DE69219254T2

DE69219254T2 - Audioverstärker

Info

Publication number: DE69219254T2
Application number: DE69219254T
Authority: DE
Inventors: Taiwa Okanobu; Hitoshi Tomiyama
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1991-09-05
Filing date: 1992-09-04
Publication date: 1997-08-07
Anticipated expiration: 2012-09-05
Also published as: JPH0567928A; DE69219254D1; EP0531163B1; US5285172A; EP0531163A1; JP3185803B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Breitbandverstärker, der beispielsweise in einem AM-Radioempfänger verwendet werden kann.
Wenn ein Radioempfänger in einen IC-Aufbau aus einem Chip integriert wird, wird es, wenn das Zwischenfrequenzfilter aus einem Keramikfilter oder dergleichen gebildet wird, unmöglich, das Zwischenfrequenzfilter im IC unterzubringen.
Somit hat man es als Lösung angesehen, das Zwischenfrequenzfilter aus einem Aktivfilter zu bilden, wobei Widerstände, Kondensatoren und Operationsverstärker verwendet werden. In einem derartigen Fall können, wenn die Zwischenfrequenz f auf ihren Standardwert von 450 kHz eingestellt wird, zufriedenstellende Ergebnisse nicht erzielt werden, da dann die Fläche, die durch das Aktivfilter auf der Halbleiterpille besetzt wird, zu groß wird.
Somit hat man weiter erwogen, die Zwischenfrequenz f&sub1; auf einen Wert zu reduzieren, der ausreichend niedriger ist als das Frequenzband des empfangenen Signals, beispielsweise 55 kHz.
In den Zeichnungen zeigt Fig. 3 eine graphische Darstellung, die ein Beispiel eines solchen IC oder Radioempfängers zeigt. Gemäß Fig. 3 zeigt der Bereich 10, der durch eine Kettenlinie eingeschlossen ist, einen IC für den Einchip-IC- AM-Empfänger, und T1 bis T8 zeigen seine externen Anschlußstifte, von denen der Stift T3 ein Spannungsversorgungsstift und der Stift T4 ein Erdungsanschlußstift ist.
Die Teile, die außerhalb der Kettenlinie angeordnet sind, sind Teile oder Schaltungen, die extern mit dem IC verbunden sind, von denen das Bezugszeichen 1 einen Antennentuner und 2 einen Resonanzkreis für die Überlagerungsoszillation bezeichnet. Der Tuner 1 besteht aus einer Stabantenne L1 (Antennenabstimmspule) und einem veränderbaren Kondensator VC1, und der Resonanzkreis 2 besteht aus einer Überlagerungsschwingungsspule L2 und einem veränderbaren Kondensator VC2, der mit dem veränderbaren Kondensator VC1 in Verbindung steht.
Weiter bezeichnet SW einen Spannungsversorgungsschalter, BATT bezeichnet eine Spannungsversorgungsbatterie von beispielsweise 3V, VR bezeichnet einen veränderbaren Widerstand zur Lautstärkesteuerung und SP bezeichnet einen Lautsprecher.
Durch den Antennentuner 1 wird ein Rundfunkwellensignal Sr mit einer Frequenz fr
Sr = Er sinωrt
ωr = 2πfr
wahlweise erfaßt. Da, was für Signalprozesse relevant ist, die später beschrieben werden, nur die relative Amplitude und Phase zwischen diesen Signalen ist, wird die Anfangsphase beim obigen Ausdruck und bei der folgenden Beschreibung vernachlässigt.
Das Signal Sr wird zu einem Hochfrequenzverstärker 11 über den Anschlußstift T1 des IC 10 geliefert, und das Signal Sr vom Verstärker 11 wird zu einer ersten und zu einer zweiten Mischstufe 12A und 12B geliefert.
Mit dem Resonanzkreis 2 ist ein Überlagerungsoszillator 13 (LO) über den Anschlußstift T2 verbunden, wobei in diesem ein Überlagerungsschwingungssignal So erzeugt wird. Dabei wird die Schwingungsfrequenz des Schwingungssignals So auf 2fo eingestellt, so daß gilt:
2f&sub0; =(fr + fi) x 2
wobei fi eine Zwischenfrequenz ist; fi = 55 kHz.
Das Schwingungssignal So wird zu einem Frequenzteiler 14 (Zähler) geliefert und in lokale Signale Soa und Sob - mit der halben Ursprungsfrequenz und einer Phasendifferenz von 90º - unterteilt. Insbesondere wird das Schwingungssignal So frequenzmäßig in Soa und Sob unterteilt, so daß gilt
Soa =Eo cosωot
Sob = Eo sinωot
wobei ωo = 2πfo
Diese Signale Soa und Sob werden zu den Mischstufen 12A bzw. 12B geliefert, wo sie mit dem Signal Sr multipliziert werden, so daß die nachfolgenden Signale Sia und Sib von den Mischstufen 12A und 12B geliefert werden:
Sia = Sr Soa
= Er sin ωrt Eo cos ωot
= α {sin(ωr + ωo)t + sin(ωr - ωo)t}, Sib = Sr Sob
= Er sin ωrt Eo sin ωot
= α {-cos(ωr + ωo)t + cos(ωr - ωo)t},
wobei α = Er Eo/2.
Wie später beschrieben wird, werden die Signalkomponenten mit der Winkelgeschwindigkeit (ωr - ωo) aus den obigen Signalen Sia und Sib als Zwischenfrequenzsignale verwendet, und die Signalkomponenten mit der Winkelgeschwindigkeit (ωr + ωo) werden beseitigt. Wenn man daher aus Vereinfachungsgründen die Signalkomponenten mit der Winkelgeschwindigkeit (ωr + ωo) bei den obigen Ausdrücken vernachlässigt, erhalten wir
Sia = α sin(ωr - ωo)t
Sib = α cos(ωr - ωo)t
Ein Wiedergabesignal Sm wird in diesem Zeitpunkt so ausgedrückt
Sm = Em sinωmt
wobei
ωm = ωm + ωi
ωi = 2π fi
Wenn daher das Wiedergabesignal Sm im Rundfunkwellensignal Sr vom Tuner 1 enthalten ist, werden die Signale Sia und Sib:
Sia = a sin(ωr - ωo)t + β sin(ωm - ωo)t,
Sib = a cos(ωr - ωo)t + ß cos(ωm - ωo)t,
wobei β = Eo Eo/2.
Da weiter ωr < ωo < ωm ist, werden die obigen Ausdrücke zu:
Sia α sin(ωr - ωo)t + β sin(ωm - ωo)t
= -α sin(ωo - ωr)t + β sin(wm - ωo)t,
Sib = α cos(ωr - ωo)t + β cos(ωm - ωo)t,
= α cos(ωo - ωr)t + β cos(ωm - ωo)t.
Diese Signale Sia und Sib werden zu Phasenschiebern 15A und 15B geliefert. Die Phasenschieber 15A und 15B bestehen beispielsweise aus Aktivfiltern, bei denen Kondensatoren, Widerstände und Operationsverstärker verwendet werden. Das Signal Sia wird phasenmäßig im Phasenschieber 15A um einen Wert φ verschoben, und das Signal Sib wird phasenmäßig im Phasenschieber 15B um einen Wert (φ + 90º) verschoben, wobei dadurch die beiden Eingangssignale Sia und Sib phasenmäßig verschoben werden, so daß sie die Phasendifferenz 90º ± 1º innerhalb des Frequenzbereich von 55 kHz ± 10 kHz haben.
Somit ist das Signal Sib ausgelegt, um das Signal Sia um 90º über die Phasenschieber 15A und 15B zu führen, und diese Signale werden zu:
Sia = -α sin(ωo - ωr)t + β sin(ωm - ωo)t,
Sib = α cos{(ωo - ωr)t + 90º}
+ β cos{(ωm - ωo)t + 90º}
= -α sjn(ωo - ωr)t - β sin(ωm - ωo)t. Diese Signale Sia und Sib werden zu einem Addierglied 16, wo sie miteinander addiert werden, geliefert. Vom Addierglied 16 wird ein Signal Si erhalten, was so ausgedrückt wird: Si = Sia + Sib
= -a sin(ωo- ωr)t + β sin(ωm - ωo)t
+ {-a sin(ωo - ωr)t - β sin(ωm - ωo)t}
= - 2α sin(ωo - ωr)t.
Da hier
ωo - ωr = 2π (fo - fr)
= 2π fi,
ist das Signal Si das gewünschte Zwischenfrequenzsignal. Weiter ist bekannt, daß, sogar wenn ein Wiedergabesignal Sm im Rundfunkwellensignal Sr vom Tuner 1 enthalten ist, das Zwischenfrequenzsignal Si nicht Signalkomponenten aufgrund des Wiedergabesignals Sm enthält, da solche Signalkomponenten sich gegenseitig auslöschen.
Damit kann das Zwischenfrequenzsignal Si (und Signalkomponenten mit der Winkelgeschwindigkeit (ωr + ωo) und weitere), die aus dem Rundfunkwellensignal Sr umgesetzt wurden, vom Addierglied 16 erhalten werden.
Das Zwischenfrequenzsignal Si wird zu einem Bandpaßfilter 17 (BPF) geliefert, wo die Zwischenfrequenz herausgefiltert wird. Das Bandpaßfilter 17 besteht aus einem Aktivfilter vierten Grads, wobei Kondensatoren, Widerstände und Operationsverstärker verwendet werden, und wobei das Durchlaßband auf 55 kHz ± 3 kHz eingestellt ist. Damit werden unnötige Signalkomponenten durch das Bandpaßfilter 17 gedämpft, und es wird lediglich das Zwischenfrequenzsignal Si abgenommen.
Das somit erhaltene Zwischenfrequenzsignal Si wird zu einem AM-Detektor 22 über einen Verstärker 21 geliefert, und dadurch wird ein Audiosignal Ss (und eine Gleichspannungskomponente V22, die dem Pegel des Zwischenfrequenzsignals Si entspricht) abgenommen und dieses Audiosignal Ss wird zu einem Audioverstärker 23 geliefert, der Differenzeingänge besitzt. Das Signal Ss vom Verstärker 22 wird über den Anschlußstift T8 und einen Kondensator C5 zum Lautsprecher SP geliefert.
Das Signal Sib von der Mischstufe 12B wird zu einem AGC-Spannungserzeuger 18 geliefert, wo eine AGC-Spannung erzeugt wird. Diese AGC-Spannung wird zum Verstärker 11 als Steuersignal seines Verstärkungsfaktors geliefert, und dort wird ein AGC-Betrieb bezüglich der Signale Sia und Sib durchgeführt. In diesem Fall ist der Generator 18 mit dem Kondensator C3, um die AGC-Spannung zu glätten, über den Anschlußstift T5 verbunden. Die AGC-Spannung wird als Referenzspannung weiter zu jedem Operationsverstärker geliefert, der die Phasenschieber 15A und 15B und das Bandpaßfilter 17 bildet.
Das ermittelte Ausgangssignal vom Detektor 22 wird zu einem AGC-Spannungserzeuger 24 geliefert, um eine AGC-Spannung zu erhalten, und diese AGC-Spannung wird zu den Verstärkern 11 und 21 als Steuersignal ihrer Verstärkungsfaktoren geliefert, und dort werden AGC-Operationen bezüglich der Signale Sia, Sib und Si durchgeführt.
In diesem Fall ist der Generator 24 mit einem Kondensator C4 über den Anschlußstift T6 verbunden, und es ist ein Tiefpaßfilter mit diesem Kondensator C4 gebildet, wodurch die Gleichspannung V22 aus dem ermittelten Ausgangssignal extrahiert wird, und wobei aus dieser Gleichspannung V22 die AGC- Spannung erzeugt wird. Die Gleichspannung V22 wird zum Differenzeingang des Verstärkers 23 geliefert, wodurch die Gleichspannungskomponente V22, die zusammen mit dem Audiosignal Ss vom Detektor 22 zum Verstärker 23 geliefert wird, entsprechend gelöscht wird.
Außerdem ist der Verstärker 23 über den Anschlußstift T7 mit dem veränderbaren Widerstand VR verbunden. Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 23 wird geräß dem Widerstandswert des veränderbaren Widerstand VR gesteuert, wodurch somit die Lautstärkesteuerung mit diesem variablen Widerstand VR durchgeführt wird.
Der Kondensator C6 dient zum Vorbeileiten von Signalkomponenten, die keine Audiosignale Ss sind.
Da bei dem vorliegenden Beispiel die Zwischenfrequenz fi ausreichend niedriger ist als die übliche Zwischenfrequenz des Empfangsbandes, wird die Fläche, die durch das Bandpaßfilter 17 (Zwischenfrequenzfilter) besetzt wird, für jede Stufe größer, jedoch kann die Anzahl der Stufen, um eine erforderliche Trenncharakteristik zu erzielen, vermindert werden. Folglich kann die Fläche, die durch das Bandpaßfilter insgesamt eingenommen wird, kleiner ausgebildet werden, und dieses kann daher in den IC-Aufbau integriert werden.
Wenn die Zwischenfrequenz fi niedrig ist, wird die Wiedergabecharakteristik im allgemeinen schlechter, da jedoch das Wiedergabesignal Sm durch die Schaltungen 12A bis 16 beseitigt wird, wird vermieden, daß die Wiedergabecharakteristik schlechter wird.
Da außerdem die Phasenschieber 15A und 15B wie auch das Bandpaßfilter 17 aus Aktivfiltern bestehen, besteht eine Grenze bezüglich des Signalpegeis, der durch jede der Schaltungen 15A, 15B und 17 ausgewertet werden kann. Da jedoch die AGC an den Verstärker 11 angelegt wird, kann vermieden werden, daß die Phasenschieber 15A und 15B und das Bandpaßfilter 17 mit übergroßen Eingangssignalen versorgt werden. Eine Anordnung eines AM/FM-Empfängers, bei der die oben beschriebene Idee angewandt wird, ist bereits in der jap. offengelegten Patentveröffentlichung Nr. 1-273432 offenbart (entspricht der US-PS 5 020 147).
Wenn ein Einchip-IC unter Einbeziehung der obigen Idee ausgelegt ist und ein Radioempfänger in diese Anordnung integriert ist, erstreckt sich das Frequenzband des Audioverstärkers 23 in das Frequenzband des Empfängers. Somit wird ein Hochfrequenzrückführungsschleifensignal, das durch die Stabantenne L1, durch das Schaltungssystem des IC 10, über den Ausgangsanschlußstift T8, und die Stabantenne L1 läuft, gebildet, und daher, wenn die Ausgangsleistung des Verstärkers 23 größer gemacht wird (wenn der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 23 erhöht wird), wird ein störender Schwingungszustand im Hochfrequenzband erzeugt.
Um eine solche Störung zu vermeiden, kann ein Verfahren wie folgt in Betracht gezogen werden, um das Rückführungsschleifensignal abzuschneiden:
1. einen Kondensator C6 zwischen dem Anschlußstift T8 und Erde zu schalten;
2. den Abstand zwischen der Stabantenne L1 und dem Ausgangsanschlußstift T8 zu verlängern;
3. eine Hochfrequenz-Drosselspule zwischen dem Ausgangsanschlußstift T8 und dem Lautsprecher SP einzufügen; oder
4. eine Hochfrequenz-Drosselspule zwischen dem Spannungslieferanschlußstift T3 und dem Schalter SW einzufügen.
Wenn jedoch das Verfahren 1 verwendet wird, ist es erforderlich, die Impedanz des Kondensators C6 ausreichend kleiner als die Impedanz des Lautsprechers SP bei der Frequenz zu machen, wo die Schwingung verursacht wird. Um dieses Erfordernis zu erfüllen, muß die Kapazität des Kondensators C6 groß sein. Es wird dann unmöglich, den Kondensator C6 in den IC 10 zu integrieren, sondern es ist notwendig, den Kondensator C6 außerhalb am IC 10 zu befestigen, was dazu führt, daß die Anzahl der zu verwendenden Teile vergrößert wird.
Wenn das Verfahren 2 verwendet wird, kann, obwohl die Anzahl der Teile nicht vergrößert wird, die Miniaturisierung des Empfängers nicht erreicht werden. Wenn das Verfahren 3 oder 4 verwendet wird, kann die Spule nicht in den IC integriert werden, und daher erhöht sich die Anzahl der Teile genauso wie im Fall, wo das Verfahren Nr. 1 verwendet wird.
Es ist somit schwierig, um einen miniaturisierten Hochleistungsempfänger zu erhalten, so daß die vorliegende Erfindung auf eine Lösung des oben besprochenen Problems gerichtet ist.
Die EP-A3-0257345 offenbart eine Stromspiegelschaltung, bei der ein Rückführungskondensator und ein Reihenwiderstand zwischen der Basis von zwei Transistoren eines Stromspiegels und dem Kollektor der Eingangsseite geschaltet sind, um die Instabilität zu reduzieren, wobei die Frequenz, bei der die offene Schleifenverstärkung "eins" ist, reduziert wird. Damit kann der Widerstand und der Kondensator eine Größe besitzen, um als integrierte Schaltung und bei einer N- fach-Skalierungsstromspiegelschaltung verwendet werden zu können.
Erfindungsgemäß wird ein Verstärker bereitgestellt, mit:
zwei Transistoren, die als eine Stromspiegelschaltung geschaltet sind, mit einem auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;) und dem anderen auf der Ausgangsseite (Q&sub2;&sub6;, Q&sub3;&sub6;), deren Basisanschlüsse mit einem gemeinsamen Vorspannungspunkt verbunden sind, wobei:
die Basis-Emitter-Übergangszone des Transistors auf der Ausgangsseite (Q&sub2;, Q&sub3;&sub6;) so eingestellt ist, daß sie N (N> 1) mal so groß ist wie die Basis-Emitter-Übergangszone des Transistors auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;); wobei, wenn ein Eingangsstrom zum Transistor auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;) geliefert wird, ein Ausgangsstrom, der um einen Faktor N verstärkt ist, vom Transistor auf der Ausgangsseite (Q&sub2;&sub6;, Q&sub3;&sub6;) erhalten wird, und eine Rückführungsschaltung, die einen ersten Widerstand (R&sub2;&sub5;, R&sub3;&sub5;) und einen Kondensator (C&sub2;&sub5;, C&sub3;&sub5;) umfaßt, mit dem Basisanschluß des Transistors auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;) verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Basisanschluß des Transistors auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;) mit dem Vorspannungspunkt über eine Parallelschaltung aus dem ersten Widerstand (R&sub2;&sub5;, R&sub3;&sub5;) und dem Kondensator (C&sub2;&sub5;, C&sub3;&sub5;) verbunden ist; und
der Basisanschluß des Transistors auf der Ausgangsseite (Q&sub2;&sub6;, Q&sub3;&sub6;) mit dem Vorspannungspunkt über einen zweiten Widerstand (R&sub2;&sub6;, R&sub3;&sub6;) verbunden ist, wobei der Widerstandswert des ersten Widerstands (R&sub2;&sub5;, R&sub3;&sub5;) so eingestellt ist, daß er in etwa N-mal so groß ist wie der Widerstandswert des zweiten Widerstandes (R&sub2;&sub6;, R&sub3;&sub6;); wodurch
wenn die Frequenz des Eingangsstroms und der Ausgangsstrom hoch ist, durch die Abnahme der Impedanz des Kondensators (C&sub2;&sub5;, C&sub3;&sub5;) der Ausgangsstrom niedriger gehalten wird als der N-fache des Eingangsstroms.
Die Frequenzkennlinie der Stromspiegelschaltung 53 wird durch den Kondensator C25 korrigiert und die Stromverstärkung wird vermindert, wenn die Frequenz höher ist als die Frequenz, die durch die Zeitkonstante des Kondensators C25 und des Widerstands R25 und oberhalb bestimmt wird. Dadurch wird ein unnötiges Signal im Hochfrequenzband nicht stromverstärkt.
Die Erfindung wird nun weiter durch ein nichteinschränkendes Ausführungsbeispiel mit Hilfe der Zeichnungen beschrieben, in denen:
Fig. 1 eine Korrekturdarstellung ist, die einen Teil eines Beispiels der Erfindung zeigt;
Fig. 2 ein Schwingungsdiagramm ist, welches den Betrieb bei einem Beispiel der Erfindung erklärt; und
Fig. 3 ein Systemdiagramm ist, welches ein Beispiel eines Einchip-IC-Empfängers zeigt.
Fig. 1 zeigt ein Beispiel der Leistungsverstärkungsstufe des oben beschriebenen Audioverstärkers 23 des IC 10.
Nach Fig. 1 sind die Emitter der Transistoren Q11 und Q12 gemeinsam mit dem Kollektor des Transistors Q16 für eine Konstantstromlieferung verbunden, und es wird dadurch ein Differenzverstärker 41, der den Spannungsversorgungsanschlußstift T3 als Referenzpotentialpunkt hat, gebildet, und das Audiosignal der Vorverstärkerstufe 231 des Verstärkers 23 wird zur Basis des Transistors Q11 geliefert. Eine Stromspiegelschaltung 42 wird aus den Transistoren Q13 und Q14 gebildet, wobei der Anschlußstift T4 als Referenzpotentialpunkt verwendet wird und die Stromspiegelschaltung mit den Transistoren Q11 und Q12 als Last verbunden ist. Außerdem ist ein Transistor Q15 mit dem Transistor Q16 verbunden, und es wird dadurch eine Stromspiegelschaltung 43 gebildet, wobei der Transistor Q16 als deren Eingangsseite verwendet wird und der Anschlußstift T3 als ihr Referenzpotentialpunkt verwendet wird, während der Transistor Q15 mit einer Konstantstromquelle Q10 verbunden ist.
Damit wird der Leistungsverstärkereingangsteil aus dem Differenzverstärker 41 und den Stromspiegelschaltungen 42 und 43 gebildet.
Außerdem ist eine Stromspiegelschaltung 51 aus Transistoren Q21 und Q22 gebildet, wobei eine Konstantspannungsquelle Vr als deren Referenzpotentialpunkt verwendet wird, während der Kollektor des Transistors Q21 auf ihrer Eingangsseite mit den Kollektoren der Transistoren Q12 und Q14 verbunden ist, und der Kollektor des Transistors Q22 auf ihrer Ausgangsseite mit dem Kollektor eines Transistors Q23 verbunden ist. Dieser Transistor Q23 bildet zusammen mit einem Transistor Q24 eine Stromspiegelschaltung 52, die den Anschlußstift T4 als ihren Referenzpotentialpunkt hat, während der Kollektor des Transistors Q24 auf ihrer Ausgangsseite mit dem Kollektor eines Transistors Q25 verbunden ist.
Der Transistor Q25 bildet zusammen mit einem Transistor Q26 eine Stromspiegelschaltung 53, die den Transistor Q26 als Transistor auf ihrer Ausgangsseite hat, einen Transistor Q27 für ihre Basisvorspannung, und den Anschlußstift T3 als ihren Referenzpotentialpunkt, während der Kollektor des Transistors Q26 mit dem Anschlußstift T8 verbunden ist.
In diesem Fall ist bei der Stromspiegelschaltung 53 ein Widerstand R27, um den Vorspannungsstrom einzustellen, zwischen dem Emitter des Transistors Q27 und dem Anschlußstift T3 geschaltet, und gleichzeitig sind die Widerstände R25 und R26 zwischen dem Emitter des Transistors Q27 und den Basisanschlüssen der Transistoren Q25 und Q26 geschaltet, wobei parallel zum Widerstand R25 ein Kondensator C25 geschaltet ist.
Außerdem ist eine Stromspiegelschaltung 51 aus Transistoren Q31 und Q32 gebildet, wobei der Anschlußstift T4 als ihr Referenzpotentialpunkt verwendet wird, während der Kollektor des Transistors Q31 auf ihrer Eingangsseite mit den Kollektoren der Transistoren Q12 und Q14 verbunden ist, und der Kollektor des Transistors Q32 auf ihrer Ausgangsseite mit dem Kollektor eines Transistors Q33 über den Transistor Q38 verbunden ist, wobei dessen Basis geerdet ist. Der Transistor Q33 bildet zusammen mit einem Transistor Q34 eine Stromspiegelschaltung 62, wobei der Anschlußstift T3 als ihr Referenzpotentialpunkt verwendet wird, während der Kollektor des Transistors Q34 auf ihrer Ausgangsseite mit dem Kollektor eines Transistors Q35 verbunden ist.
Der Transistor Q35 bildet zusammen mit einem Transistor Q36 eine Stromspiegelschaltung 63, die den Transistor Q36 als Transistor auf ihrer Ausgangsseite hat, einen Transistor Q37 für die Basisvorspannung, und den Anschlußstift T4 als Referenzpotentialpunkt, während der Kollektor des Transistors Q36 mit dem Anschlußstift T8 verbunden ist.
Bei der Stromspiegelschaltung 63 ist in diesem Fall ein Widerstand R37 zur Vorspannungsstromeinstellung zwischen dem Emitter des Transistors Q37 und dem Anschlußstift T4 geschaltet, die Widerstände R35 und R36 sind zwischen dem Emitter des Transistors Q37 und den Basisanschlüssen der Transistoren Q35 und Q36 geschaltet, und parallel zum Widerstand R35 ist ein Kondensator C35 geschaltet.
Außerdem ist im vorliegenden Beispiel jede der Basis- Emitter-Übergangszonen der Transistoren Q22 und Q32 auf der Ausgangsseite der Stromspiegelschaltungen 51 und 61 sechsmal so groß wie jede der Basis-Emitter-Übergangszonen der Transistoren Q21 und Q31 auf den Eingangsseiten dieser Stromspiegelschaltungen ausgeführt, und in ähnlicher Weise ist eine jede der Basis-Emitter-Übergangszonen der Transistoren Q24 und Q34 sechsmal so groß ausgeführt wie jede der Basis-Emitter-Übergangszonen der Transistoren Q23 und Q33. Außerdem ist eine jede der Basis-Emitter-Übergangszonen der Transistoren Q26 und Q36 100x so groß ausgeführt wie jede der Basis-Emitter-Übergangszonen der Transistoren Q25 und Q35.
Wie oben beschrieben wurde die Basis-Emitter-Übergangszone des Transistors auf der Ausgangsseite größer ausgeführt als die Basis-Emitter-Übergangszone des Transistors auf der Eingangsseite, wobei die eine Zone größer ausgeführt wird als die andere. Im Gegensatz dazu kann, wenn die Basis-Emitter-Übergangszone des Transistors auf der Eingangsseite und die des Transistors auf der Ausgangsseite gleich gemacht wird, die Anzahl der Transistoren auf der Ausgangsseite vergrößert werden, oder die Anzahl der Transistoren auf der Ausgangsseite kann vergrößert werden, so daß die Basis-Emitter- Übergangszone auf der Ausgangsseite tatsächlich größer wird als die Basis-Emitter-Übergangszone der Transistoren auf der Eingangsseite.
Beim Anteil des Verhältnisses der Basis-Emitter-Übergangszone (100) der Transistoren Q26 und Q36 zur Basis-Emitter-Übergangszone der entsprechenden Transistoren Q25 und Q35 ist der Widerstandswert der Widerstände R25 und R35 100x so groß wie der Widerstandswert der entsprechenden Widerstände R26 und R36. Beispielsweise ist dieses Verhältnis so ausgelegt, daß
R25, R35 = 4 kΩ, R26, R36 = 35 bis 40Ω
R27, R37 = 120 kΩ, C25, C35 = 20pF
Damit wird ein B-Klasse-Leistungsverstärkerausgangsleistungsbereich aus den Stromspiegelschaltungen 51 bis 53 und 61 bis 63 gebildet.
Die Kollektoren der Transistoren Q26 und Q36 sind mit der Basis des Transistors Q11 über einen Widerstand R11 und einen Kondensator C11 zwecks einer Rückführung verbunden.
Der Lautsprecher SP ist mit dem Anschlußstift T8 über einen Kondensator C5 verbunden. Der Anschlußstift T3 ist mit einer Batterie BATT von beispielsweise 3 V als Spannungsversorgung verbunden.
Gemäß der oben beschriebenen Anordnung wird ein Audiosignal von einer Vorverstärkerstufe 231 zum Differenzverstärker 41 geliefert und dadurch von einer Spannung in einen Strom umgesetzt, und der Signaistrom is wird von den Kollektoren der Transistoren Q12 und Q14 ausgegeben.
Wenn man die Signalperiode, während der Strom is aus dem Kollektor des Transistors Q12 fließt, als positive Halbperiode bezeichnet, und die Signalperiode, während der Strom is in den Kollektor des Transistors Q14 fließt, als negative Halbperiode bezeichnet, wird der Transistor Q31 durch den Strom is während der positiven Halbperiode eingeschaltet. Daher fließt der positive Halbperiodenbereich des Signalstroms is, der durch eine gestrichelte Linie in Fig. 2 angedeutet ist, durch den Transistor Q31 als Kollektorstrom i31 (Signalstrom), und dieser Signalstrom i31 läuft die durch Signalleitungen der Stromspiegelschaltung 61, der Stromspiegelschaltung 62, der Stromspiegelschaltung 63 und wird am Anschlußstift T8 ausgegeben.
Da außerdem der Transistor Q21 während der negativen Halbperiode des Stroms is ein geschaltet ist, fließt der Halbperiodenbereich des Signalstroms is, der durch eine durchgezogene Linie in Fig. 2 angedeutet ist, durch den Transistor Q21 als dessen Kollektorstrom i21 und dieser Signalstrom i21 läuft durch die Signalleitung der Stromspiegelschaltung 51, weiter durch die Stromspiegelschaltung 52, die Stromspiegelschaltung 53 und wird am Anschlußstift T8 ausgegeben.
Da wie oben beschrieben die Basis-Emitter-Übergangszonen der Transistoren auf der Abgabeseite 6x, 6x und 100x so groß wie die Basis-Emitter-Übergangszonen der entsprechenden Transistoren auf der Eingangsseite in den Stromspiegelschaltungen (51, 61), (52, 62) und (53, 63) im vorliegenden Beispiel sind, werden die Ströme i31 und i21 bezüglich des Stroms durch die Faktoren 6, 6 bzw. 100 in den Stromspiegelschaltungen (51, 61), (52, 63) bzw. (53, 63) verstärkt, d.h., insgesamt um einen Faktor von 3600 strom-verstärkt und am Anschlußstift T8 ausgegeben. Dieses verstärkte Ausgangssignal wird zum Lautsprecher SP geliefert.
Da außerdem die Stromspiegelschaltungen 53 und 63 mit Elementen R25, R26, C25, R35, R36 und C35 verbunden sind, wird ein Schwingungszustand im Hochfrequenzband nicht erzeugt, sogar wenn die Ausgangsleistung des Verstärkers 23 vergrößert wird.
Wenn insbesondere für die Stromspiegelschaltung 53 folgendes gilt:
N: Verhältnis zwischen den Basis-Emitter-Übergangszonen der Transistoren Q26 und Q25, N = 100
i25: Wechselstromkomponente des Kollektorstroms des Transistors Q25
i25: Gleichstromkomponente des Kollektorstroms des Transistors Q25
i26: Wechselstromkomponente des Kollektorstroms des Transistors Q26
i26: Gleichstromkomponente des Kollektorstroms des Transistors Q26
hFE: Stromverstärkungsfaktor der Transistoren Q25 und Q26
Z25: Impedanz der Parallelverbindung der Elemente R25 und C25
VT = kT/q
erhält man den folgenden Ausdruck, der in bezug auf die Spannung zwischen dem Anschlußstift T3 und dem Emitter des Transistors Q27 gilt
(VT/I25) i25 + Z25 (i25/HFE)
= (VT/I26) i26 + R26 (i26/HFE) ... (1)
Da die Ströme 125 und 126 klein sind, wenn das Signal eine kleine Intensität besitzt, gelten die folgenden Beziehungen
(VT/I25) > (Z25/HFE),
(VT/I26) > (R26/HFE)
Daher wird der Ausdruck (1) ungefähr
(VT/I25) i25 = (VT/I26) i26
i26/i25 = (VT/I25)/(VT/I26)
= I26/I25
= 100 (= N)
Das heißt, daß der Stromgewinn der Stromspiegelschaltung 53, wenn das Signal eine kleine Intensität aufweist, ungefähr 100 wird.
Wenn das Signal eine große Intensität besitzt, werden die Ströme I25 und I26 groß und es gilt ungefähr die folgenden Beziehungen im Ausdruck (1)
(VT/I25) i25 = 0
(VT/I26) i26 = 0
Daher wird der Ausdruck (1) zu
Z25(i25/hFE) = R26(i26/hFE)
i26/i25 Z25/R26 ... (2)
Wenn die Signalfrequenz niedrig ist, wird die Impedanz des Kondensators C25 hoch und es gilt daher
Z25 = R25
Daher wird der Ausdruck (2) zu
i26/i25 = R25/R26
= 100
Das heißt, sogar wenn das Signal eine große Intensität besitzt, wird der Stromgewinn der Stromspiegelschaltung 53 zu 100, vorausgesetzt, daß die Signalfrequenz niedrig ist.
Wenn die Signalfrequenz hoch ist, wird die Impedanz des Kondensators C25 niedrig, und daher gilt
Z25 = 1/(2πf C25)
wobei f die Signalfrequenz ist.
Daher wird der Ausdruck (2) zu
i26/i25 = 1/(2πf C25 R25)
< 100
Das heißt, wenn das Signal eine große Intensität hat und die Signalfrequenz hoch ist, wird der Stromgewinn der Stromspiegelschaltung 53 kleiner als 100.
Zusammengefaßt wird der Stromgewinn der Stromspiegel schaltung 53 zu
A.) 100, wenn das Signal eine kleine Intensität besitzt ohne Rücksicht auf die Signalfrequenz;
B.) 100, wenn das Signal eine große Intensität besitzt und die Signalfrequenz niedrig ist; und
C.) kleiner als ein 100, wenn das Signal eine große Intensität hat und die Signalfrequenz hoch ist.
Die Stromverstärkungen der Stromspiegelschaltung 63 sind völlig die gleichen wie diejenigen der Stromspiegelschaltung 53.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird, wie oben beschrieben, die Stromverstärkung jeder der Stromspiegelschaltungen 53 und 63 kleiner als der Standardwert (=100), wenn das Ausgangssignal groß ist und die Frequenz im Hochfrequenzband liegt, und, daher wird die Stromverstärkung des Verstärkers 23 niedriger als der Standardwert (=3600). Folglich wird die Rückführungsschleife einschließlich des Verstärkers 53 abgetrennt und es wird keine Schwingung im Hochfrequenzband erzeugt.
Der Verstärker 23 liefert jedoch seine Standardverstärkung für das Audiosignal und erzielt dadurch eine ausreichende Verstärkung, wobei er nicht den Klirrfaktor absenkt, wenn das Signal eine kleine Intensität besitzt.
Da außerdem die Notwendigkeit entfällt, die Verfahren 1 bis 4, die oben erwähnt wurden, zu verwenden, kann die Anzahl der Teile, die extern befestigt werden, reduziert werden, und es zusätzlich kann vermieden werden, daß die für den Empfänger erforderlichen Kennlinien verschlechtert werden, wenn eine der Verfahren 1 bis 4 verwendet werden würde. Außerdem kann der Freiheitsgrad bei der Anordnung des IC 10 und der extern daran befestigten Teile groß sein, und daher kann ein miniaturisierter Hochleistungsempfänger bereitgestellt werden.

Claims

1. Verstärker, mit:

zwei Transistoren, die als eine Stromspiegelschaltung geschaltet sind, mit einem auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;) und dem anderen auf der Ausgangsseite (Q&sub2;&sub6;, Q&sub3;&sub6;), deren Basisanschlüsse mit einem gemeinsamen Vorspannungspunkt verbunden sind, wobei:

die Basis-Emitter-Übergangszone des Transistors auf der Ausgangsseite (Q&sub2;&sub6;, Q&sub3;&sub6;) so eingestellt ist, daß sie N (N> 1) mal so groß ist wie die Basis-Emitter-Übergangszone des Transistors auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;); wobei, wenn ein Eingangsstrom zum Transistor auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;) geliefert wird, ein Ausgangsstrom, der um einen Faktor N verstärkt ist, vom Transistor auf der Ausgangsseite (Q&sub2;&sub6;, Q&sub3;&sub6;) erhalten wird, und eine Rückführungsschaltung, die einen ersten Widerstand (R&sub2;&sub5;, R&sub3;&sub5;) und einen Kondensator (C&sub2;&sub5;, C&sub3;&sub5;) umfaßt, mit dem Basisanschluß des Transistors auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;) verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet, daß

der Basisanschluß des Transistors auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;) mit dem Vorspannungspunkt über eine Parallelschaltung aus dem ersten Widerstand (R&sub2;&sub5;, R&sub3;&sub5;) und dem Kondensator (C&sub2;&sub5;, C&sub3;&sub5;) verbunden ist; und

der Basisanschluß des Transistors auf der Ausgangsseite (Q&sub2;&sub6;, Q&sub3;&sub5;) mit dem Vorspannungspunkt über einen zweiten Widerstand (R&sub2;&sub6;, R&sub3;&sub6;) verbunden ist, wobei der Widerstandswert des ersten Widerstands (R&sub2;&sub5;, R&sub3;&sub5;) so eingestellt ist, daß er in etwa N-mal so groß ist wie der Widerstandswert des zweiten Widerstandes (R&sub2;&sub6;, R&sub3;&sub6;); wodurch

wenn die Frequenz des Eingangsstroms und der Ausgangsstrom hoch ist, durch die Abnahme der Impedanz des Kondensators (C&sub2;&sub5;, C&sub3;&sub5;) der Ausgangsstrom niedriger gehalten wird als der N-fache des Eingangsstroms.

2. Verstärker nach Anspruch 1, wobei die Emitter der Transistoren (Q&sub2;&sub5;,&sub2;&sub6;, Q&sub3;&sub5;,&sub3;&sub6;) mit einem Referenzpotentialpunkt verbunden sind; und der weiter aufweist

einen Vorspannungstransistor (Q&sub2;&sub7;, Q&sub3;&sub7;), dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;) verbunden ist und dessen Emitter mit dem Referenzpotentialpunkt über einen Vorspannungswiderstand (R&sub2;&sub7;, R&sub3;&sub7;) verbunden ist;

wobei die Parallelschaltung des ersten Widerstandes (R&sub2;&sub5;, R&sub3;&sub5;) und des Kondensators (C&sub2;&sub5;, C&sub3;&sub5;) zwischen der Basis des Transistors auf der Eingangsseite (Q&sub2;&sub5;, Q&sub3;&sub5;) und dem Emitter des Vorspannungstransistors (Q&sub2;&sub7;, Q&sub3;&sub7;) verbunden ist; und

der zweite Widerstand (R&sub2;&sub7;, R&sub3;&sub7;) zwischen dem Emitter des Transistors auf der Ausgangsseite (Q&sub2;&sub6;, Q&sub3;&sub6;) und dem Emitter des Vorspannungstransistors (Q&sub2;&sub7;, Q&sub3;&sub7;) geschaltet ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Basis-Emitter-Übergangszone durch Bereitstellen einer vorgegebenen Anzahl von Transistoren auf der Eingangs- und/oder Ausgangsseite eingestellt wird.

4. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei N ungefähr 100 ist.