DE2142661A1

DE2142661A1 - WM-Demodatorschaltung mit 90 Grad-Phasenverschiebung

Info

Publication number: DE2142661A1
Application number: DE19712142661
Authority: DE
Inventors: Jack Princeton N.J. Avins (V.StA.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1970-08-26
Filing date: 1971-08-25
Publication date: 1972-03-02
Also published as: AU456370B2; AU3208371A; NL175364C; DE2142661C3; FR2103526A1; GB1362995A; DE2142661B2; JPS5713167B1; NL7111701A; US3667060A; FR2103526B1; CA937292A

Description

7231-71/Kö/S
RCA Docket No.: 62,893
Convention Date:
August 26, 1970 .

RCA Corporation, New York, N.Y., V.St.A.

WM-Demodulatorschaltung mit 90°-Phasenverschiebung

Die Erfindung betrifft eine WM-Demodulatorschaltung mit 90 Phasenverschiebung, bei der eine Vervielfacheranordnung mit ihrem Ausgang an eine Verbraucherschaltung und mit einem ersten Eingang über eine erste Koppelanordnung sowie mit einem zweiten Eingang über eine zweite Koppelanordnung an den Eingang des Demodulators angekoppelt ist, wobei eine dieser Koppelanordnungen ein Phasenschiebernetzwerk enthält und wobei die erste Koppel anordnung einen ersten Begrenzungsverstärker enthält, dessen Phasenlaufzeit sich in unerwünschter Weise in Abhängigkeit von Änderungen der Eingangssignalamplitude ändert. Die Demodulatorschaltung eignet sich besonders für die Herstellung in integrierter Form als FM-Demodulator für FM-Rundfunkempfänger.

Ein 90 -Detektor ist ein FM-Demodulator mit einer Quelle von winkelmodulierten Schwingungen, einem Phasenschiebernetzwerk, einer Vervielfacherschaltung, in der ein elektrisches Signal mit einem anderen multipliziert wird, und einem Tiefpaßfilter. Die Quelle der winkelmodulierten Schwingungen ist direkt an den ersten und über das Phasenschiebernetzwerk an den zweiten Eingang der Vervielfacherschaltung angekoppelt. Der Ausgang der Vervielfacherschaltung ist an den Eingang des Tiefpaßfilters angeschlossen. Wenn das Phasenschiebernetzwerk eine lineare Phasenverschiebunge/ Frequenzcharakteristik hat, ist die Signalamplitude am Ausgang

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des Tiefpaßfilters der Frequenz der winkelmodulierten Schwingungen proportional.

Dem 90°-Detektor ist im allgemeinen ein Begrenzer vorgeschaltet, der Amplitudenschwankungen aus den winkelmodulierten Schwingungen entfernt, weil der 90 -Detektor in unerwünschter Weise auf Amplitudenänderungen anspricht. Derartige Amplitudenschvrankungen der winkelmodulierten Schwingungen werden durch Störkomponenten, Rauschen sowie Schwunderscheinungen hervorgerufen, Das Ansprechen des 90 -Detektors auf solche Amplitudenschwankungen würde sich störend auf die genaue Wiedergewinnung des Nutzsignals auswi rken.

In bestimmten Anwendungsfällen ist es erwünscht, zwischen die Quelle der winkelmodulierten Schwingungen und den ersten Eingang der Ver-vielf acher schaltung einen ersten Begrenzungsverstärker einzuschalten, z.B. um die direkte Einkopplung des ersten Eingangssignals in die Vervielfacherschaltung zu erleichtern, wenn der 90 -Detektor als integrierte Schaltung ausgeführt ist. Der erste Begrenzungsverstärker hat charakteristischerweise eine Laufzeit, die sich in Abhängigkeit von Änderungen der Amplitude der winkelmodulierten Eingangssignale ändert. Dies ist eine unerwünschte Eigenschaft, da die Laufzeitänderung in Abhängigkeit von der Signalamplitude den 90 -Detektor in unerwünschter Weise empfindlich für Amplitudenschwankungen der winkelmodulierten Eingangsschwingungen macht.

Eine häufig in integrierten Demodulatorschaltungen verwendete Art von Vervielfacherschaltung enthält zwei Transistoren mit zusammengeschalteten Emittern, denen als erstes Eingangssignal der Vervielfacherschaltung ein sich ändernder Strom zugeführt ist. Das zweite Eingangssignal der Vervielfacherschaltung ist eine zwischen die Basen der beiden Transistoren gelegte Signalspannung. Das Produkt der beiden Eingangsgrößen erscheint im Kollektorstrom des einen Transistors, während im Kollektorstrom des anderen Transistors ein hierzu genau gegensinniges Signal erscheint. Wenn das zwischen die Basen der beiden Transistoren gelegte zweite Eingangssignal grof» ist. wird dieses Signal vor dem Multiplika-

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tionsvorgang effektiv begrenzt.

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Die Vervielfacherschaltung kann in symmetrischer oder Gegentaktform ausgeführt sein. Dabei sind zwei Vervielfacheranordnungen der oben beschriebenen Art mit je einem ersten Eingangssignal gespeist, wobei diese ersten Eingangssignale gregentaktig zueinander sind, d.h. gleiche Signalform haben, ,jedoch in entgegengesetzter Richtung ausschwingen. Die zwischen die Basen der Transistoren in den beiden Vervielfacheranordnungen gelegten zweiten Eingangssignale sind einander gleich. Die Kollektoren der Transistoren der beiden Vervielfacheranordnungen sind so geschaltet, daß ihre Ausgangsspannungen sich zu einem vergrößerten Detektorausgangssignal addieren.

Die ersten Eingänge der in den beiden vorherigen Absätzen beschriebenen Vervielfacherschaltungen werden häufig von den Kollektoren eines emittergekoppelten DifferenzVerstärkers gespeist. In diesem Differenzverstärker ist das Eingangssignal zwischen die Basen seiner Transistoren gelegt. Es ist üblich, dieses Eingangssignal so groß zu machen, daß der Differenzverstärker in den Begrenzungsbereich ausgesteuert wird. Dadurch wird in die ersten Eingangssignaleder Vorvielfacher eine Laufzeitkomponente eingeführt, die sich nichtlinear mit der Signalamplitude ändert und die Unempfindlichkeit des 00 —Detektors für Amplitudenmodulationen dos Signals beeinträchtigt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diesen Nachteil zu beheben und eine ^!-Demodulatorschaltung mit 90 -Phasenverschiebung zu schaffen, bei der die Umwandlung von Amplitudenmodulationen --.»er ICutzsignale in störende Phasenmodulationen weitgehend vermieden wird.

Zur Lösung dieeer Aufgabe ist eine WM-Demodulatorschaltung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Koppelanordnung einen zweiten Begrenzungsverstärker enthält, dessen Phasenlaufzeitänderung in Abhängigkeit von Änderungen der Eingangssignalamplitude der des ersten Begrenzungsverstärkers gleichartig ist, derart, daß der Demodulator unempfindlich gegen die unerwünschte Phasenlaufzeitänderung des ersten Be-

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grenzungsverstärkers ist.

Es ist also dem zweiten Eingang der Vervielfacheranordnung ein zweiter Begrenzungsverstärker, der ähnlich ausgebildet ist wie der erste Begrenzungsverstärker, vorgeschaltet. Dadurch wird erreicht, daß die Auswirkung von amplitudenabhängigen Phasenverschiebungen im ersten Begrenzungsverstärker auf den 90 -Detektor durch gleichartige amplitudenabhängige Phasenverschiebungen im zweiten Begrenzungsverstärker kompensiert wird. Auf diese Weise ist das Ausgangssignal des 90 -Detektors über einen weiten Bereich im wesentlichen unempfindlich gegen Amplitudenänderungen der winkelmodulierten Eingangsschwingungen der Begrenzungsverstärker- und 90 -Detektoranordnung.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Figur 1 das Schaltschema einer WM-Gegentaktdemodulatorschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung; und

Figur 2A, 2B und 2C Diagramme, die das Ausgangssignal eines WM-Demodulators in Abhängigkeit von der Frequenz wiedergeben.

Figur 1 zeigt einen 90°-Detektor mit Transistoren 310, 312, 318, 320, 322 und 324, die sämtlich auf einem integrierten Schaltungsplättchen 14 untergebracht sind. Das integrierte Sch'altungsplättchen 14 kann außerdem anderweitige Schaltungen enthalten, die für das Verständnis der Erfindung nicht wesentlich und daher nicht gezeigt sind. Sämtliche nachstehend erwähnten Schaltungselemente sind, außer wenn anders angegeben, auf dem integrierten Schaltungs plättchen 14 untergebracht. Die Transistoren 310 und 312 sind mit ihren Emittern jeweils an den Kollektor eines Transistors 317* der sie mit einem konstanten Vorstrom beliefert, angeschlossen.

Die Emitter der Transistoren 318 und 320 sind jeweils an den Kollektor des Transistors 310 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 322 und 324 sind jeweils an den Kollektor des Transistors 312 angeschlossen. Die frequenzmodulierte Signalschwingung (FM-Signal) von einem vorgeschalteten Begrenzungsverstärker auf dem Schaltungsplättchen 14 (nicht gezeigt) ist über Eingangspunkte

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und 236 gegentaktig den Basen der Transistoren 310 und 312 zugeführt. Das phasenverschobene FM-Signal ist gemeinsam den Basen der Transistoren 318 und 322 zugeführt. Die Basen der Transistoren 320 und 324 sind an einen Punkt konstanter Spannung am Emitter eines Transistors 360 angeschlossen.

Die Kollektoren der Transistoren 318 und 324 sind gemeinsam über einen Widerstand 326 mit einem Schaltungspunkt 370 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 320 und 322 sind gemeinsam über einen Widerstand 328 mit einem Schaltungspunkt 372 verbunden. Die Schaltungspunkte 370 und 372 sind an die Eingänge einer nachgeschalteten Verstärkerschaltung (nicht gezeigt) angeschlossen. Die gestrichelt gezeichneten Widerstände 380 und 382 zwischen den Schaltungspunkten 370 bzw. 372 und dem B+-Anschluß T₁- stellen die äquivalenten Widerstände der Eingänge dieser nachgeschalteten Verstärkerschaltung dar. Die Ruhe- und Signalkomponenten der Kollektorströme der Transistoren 318 und 324 werden über den äquivalenten Widerstand 380 geliefert. Die Ruhe- und Signalkomponenten der Kollektorströme der Transistoren 320 und 322 werden über den äquivalenten Widerstand 382 geliefert.

Die Basis des Transistors 36O ist über einen Schaltungspunkt 306 an eine 5,5-Volt-SpannungsVersorgung (nicht gezeigt), die ebenfalls auf dem Schaltungsplättchen 14 untergebracht ist, angeschlossen. Die Basis des Transistors 360 ist mit einem Anschluß T₁„ des Schaltungsplättchens angeschlossen, der durch einen außerhalb des Schaltungsplättchens angebrachten Kondensator 348 nach Masse überbrückt ist. Der Transistor 360 liegt mit seinem Emitter über einen Widerstand 362 an Masse und ist mit seinem Kollektor an den Anschluß T . angeschlossen. Der Anschluß T₁. ist mit einer B+-Betriebsspannungsquelle außerhalb des Schaltungsplättchens verbunden.

Der Anschluß T₁₇ verbindet die Masse- oder Bezugspotentialpunkte innerhalb und außerhalb der integrierten Schaltung. Die Betriebsspannung (B+) kann von 8 bis 16 Volt gegenüber Massepotential reichen. Der Schaltungspunkt 306 ist auf einer geregelten Spannung von 5,5 Volt gehalten. Die Ruhekomponente der Spannung

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an den Schaltungspunkten 234 und 2,36 beträgt annähernd 2,3 Volt. Die Schwingungsamplitude (Ausschwingung) des Eingangssignals ist auf zwischen ungefähr 1,5 und 3,5 Volt beschränkt.

Eine geeignete Begrenzungsverstärkerschaltung für die Belieferung der Schaltungspunkte 234 und 236 der Anordnung nach Figur 1 ist in der US-Patentanmeldung Serial No. 66 921 der gleichen Anmelderin beschrieben.

Zur Gewinnung des phasenverschobenen FM-Signals wird das FM-Signal von den Schaltungspunkten 234 und 236 den Basen zweier Transistoren 332 und 334 zugeführt. Die Emitter der Transistoren 332 und 334 sind an die Konstantstromquelle mit dem Transistor angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 334 ist mit der Betriebsspannungslextung 306 verbunden, und der Kollektor des Transistors 332 ist an den Emitter eines Transistors 338 angeschlossen,

Der Basis des Transistors 338 ist eine feste Vorspannung vom Emitter eines Transistors 336 zugeführt, der mit seinem Kollektor und seiner Basis an die Betriebsspannungslextung 306 angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors 338 ist über einen Widerstand 34O mit der Betriebsspannungslextung 306 verbunden. Ferner ist der Kollektor des Transistors 338 mit einem Anschluß T des Schaltungsplättchens 14 verbunden.

Zwischen den Anschlüssen T_n und T₁ ,, liegt ein kleiner Kondensator 342, der auch durch die Streukapazität allein gebildet sein kann.

Der Widerstand 340 und der Kondensator 342 in Verbindung mit Spulen 346 und 350 sowie einem Kondensator 351 bilden das Phasenschiebernetzwerk 62. Die Spule 346 liegt zwischen den Anschlüssen T₁₂ und T_Q. Die Spule 350 und der Kondensator 351 liegen in Parallelschaltung zwischen den Anschlüssen T^₂ und T.-. Außer dem Widerstand 340 und dem Kondensator 342 sind die Elemente des Phasenschiebernetzwerks 62 außerhalb der integrierten Schaltung angebracht.

Die Resonanzfrequenz des Parallelgliedes mit dem Kondensator

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3 51 und der Spule 3 50 liegt nahe der Mittenfrequenz der zugeführten Schwingung. Der Kondensator 351, die Spule 346 und die Spule 350 sind so eingestellt, daß sie im Phasenschiebernetzwerk 62 eine Phasenverschiebung von QO bei der Frequenz des unmodulierten Trägers hervorrufen. Eine andere Trägerfrequenz bewirkt eine andere Phasenverschiebung im Phasenschiebernetzwerk 62.

Der Anschluß T₁„ ist an die Basis eines Emitterfolgertransistors 352 angeschlossen. Der Kollektor des■Transistors 352 ist mit dem B+-Anschluß T₁ . verbunden, und sein Emitter liegt über einen Widerstand 354 an Masse.

Der Kollektor des Transistors 317 ist mit den Emittern der Transistoren 310, 312, 332 und 334 verbunden. Der Transistor 317 ist für konstanten Kollektorstromfluß eingerichtet. Sein Emitter liegt über den Widerstand 319 an Masse. Seine Basis und die Basis eines Transistors 32 5 sind ,jeweils mit dem Emitter eines Transistors 323 verbunden.

Der Emitter des Transistors 325 liegt über einen Widerstand 321 an Masse. Der Kollektor des Transistors 325 ist mit der Basis des Transistors 323 sowie über einen Widerstand 327 mit der Betriebsspannungsleitung 30 6 verbunden. Der Kollektor des Transistors 323 ist an die Betriebsspannungsleitung 306 angeschlossen.

Die Emitter der Transistoren 310 und 312 sind gemeinsam an die Konstantstromquelle mit dem Transistor 317 angeschlossen. Das auf die Schaltungspunkte 234 und 236 gekoppelte FM-Signal schaltet den Konstantstromfluß zwischen den Transistoren 310 und 312. Ebenso schaltet das phasenverschobene FM-Signal den Stromfluß durch die Transistoren 318 und 322 relativ zum Stromfluß durch die Transistoren 320 bzw. 324.

Die Phase des phasenverschobenen Signals ändert sich in Abhängigkeit von der Frequenzmodulation (Frequenzabweichung) der zugeführten Signalschwingung. Wenn daher der Transistor 310 leitet, sind die relativen Leitungswinkel der Transistoren 318 und 320 in die Verbraucher- oder Arbeitswiderstände 380 bzw. 382 eine Funktion der Signalmodulation.

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Dies hat zur Folge, daß die zwischen den Schaltungspunkten 370 und 372 erscheinende Ausgangsspannung des Detektors von einem positiven Wert über null in einen negativen Wert in direkter Abhängigkeit von den Änderungen der Phasenverschiebung zwischen der Inphase-Signalschwingung und der phasenverschobenen Signalschwingung wechselt. Wenn daher die 90 -Phasenbeziehung zwischen den Signalschwingungen bei der Trägerfrequenz nicht erhalten bleibt, wird die Kuliausgangsspannung verschoben, so daß sich eine unsymmetrische Demodulatorcharakteristik ergibt. Eine unsymmetrische Demodulatorcharakteristik hat zur Folge, daß die positiven und negativen Halbwellen der demodulierten Signalschwingungen unsymmetrisch werden, so daß nichtlineare Verzerrungen in die wieder-P gewonnene Signalschwingung eingeführt werden.

Figur 2 zeigt die Änderung der Demodulatorausgangsspannung als Funktion der Frequenzänderung für drei verschiedene Empfangszustände. Bei unmoduliertem Eingangsträger und perfekter 90°- Phasenbeziehung zwischen der Inphase- und der phasenverschobenen Signalschwingung an den Eingängen der Schaltertransistoren 318, 32O, 322 und 324 ist, wie oben erwähnt, die mittlere Demodulator-, ausgangsspannung null. Dies ist durch den Fulldurchgangspunkt 702 in Figur 2A und 2C wiedergegeben.

Figur 2A zeigt die Demodulatorausgangsspannung bei Empfang einer niederamplitudigen oder schwachen Signalschwingung. Die Amplitude der Signalschwingung reicht für eine Begrenzung nicht aus. Die Signalschwingung ist sowohl amplituden- als auch frequenzmoduliert. Die Änderung der Ausgangsspannung bei einer gegebenen Frequenz ist durch die Amplitudenmodulation der Hüllkurve der FM-Signalschwingung bedingt. Damit die gezeigte Demodulatorausgangsspannung erhalten wird, muß die 90°-Phasenbeziehung zwischen dem unmodulier-fcen Inphase- und dem unmodulierten phasenverschobenen Träger bei sämtlichen Signalamplituden erhalten bleiben.

Figur 2B zeigt die Demodulatorausgangsspannung für den Fall, daß die 90 -Phasenbeziehung zwischen der Inphase- und der phasenverschobenen Signalschwingung nicht bei sämtlichen Signalamplituden gegeben ist. Die Signal amplituden sind die gleichen wie im

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Falle der Figure 2A. Wie man sieht, ist der Nulldurchgangspunkt 702 von der NullSpannungsachse wegverschoben. Dies ergibt, wie bereits erwähnt, eine nichtlineare Verzerrung der wiedergewonnenen Signalschwingung.

Figur 2C zeigt die Demodulatorausgangsspannungscharakteristik für den Fall, daß eine Begrenzung in beiden Signalschwingungswegen aufrechterhalten ist und daß die 90 -Phasenbeziehung zwischen dem Inphase- und dem phasenverschobenen Träger über einen weiten Bereich von höheren Signalamplituden gegeben ist.

Der in Figur 1 gezeigte 90°-Detektor stellt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dar. Die 90 -Phasenbeziehung zwischen der unmodulierten Inphase- und der unmodulierten phasenverschobenen Signalschwingung kann bei sämtlichen Signalamplituden oder Signalpegeln aufrechterhalten werden. Der Detektor hat eine Ausgangsspannungs/Frequenzcharakteristik nach Figur 2A bei niedrigen Signalpegeln und nach Figur 2C bei höheren Signalpegeln.

Bei schwachem Empfangssignal weist die vom Ausgang des vorgeschalteten ZF-Begrenzungsverstärkers kommende FM-Signalschwingung eine unerwünschte Amplitudenmodulation auf. Es sollte daher die Demodulatorschaltung selbst möglichst viel zusätzliche Begrenzung bewirken, um den AM-Anteil im demodulierten Signal zu verringern. Leider wird jedoch, wenn der Differenzverstärker mit den Transistoren 3IO und 312 so kräftig ausgesteuert wird, daß er eine erhebliche Begrenzungswirkung ausübt, durch die Änderung der Phasenlaufzei/fc dieses Differenzverstärkers in Abhängigkeit von der Signalamplitude die AM-Unterdrückung des Demodulators beeinträchtigt. Ohne kompensierende Phasenlaufzeitänderung im Phasenverschiebungskanal würde die Änderung der Phasenlaufzeit im Inphasekanal von der Nutz-WM des Eingangssignals nicht unterscheidbar sein. Diese Störphasenmodulationskomponente wird vom 90°-Detektor wahrgenommen und demoduliert, was unerwünscht ist. Dieser Nachteil wird durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung nach Figur 1 behoben.

Die Schaltungsanordnung nach Figur 1 ist in der oben beschriebenen Weise so ausgebildet, daß sowohl im Hauptsignalweg

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als auch im Phasenverschiebungssignalweg die gleiche Begrenzung und Phasenlauf zeit auftritt. Die Gleichheit der Laufzeiten in den beiden Signalwegen ist äußerst wichtig, da sie die Verschiebung des Nulldurchgangspunktes 702 verhindert und den gewünschten, in Figur 2A veranschaulichten Niederpegelbetrieb ermöglicht. Wie bereits erwähnt, kann bei einer 90 -Detektorschaltung gemäß dem Stand der Technik, die direkt vom Ausgangssignal mit niedrigen Signalpegeln ausgesteuert wird, eine Verschiebung des Detektor-Nulldurchgangspunkts auftreten, wie durch den Punkt 702 in Figur 2B angedeutet.

Die Amplitudenmodulation der WM-Signalschwingungshüllkurve bei Verstärkung oder bei Verstärkung und Begrenzung durch einen Differenzverstärker (beispielsweise in Form der Transistoren 310, 312 oder der Transistoren 332, 334) erfährt eine Phasenverzögerung (Phasenlaufzeit). Die Größe dieser Phasenverzögerung ist eine nichtlineare Funktion der Amplitude der Signalschwingungshüllkurve. Das heißt, die Phasenverzögerungen oder -laufzeiten für das Maximum (Scheitel) und das Minimum (Wellental) der Amplituden modulation sind nicht gleich. Beträgt diese Laufzeitdifferenz 2lt, so ist der Betrag, um den die Signalschwingung in der Phase verschoben wird:

Δθ = At χ f χ 360°

worin: Aθ = Phasenverschiebung in Grad ^t = Zeit in Sekunden
f = Frequenz in Hz.

Dies wirkt sich so aus, als wäre das Phasenschiebernetzwerk (62) um Aq für einerseits das Maximum und andererseits das Minimum der AM-Periode auseinandergestimmt. Bei Einführung gleicher nichtlinearer Phasenverzögerungen in sowohl dem Inphase- als auch dem Phasenverschiebungssignalkanal wie bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach Figur 1 ist die effektive dynamische Verstimmung bezüglich des Maximums und des Minimums der AM-Periode im wesentlichen beseitigt.

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Durch die Verwendung von zwei Differenzverstärkern mit den Transistoren 310, 312 bzw. 332, 334 und deren paralleles Arbeiten wird das Problem einer Verschiebung des Nulldurchgangspunkts (Figur 2B) in Abhängigkeit vom Eingangssignalpegel behoben, indem eine etwaige Phasenverzögerung im Inphasekanal mit den Transistoren 310 und 312 durch die Verzögerung im Kanal mit den Transistoren 332 und 334 genau aufgehoben wird.

Es besteht daher Iceine relative Verzögerung zwischen den Eingangssignalen der Vervielfachertransistoren 318, 320, 322, 324, und die Leitungsxtfinkel der Vervielfachertransistoren werden durch die Verzögerungen oder Laufzeiten nicht beeinflußt. Dies macht den 90 -Detektor unempfindlich gegen die Verzögerung im Differenzverstärker mit den Transistoren 31Öund 312. Die durch die Laufzeit in den Differenzverstärkertransistoren 310, 312 oder 332, 334 verursachten Phasenverschiebungen werden ungefähr 10 erniedrigt, wenn die Transistoren bei hochpegeligen Eingangssignalen auf starke Begrenzung ausgesteuert werden. Dei Scha].tungsanordnungen gemäß dem Stand der Technik wird der Differenzverstärker mit den Transistoren 310, 312 allein verwendet. Der parallel damit betriebene zusätzliche Differenzverstärker mit den Transistoren 332, 334 der das Phasenschiebernetzwerk 62 mit Signalen speist, ist nicht vorhanden. Die QO -Phasenbeziehung zwischen den Signalschwingungen im Inphase- und im Phasenverschiebungskanal geht daher verloren, wenn der Eingangssignalpegel von unterhalb des Begrenzungspegels auf den Begrenzungspegel geht, ttfobei der KuIldurchgangspunkt 702 (Figur 2B) sich verschiebt.

Eine geringe zusätzliche Kompensation der Laufzeitdifferenzen in den beiden Signalwegen ergibt sich durch die Verwendung des in Basisschaltung arbeitenden Verstärkertransistors 338 im Phasenverschiebungskanal, Die nichtlineare Verzögerung des Transistors 338 im Phasenverschiebungskanal bildet ein Gegenstück zu nichtlinearen Verzögerungen, die durch die Transistoren 324, 318, 320 und 322 im Inphasekanal bedingt sind.

Die oben beschriebene Schaltungsanordnung ergibt eine unveränderliche Laufzeitdifferenz an den Kollektoren der Vervielfacher-

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transistoren 318 und. 322 zwischen dem Inphase- und dem Phasenverschiebungskanal, da die phasenverschobene Signalschwingung den Basen der Transistoren zugeführt ist, um die Kollektorströme zu steuern, während das Inphasesignal den Emittern zugeführt ist. Die den Basen der Vervielfachertransistoren 318, 322 zugeführten phasenverschobenen Signale werden stärker verzögert als die den Emittern zugeführten Signale. Diese zusätzliche Verzögerung entspricht der vergrößerten Phasennacheilung im Phasenverschiebungskanal. Soll der Phasenverschiebungskanal eine insgesamt um 90 voreilende Phasenverschiebung für den unmodulierten Träger liefern, so muß das Phasenschiebernetzwerk um mehr als 90 phasenverschieben. Dann kann diese invariante Verzögerung kompensiert werden. Der Nachteil dabei ist, daß ein einziger Abschnitt des Phasenschiebernetzwerks nicht mehr als um 90 phasenverschieben kann, so daß für das Phasenschiebernetzwerk zusätzliche Schaltungs elemente benötigt werden.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach Figur soll das Phasenschiebernetzwerk nahezu 90 Phasennacheilung statt 90 Phasenvoreilung liefern. Die Nacheilung des Phasenschiebernetzwerks ist so eingestellt, daß seine annähernd 80 Phasenverschiebung plus der zusätzlichen 10 , die durch die Phasennacheilung bei der Aussteuerung an den Basen der Vervielfachertransistoren 318 und 322 erhalten werden, insgesamt 90 Phasenverschiebung für den unmodulierten Träger ergeben.

Die zusätzliche Verzögerung um 10 , die zwischen Basis und Kollektor der Transistoren 318 und 322 eingeführt wird, bleibt im wesentlichen konstant, da die die Basen erreichenden Signalschwingungen stets innerhalb des linearen Arbeitsbereichs für den nutzbaren Eingangssignalbereich gehalten werden. Dies geschieht dadurch, daß man den Arbeitswiderstand 340 so niedrig bemißt, daß der zusätzliche Differenzverstärker 332, 334 selbst dann keine großen Spannungsausschwingungen am Anschluß T_Q erzeugen kann, wenn dieser Verstärker auf volle Begrenzung ausgesteuert wird. Aufgrund der Bandpaßcharakteristik des Phasenschiebernetzwerks wird die phasenverschobene Schwingung am Anschluß T₁„ gefiltert, so daß sie im wesentlichen die gleiche Wellenform bei sämtlichen Ein-

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gangssignalpegeln hat. Das Eingangssignal an den Schaltungspunkten 234 und 236 kann eine solche Größe haben, daß es von einem vorgeschalteten ZF-Bejrrrenztmpsverstärker begrenzt worden ist. In diesem Fall wäre es im wesentlichen ein Rechtecksignal mit steilen Wellenfronten, so daß das Problem, mit dem es die Erfindung zu tun hat, nicht auftreten würde.

Wenn das Eingangssignal des vorgeschalteten Begrenzungsverstärkers zu klein ist, um im Begrenzungsbereich zu bleiben, ähnelt die Spannung an den Schaltungspunkten 234 und 236 mehr einer Sinus schwingung mit geneigten oder schrägen Flanken. Die Phase der Sinusschwingung wird bei Verstärkung in den Transistoren 310 oder 312 um annähernd 10 verschoben, gemessen zwischen den Basisspannungen und den Kollektorströmen, die diese Transistoren an die Emitter der Vervielfachertransistoren 318 und 320 liefern. Eine um ungefähr 3 größere Phasenverschiebung ergibt sich in der Sinusschwingung vor deren Erscheinen an den Kollektoren der Schaltertransistoren 318 und 322.

Die Eingangssignalschwingung gelangt auch zu den Transistoren 332 und 334, die zwischen den Sinussignalen eine Verzögerung von 10 einführen, gemessen zwischen ihren Basisspannungen und Kollek-•borströmen. Diese Verzögerung ist gleich der von den Transistoren 310 und 312 eingeführten Verzögerung. Die am Kollektor des Transistors 332 auftretende Signalschwingung gelangt zum Emitter des Transistors 338 und erfährt eine um annähernd 3 größere Phasennacheilung, bevor sie am Kollektor des Transistors 338 erscheint. Diese Phasenverschiebungsnacheilung ist gleich der 3 -Phasenverschiebungsnacheilung, die durch die Schaltertransistoren 318 und 322 eingeführt wird. Die am Anschluß T„ erscheinende Signalschwingung wird auf die Spulen 346 und 350 und den Kondensator 351 gekoppelt, die in Verbindung mit dem Kollektorarbeitswiderstand 34O eine Phasennacheilung um annähernd 80° gegenüber der Signalschwingung am Anschluß Tg erzeugen.

Die am Anschluß T^ _n erscheinende Signalschwingung eilt daher dem Inphasesignal um diesen Betrag nach. Die Signalschwingung am Anschluß T^2 erfährt eine minimale Verzögerung, wenn sie über den

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Basis-Emitterübergang des Transistors 3 52 auf die Basis des Vervielfachertransistors 318 gekoppelt wird. Hier erfährt ,-jedoch die phasenverschobene Signalschwingung eine Phasenverschiebungs-" nacheilung um zusätzliche 10 bei ihrer Kopplung von den Basen auf die Kollektoren der Transistoren 318 oder 322.

Die gesamte Phasenverschiebungsnacheilung enthält daher die von den Transistoren 332 oder 334 eingeführten 10 , was gleich den durch den Transistor 310 oder 312 eingeführten 10 ist. Die vom Transistor 338 erzeugte Phasenverschiebungsnacheilung um 3 ist gleich der von den Vervielfachertransistoren 318 und 322 erzeugten Phasenverschiebungsnacheilung um 3 . An diesem Punkt ist nichts geschehen, um die Phasenbeziehung der beiden Signalschwingungen zu trennen. Eine zusätzliche Phasenverschiebungsnacheilung um annähernd 80° wird durch die Spulen 346 und 350, die Kondensatoren 342 und 351 in Zusammenarbeit mit dem Widerstand 340 erzeugt, Der Transistor 318 erzeugt eine zusätzliche Phasenverschiebungsnacheilung um annähernd 10°. Dies bewirkt, daß die 'phasenverschobene Signalschwingung um ungefähr 90 hinter der Inphase-Signalschwingung nacheilt, soweit das Ansprechen auf diese Signale an den Kollektoren der Vervielfachertransistoren 318 und 322 betroffen ist.

Eine FM-Gegentaktdemodulatorschaltung von der in Figur 1 gezeigten Art ergibt somit eine überlegene AM-Unterdrückung, eine verbesserte Begrenzungsschwelle und ein Minimum an nichtlinearer Verzerrung.

Die Schaltungsanordnung nach Figur 1 kann in verschiedener Hinsicht abgewandelt werden. So sind in Figur 1 die Emitter der Transistoren 310, 312, 332 und 334 an den Kollektor eines einzigen Konstantstromtransistors 317 angeschlossen. Da die Transistoren 310 und 332 mit ihren Basis-Emitterübergängen parallelgeschaltet sind, führen sie gleiche Ströme. Ebenso liegen die Transistoren 312 und 334 mit ihren Basis-Emitterübergängen parallel, so daß auch ihre Ströme gleich sind.

Das gleiche Resultat kann auch dadurch erhalten werden, daß man die verbundenen Emitter der Transistoren 332 und 334 an den

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Kollektor eines Konstantstromtransistors anschließt, während man einen retrennten, jedoch gleichartigen Konstantstromtransistor mit seinem Kollektor an die verbundenen Emitter der Transistoren 310 und 312 anschließt. Die Basis-Emittervorspannung des Konstantstromtransistors 317 oder des hierzu äquivalenten Konstantstromtransistors kann auch durch andere bekannte Mitte], bewerkstelligt werden.

Das Phasenschiebernetzwerk i'2 kann, ebenfalls abgewandelt werden. Beispielsweise kann das Phasenschiebernetzx^erk einen zweifach abgestimmten Transformator enthalten, dessen Primär- und Sekundärwicklung auf Antiresonanz bei der unmodulierter: Trägerfrenuenz abgestimmt sind und bei dem die Kopplung zwischen den v/icklungen so gewählt ist, daß sich eine Phasenverschiebung um 90 bei der unmodulierten Trägerfrequenz ergibt. Die Primärwicklung eines solchen Transformators wäre vom Ausgang des zusätzlichen DifferenzVerstärkers auszusteuern. Beispielsweise könnte die Primärwicklung vom Kollektor des Transistors 338 statt des Widerstands 340 und des Kondensators 3<:-2 ausgesteuert werden. Die Enden dor Sekundärwicklung wären an die zusammengeschalteten Basen der Transistoren 318 und 322 bzw. an die zusammengeschalteten Basen dei' Transistoren 320 und 324 anzuschließen. Die Sekundärwicklung könnte mit einem Ende an eine Vorspannung angeschlossen werden, so daß die Vervielfachertransistoren 318, 320, 322, 324 analog wie in Figur 1 mit einem eintaktigen phasenverschobenen Signal ausgesteuert werden. Statt dessen könnte die Sekundärwicklung auch in der Mitte angezapft sein, wobei die Mittelanzapfung an eine Vorspannung anzuschließen wäre, so daß die VervielfachertransistorenSlS, 320, 322, 324 mit gegentaktigen phasenverschobenen Signalen gespeist werden.

Zwar werden am zweckmäßigsten der Phasenverschiebungskanal an die Basen und der Inphasekanal an die Emitter der Vervielfachertransistoren 318, 320, 322, 324 angeschlossen; jedoch können die Anschlüsse der Signalkanäle auch umgekehrt sein.

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Claims

2U2661

Patentansprüche

WM-Demodulatorschaltung mit 90 -Phasenverschiebung, bei

der exne Vervielfacheranordnung mit ihrem Ausgang an eine Verbraucherschaltung und mit einem ersten Eingang über eine erste Koppelanordnung sowie mit einem zweiten Eingang über eine zweite Koppelanordriung an den Eingang des Demodulators angekoppelt ist, wobei eine dieser Koppelanordnungen ein Phasenschiebernetzwerk enthält und wobei die erste Koppelanordnung einen ersten Begrenzungsverstärker enthält, dessen Phasenlaufzeit sich in unerwünschter V/eise in Abhängigkeit von Änderungen der Eingangssignalamplitude ändert, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Koppelanordnung einen zweiten Begrenzungsverstärker (332, 334) enthält, dessen Phasenlaufzeitänderung in Abhängigkeit von Änderungen der Eingangssignalamplitude der des ersten Begrenzungsverstärkers (310, 312) gleichartig ist, derart, daß der Demodulator unempfindlich gegen die unerwünschte Phasenlaufzeitänderung des ersten BegrenzungsVerstärkers ist.
2. WI-Demodulatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Vervielfacheranordnung in an sich bekannter Weise mindestens einen ersten (318) und einen zweiten (320) Transistor enthält, deren zusammengeschaltete Emitter den ersten Eingang der Vervielfacheranordnung bilden, wobei das Ausgangssignal der Vervielfacheranordnung von mindestens einem der Kollektoren der beiden Transistoren abgenommen wird; daß der erste Begrenzungsverstärker in an sich bekannter Weise einen dritten (.310) und einen vierten (312) Transistor enthält, deren zusammengeschalteten Emittern ein Betriebsstrom zugeführt ist, deren Basen an den Eingang des 90 -Detektors der Demodulatorschaltung angeschlossen and und deren Kollektoren die Ausgänge des ersten Begrenzungsverstärkers bilden, wobei einer der Kollektoren an den ersten Eingang der Vervielfacheranordnung angeschlossen ist; daß der zweite Begrenzungsverstärker einen fünften (332) und einen sechsten (334) Transistor enthält, deren zusammengeschalteten Emittern ein Betriebsstrom zugeführt ist, deren Basen an die Basis

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2H2661

des dritten bzw. des vierten Transistors angeschlossen sind und deren Kollektoren einen ersten und einen zweiten Ausgang des zweiten Begrenzungsverstärkers bilden; und daß das Phasenschiebernetzwerk (62) frequenzabhängig ist und eingangsseitig an den ersten Ausgang des zweiten Begrenzungsverstärkers und ausgangsseitig an den zweiten Eingang der Vervielfacheranordnung angekoppelt ist, derart, daß Signalspannungen zwischen die Basen des ersten und des zweiten Transistors gelegt
3. WM-Demodulatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß ein in Basisverstärkerschaltung ausgelegter siebter Transistor (338) eingangsseitig an den ersten Ausgang des zweiten Begrenzungsverstärkers und ausgangsseitig an das frecmenzabhängige Phasenschiebernetzwerk angekoppelt ist.
4. WM-Demodulatorschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter des dritten, vierten, fünften und sechsten Transistors gemeinsam an eine Betriebsstromquelle angeschlossen sind.
5. WM-Demodulatorschaltung nach einem der Ansprüche 2,-3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude des Ausgangssignals des zweiten Begrenzungsverstärkers auf einen so kleinen Wert begrenzt wird, daß die Ansprechung des Ausgangs der Vervielfacheranordnung auf Signalspannungen zwischen den Basen des ersten und des zweiten Transistors keine nennenswerte nichtlineare Phasenverzögerung in Abhängigkeit von der Signalamplitude aufweist.

C. WM-Demodulatorschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5* gekennzeichnet durch zwei zusätzliche Transistoren (322, 324), die mit ihren Basen an die Basen des ersten bzw. zweiten Transistors, mit ihren Kollektoren an die Kollektoren des zweiten bzw. ersten Transistors und mit ihren Emittern gemeinsam an den zv/eiten der Kollektoren des dritten und des vierten Transistors angeschlossen sind.

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