号Ｓs と一緒に供給される直流
分Ｖ22が、等価的にキャンセルされる。

【００２４】さらに、アンプ２３には、ピンＴ7 を通じ
て可変抵抗器VRが接続され、この可変抵抗器VRの抵抗値
に対応してアンプ２３の利得が制御され、したがって、
この可変抵抗器VRにより音量調整が行われる。

【００２５】なお、コンデンサＣ6 は、オーディオ信号
Ｓs 以外の信号成分をバイパスさせるためのものであ
る。

【００２６】そして、この例においては、中間周波数ｆ
i が、一般の中間周波数や受信帯域に比べて十分に低い
周波数なので、ＩＣ化のとき、バンドパスフィルタ（中
間周波フィルタ）１７の１段あたりの占める面積は大き
くなるが、必要な選択度特性を得るための段数を少なく
することができ、したがって、ＩＣ１０において、バン
ドパスフィルタ１７全体の占める面積が小さくすること
ができ、ＩＣ化をすることができる。

【００２７】また、一般に、中間周波数ｆi が低いと、
イメージ特性が悪くなるが、回路１２Ａ〜１６によりイ
メージ信号Ｓm を除去しているので、イメージ特性が悪
くなることがない。

【００２８】さらに、移相回路１５Ａ、１５Ｂ及びバン
ドパスフィルタ１７はアクティブフィルタにより構成さ
れているので、これらの回路１５Ａ、１５Ｂ、１７は扱
うことのできる信号レベルに限界があるが、アンプ１２
に対してＡＧＣをかけているので、移相回路１５Ａ、１
５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７に対して過大入力を生
じることがない。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述のよう
にラジオ受信機を１チップＩＣ化すると、オーディオア
ンプ２３の周波数帯域が、受信機の受信周波数帯まで伸
びてくるので、バーアンテナＬ1 →ＩＣ１０の受信系→
出力端子ピンＴ8 →バーアンテナＬ1 という高周波的な
フィードバックループができてしまい、可変抵抗器VRに
よりアンプ２３の出力を大きくしたとき（アンプ２３の
利得を大きくしたとき）、高周波帯域で発振状態になっ
てしまう。

【００３０】このようなトラブルを避けるため、従来に
おいては、 1.出力端子ピンＴ8 と接地との間に、コンデンサＣ6 を
接続する。 2.バーアンテナＬ1 と出力端子ピンＴ8 との間の距離を
長くする。 3.出力端子ピンＴ8 とスピーカSPとの間に、高周波チョ
ークコイルを接続する。 4.電源端子ピンＴ3 とスイッチSWとの間に、高周波チョ
ークコイルを接続する。 などの方法によりフィードバックループを遮断するよう
にしていた。

【００３１】しかし、1.項の方法によるときには、発振
を生じる周波数において、コンデンサＣ6 のインピーダ
ンスが、スピーカSPのインピーダンスに比べて十分に小
さくなる必要がある。そして、このためには、コンデン
サＣ6 の容量を大きくしなければならないが、そのよう
なコンデンサＣ6 をＩＣ１０に一体化することは無理で
あり、ＩＣ１０に外付けしなければならない。したがっ
て、この場合には、部品点数が増加してしまう。

【００３２】また、2.項の方法のときには、部品点数の
増加はないが、受信機の小型化の障害となってしまう。
さらに、3.項及び4.項の方法のときにも、そのコイルを
ＩＣ化できないので、1.項の場合と同様、部品点数が増
加してしまう。

【００３３】したがって、小型で高性能の受信機を得る
ことが困難であった。

【００３４】また、受信機を１チップＩＣ化しない場合
でも、オーディオアンプ２３に対応するアンプは、ＩＣ
を使用するのが普通であり、その周波数帯域は受信機の
受信周波数帯まで伸びている。したがって、この場合
も、受信機を１チップＩＣ化した場合と同様の問題を生
じてしまう。

【００３５】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。

【００３６】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、入力側のトランジスタＱ25と、出力側のトランジス
タＱ26とを有するカレントミラー回路５３により構成さ
れ、出力側のトランジスタＱ26のベース・エミッタ間接
合面積が、入力側のトランジスタＱ25のベース・エミッ
タ間接合面積のＮ倍（Ｎ＞１）とされ、入力側のトラン
ジスタＱ25のベースと、そのバイアス点Ｑ27との間に、
第１の抵抗器Ｒ25と、コンデンサＣ25との並列回路が接
続され、出力側のトランジスタＱ26のベースと、バイア
ス点Ｑ27との間に、第２の抵抗器Ｒ26が接続され、第１
の抵抗器Ｒ25の値は、第２の抵抗器Ｒ26の値のほぼＮ倍
とされ、入力側のトランジスタＱ25に入力電流ｉ25を供
給して出力側のトランジスタＱ26からＮ倍に電流増幅さ
れた出力電流ｉ26を得るとともに、入力電流ｉ25及び出
力電流ｉ26の周波数が高いときには、コンデンサＣ25の
インピーダンスの低下により、出力電流ｉ26が入力電流
ｉ25のＮ倍よりも小さくなるようにしたものである。

【００３７】

【作用】コンデンサＣ25により、カレントミラー回路５
３の周波数特性が補正され、コンデンサＣ25及び抵抗器
Ｒ25の時定数で決まる周波数から電流利得が低下し、高
周波帯域では不要な信号は電流増幅されない。

【００３８】

【実施例】図１及び図２は、上述したＩＣ１０のオーデ
ィオアンプ２３のパワーアンプ段の一例を示す。

【００３９】すなわち、図１及び図２において、トラン
ジスタＱ11、Ｑ12のエミッタが、定電流源用のトランジ
スタＱ16のコレクタに共通接続されて電源端子ピンＴ3
を基準電位点とする差動アンプ４１が構成され、トラン
ジスタＱ11のベースに、アンプ２３のプリアンプ段２３
１からのオーディオ信号が供給される。さらに、トラン
ジスタＱ13、Ｑ14により、端子ピンＴ4 を基準電位点と
してカレントミラー回路４２が構成され、これがトラン
ジスタＱ11、Ｑ12にその負荷として接続される。また、
トランジスタＱ16に、トランジスタＱ15が接続され、こ
のトランジスタＱ15を入力側とし、かつ、端子ピンＴ3
を基準電位点としてカレントミラー回路４３が構成され
るとともに、トランジスタＱ15に定電流源Ｑ10が接続さ
れる。

【００４０】こうして、差動アンプ４１及びカレントミ
ラー回路４２、４３により、パワーアンプ入力部が構成
される。

【００４１】さらに、トランジスタＱ21、Ｑ22により、
定電圧源Ｖr を基準電位点としてカレントミラー回路５
１が構成されるとともに、その入力側のトランジスタＱ
21のコレクタが、トランジスタＱ12、Ｑ14のコレクタに
接続され、出力側のトランジスタＱ22のコレクタが、ト
ランジスタＱ23のコレクタに接続される。このトランジ
スタＱ23は、トランジスタＱ24とともに、端子ピンＴ4
を基準電位点としてカレントミラー回路５２を構成して
いるものであり、その出力側のトランジスタＱ24のコレ
クタが、トランジスタＱ25のコレクタに接続される。

【００４２】このトランジスタＱ25は、トランジスタＱ
26を出力側、トランジスタＱ27をベースバイアス用と
し、かつ、端子ピンＴ3 を基準電位点としてカレントミ
ラー回路５３を構成するものであり、トランジスタＱ26
のコレクタが端子ピンＴ8 に接続される。

【００４３】そして、この場合、カレントミラー回路５
３においては、トランジスタＱ27のエミッタと、端子ピ
ンＴ3 との間に、バイアス電流設定用の抵抗器Ｒ27が接
続されるとともに、トランジスタＱ27のエミッタと、ト
ランジスタＱ25、Ｑ26のベースとの間に、抵抗器Ｒ25、
Ｒ26が接続され、抵抗器Ｒ25にコンデンサＣ25が並列接
続される。

【００４４】さらに、トランジスタＱ31、Ｑ32により、
端子ピンＴ4 を基準電位点としてカレントミラー回路６
１が構成されるとともに、その入力側のトランジスタＱ
31のコレクタが、トランジスタＱ12、Ｑ14のコレクタに
接続され、出力側のトランジスタＱ32のコレクタが、ベ
ース接地のトランジスタＱ38を通じてトランジスタＱ33
のコレクタに接続される。このトランジスタＱ33は、ト
ランジスタＱ34とともに、端子ピンＴ3 を基準電位点と
してカレントミラー回路６２を構成しているものであ
り、その出力側のトランジスタＱ34のコレクタが、トラ
ンジスタＱ35のコレクタに接続される。

【００４５】このトランジスタＱ35は、トランジスタＱ
36を出力側、トランジスタＱ37をベースバイアス用と
し、かつ、端子ピンＴ4 を基準電位点としてカレントミ
ラー回路６３を構成するものであり、トランジスタＱ36
のコレクタが端子ピンＴ8 に接続される。

【００４６】そして、この場合、カレントミラー回路６
３においては、トランジスタＱ37のエミッタと、端子ピ
ンＴ4 との間に、バイアス電流設定用の抵抗器Ｒ37が接
続されるとともに、トランジスタＱ37のエミッタと、ト
ランジスタＱ35、Ｑ36のベースとの間に、抵抗器Ｒ35、
Ｒ36が接続され、抵抗器Ｒ35にコンデンサＣ35が並列接
続される。

【００４７】さらに、この例においては、カレントミラ
ー回路５１、６１における出力側のトランジスタＱ22、
Ｑ32のベース・エミッタ間の接合面積が、入力側のトラ
ンジスタＱ21、Ｑ31のベース・エミッタ間の接合面積の
６倍とされ、同様に、トランジスタＱ24、Ｑ34のベース
・エミッタ間の接合面積が、トランジスタＱ23、Ｑ33の
ベース・エミッタ間の接合面積の６倍とされるととも
に、トランジスタＱ26、Ｑ36のベース・エミッタ間の接
合面積が、トランジスタＱ25、Ｑ35のベース・エミッタ
間の接合面積の100 倍とされる。

【００４８】なお、このように出力側のトランジスタの
ベース・エミッタ間の接合面積を、入力側のトランジス
タのベース・エミッタ間の接合面積よりも大きくする場
合、直接大きくする代わりに、入力側のトランジスタ
と、出力側のトランジスタとで、ベース・エミッタ間の
接合面積を等しくするとともに、出力側のトランジスタ
の数を多くして、あるいは出力側のトランジスタのエミ
ッタの数を多くして、結果として、出力側のトランジス
タのベース・エミッタ間の接合面積を、入力側のトラン
ジスタのベース・エミッタ間の接合面積よりも大きくす
ることができる。

【００４９】また、トランジスタＱ25、Ｑ35のベース・
エミッタ間の接合面積に対するトランジスタＱ26、Ｑ36
のベース・エミッタ間の接合面積の比率（＝100 倍）に
対応して、抵抗器Ｒ25、Ｒ35の値が、抵抗器Ｒ26、Ｒ36
の値の100 倍とされる。例えば、 Ｒ25、Ｒ35＝４ｋΩ、 Ｒ26、Ｒ36＝35〜40Ω Ｒ27、Ｒ37＝120 ｋΩ、 Ｃ25、Ｃ35＝20ｐＦ とされる。こうして、カレントミラー回路５１〜５３、
６１〜６３によりＢ級動作のパワーアンプ出力部が構成
される。

【００５０】そして、トランジスタＱ26、Ｑ36のコレク
タが、負帰還用の抵抗器Ｒ11及びコンデンサＣ11を通じ
てトランジスタＱ11のベースに接続される。

【００５１】さらに、端子ピンＴ8 に、コンデンサＣ5
を通じてスピーカSPが接続される。なお、端子ピンＴ3
には、電源として例えば３Ｖの電池BATTが接続される。

【００５２】このような構成によれば、プリアンプ段２
３１からのオーディオ信号が、差動アンプ４１に供給さ
れて電圧から電流に変換され、トランジスタＱ12、Ｑ14
のコレクタからその信号電流ｉs が出力される。

【００５３】そして、トランジスタＱ12のコレクタから
電流ｉs が流れ出る信号期間を正の半サイクル期間、ト
ランジスタＱ14のコレクタに電流ｉs が流れ込む信号期
間を負の半サイクル期間とすれば、この電流ｉs によ
り、その正の半サイクル期間にトランジスタＱ31がオン
となる。したがって、図３に破線で示すように、信号電
流ｉs の正の半サイクル部分が、トランジスタＱ31に、
そのコレクタ電流（信号電流）ｉ31として流れ、さら
に、この信号電流ｉ31が、カレントミラー回路６１→カ
レントミラー回路６２→カレントミラー回路６３の信号
ラインを通じて端子ピンＴ8 に出力される。

【００５４】また、電流ｉs の負の半サイクル期間に、
トランジスタＱ21がオンとなるので、図３に実線で示す
ように、信号電流ｉs の負の半サイクル部分が、トラン
ジスタＱ21に、そのコレクタ電流ｉ21として流れ、さら
に、この信号電流ｉ21が、カレントミラー回路５１→カ
レントミラー回路５２→カレントミラー回路５３の信号
ラインを通じて端子ピンＴ8 に出力される。

【００５５】そして、この場合、上述のように、カレン
トミラー回路（５１、６１）、（５２、６２）、（５
３、６３）において、その出力側のトランジスタのベー
ス・エミッタ間の接合面積が、入力側のトランジスタの
ベース・エミッタ間の接合面積の、６倍、６倍、100 倍
とされているので、電流ｉ31、ｉ21は、これらカレント
ミラー回路（５１、６１）、（５２、６２）、（５３、
６３）において、それぞれ６倍、６倍、100 倍に電流増
幅され、したがって、トータルで3600倍に電流増幅され
て端子ピンＴ8 に出力され、この増幅出力がスピーカSP
に供給される。

【００５６】さらに、この場合、この発明によれば、カ
レントミラー回路５３、６３に、素子Ｒ25、Ｒ26、Ｃ2
5、Ｒ35、Ｒ36、Ｃ35が接続されているので、アンプ２
３の出力を大きくしたときでも、高周波帯域で発振状態
になることがない。

【００５７】すなわち、カレントミラー回路５３におい
て、 Ｎ：トランジスタＱ26とＱ25とのベース・エミッタ間接
合面積の比 Ｎ＝100 倍 ｉ25：トランジスタＱ25のコレクタ電流の交流分 Ｉ25： 〃 直流分 ｉ26：トランジスタＱ26のコレクタ電流の交流分 Ｉ26： 〃 直流分 ｈFE：トランジスタＱ25、Ｑ26の電流増幅率 Ｚ25：素子Ｒ25、Ｃ25の並列インピーダンス ＶT ＝ｋＴ／ｑ とすれば、端子ピンＴ3 と、トランジスタＱ27のエミッ
タとの間の電圧について、次式が成立する。

【００５８】 （ＶT ／Ｉ25）ｉ25＋Ｚ25（ｉ25／ｈFE） ＝（ＶT ／Ｉ26）ｉ26＋Ｒ26（ｉ26／ｈFE） ・・・・・ そして、小信号時には、電流Ｉ25、Ｉ26が小さいので、 （ＶT ／Ｉ25）＞（Ｚ25／ｈFE） （ＶT ／Ｉ26）＞（Ｒ26／ｈFE） である。したがって、式は、近似的に （ＶT ／Ｉ25）ｉ25＝（ＶT ／Ｉ26）ｉ26 ∴ ｉ26／ｉ25＝（ＶT ／Ｉ25）／（ＶT ／Ｉ26） ＝Ｉ26／Ｉ25 ＝100 倍（＝Ｎ） となる。すなわち、小信号時には、カレントミラー回路
５３の電流利得は100 倍となる。

【００５９】また、大信号時には、電流Ｉ25、Ｉ26が大
きく、式において、近似的に （ＶT ／Ｉ25）ｉ25＝０ （ＶT ／Ｉ26）ｉ26＝０ となるので、式は、 Ｚ25（ｉ25／ｈFE）＝Ｒ26（ｉ26／ｈFE） ∴ ｉ26／ｉ25＝Ｚ25／Ｒ26 ・・・・・ となる。

【００６０】そして、信号周波数が低いときには、コン
デンサＣ25のインピーダンスが大きいので、 Ｚ25＝Ｒ25 である。したがって、式は、 ｉ26／ｉ25＝Ｒ25／Ｒ26 ＝100 倍 となる。すなわち、大信号時でも、信号周波数が低いと
きには、カレントミラー回路５３の電流利得は100 倍と
なる。

【００６１】また、信号周波数が高いときには、コンデ
ンサＣ25のインピーダンスが小さくなるので、 Ｚ25＝１／（２πｆＣ25） ｆ：信号周波数 である。したがって、式は、 ｉ26／ｉ25＝１／（２πｆＣ25Ｒ26） ＜100 倍 となる。すなわち、大信号時で、信号周波数が高いとき
には、カレントミラー回路５３の電流利得は100 倍より
も小さくなる。

【００６２】つまり、以上をまとめると、カレントミラ
ー回路５３の電流利得は、 A.小信号時は、信号周波数にかかわらず100 倍となる。 B.大信号時で、信号周波数が低いとき、100 倍となる。 C.大信号時で、信号周波数が高いとき、100 倍よりも小
さくなる。 となる。

【００６３】そして、カレントミラー回路６３の電流利
得もカレントミラー回路５３の電流利得とまったく同様
となる。

【００６４】

【発明の効果】こうして、この発明によれば、大出力時
における高周波帯域では、カレントミラー回路５３、６
３の電流利得が標準値（＝100 倍）よりも小さくなって
アンプ２３の電流利得が標準値（＝3600倍）よりも小さ
くなるので、アンプ２３を含むフィードバックループが
遮断されることになり、高周波帯域で発振を生じること
がない。

【００６５】しかも、このとき、アンプ２３は、オーデ
ィオ信号に対しては、標準の利得を示して十分な増幅を
行い、また、小信号時に歪率を低下させることもない。

【００６６】また、冒頭で述べた1.〜4.項の対策が不要
なので、外付け部品を減らすことができるとともに、1.
〜4.項の対策による受信機としての特性の低下を招くこ
ともない。さらに、ＩＣ１０及び外付け部品の配置の自
由度が大きく、小型で高性能の受信機を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例の一部を示す接続図である。

【図２】図１の続きを示す接続図である。

【図３】この発明の一例の動作を説明するための波形図
である。

【図４】受信機用１チップＩＣの一例を示す系統図であ
る。

【符号の説明】

１ アンテナ同調回路 ２ 局部発振用の共振回路 １０ １チップＩＣ １１ 高周波アンプ １２Ａ 第１のミキサ回路 １２Ｂ 第２のミキサ回路 １３ 局部発振回路 １４ カウンタ １５Ａ、１５Ｂ 移相回路 １６ 加算回路 １７ バンドパスフィルタ １８ ＡＧＣ電圧形成回路 ２１ アンプ ２２ ＡＭ検波回路 ２３ オーディオアンプ ２４ ＡＧＣ電圧形成回路 ４１ 差動アンプ ４２〜６３ カレントミラー回路 SP スピーカ Ｔ1 〜Ｔ8 外部端子ピン VR 可変抵抗器

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−32707（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−107619（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−101503（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−103811（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−123113（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−63452（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 1/00 - 3/72

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力側のトランジスタと、出力側のトラン
   ジスタとを有するカレントミラー回路により構成され、 上記出力側のトランジスタのベース・エミッタ間接合面
   積が、上記入力側のトランジスタのベース・エミッタ間
   接合面積のＮ倍（Ｎ＞１）とされ、 上記入力側のトランジスタのベースと、そのバイアス点
   との間に、第１の抵抗器と、コンデンサとの並列回路が
   接続され、 上記出力側のトランジスタのベースと、上記バイアス点
   との間に、第２の抵抗器が接続され、 上記第１の抵抗器の値は、上記第２の抵抗器の値のＮ倍
   とされ、 上記入力側のトランジスタに入力電流を供給して上記出
   力側のトランジスタからＮ倍に電流増幅された出力電流
   を得るとともに、 上記入力電流及び上記出力電流の周波数が高いときに
   は、上記コンデンサのインピーダンスの低下により、上
   記出力電流が上記入力電流のＮ倍よりも小さくなるよう
   にしたアンプ。
2. 【請求項２】入力側のトランジスタ及び出力側のトラン
   ジスタのエミッタが基準電位点に接続され、 バイアス用トランジスタのベースが上記入力用トランジ
   スタのコレクタに接続され、 上記バイアス用トランジスタのエミッタが、バイアス用
   抵抗器を通じて上記基準電位点に接続され、 上記出力側のトランジスタのベース・エミッタ間接合面
   積が、上記入力側のトランジスタのベース・エミッタ間
   接合面積のＮ倍（Ｎ＞１）とされ、 上記入力側のトランジスタのベースと、上記バイアス用
   トランジスタのエミッタとの間に、第１の抵抗器と、コ
   ンデンサとの並列回路が接続され、 上記出力側のトランジスタのベースと、上記バイアス用
   トランジスタのエミッタとの間に、第２の抵抗器が接続
   され、 上記第１の抵抗器の値は、上記第２の抵抗器の値のＮ倍
   とされ、 上記入力側のトランジスタに入力電流を供給して上記出
   力側のトランジスタからＮ倍に電流増幅された出力電流
   を得るとともに、 上記入力電流及び上記出力電流の周波数が高いときに
   は、上記コンデンサのインピーダンスの低下により、上
   記出力電流が上記入力電流のＮ倍よりも小さくなるよう
   にしたアンプ。