JPH0678007A - ダイレクトコンバージョン方式復調回路 - Google Patents
ダイレクトコンバージョン方式復調回路Info
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- JPH0678007A JPH0678007A JP22428192A JP22428192A JPH0678007A JP H0678007 A JPH0678007 A JP H0678007A JP 22428192 A JP22428192 A JP 22428192A JP 22428192 A JP22428192 A JP 22428192A JP H0678007 A JPH0678007 A JP H0678007A
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- circuit
- signal
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 受信信号の検波信号を電流信号として出力す
る電流信号出力端を有するミキサー回路１と、このミキ
サー回路における検波信号を上記電流信号出力端から電
流信号として入力する電流信号入力端を有するチャネル
選択用アクティブフィルタ回路２とを備え、ミキサー回
路１の検波出力をチャネル選択用アクティブフィルタ回
路２へ電流入力する。 【効果】 前置フィルタを省略することが可能となり、
消費電力の削減、ＩＣのピン数削減、外付け部品の大幅
な削減でき、小形化、ローコスト化に大きく貢献でき
る。また、電圧振幅が小さい分だけ低電圧動作に有利と
なる。さらに、前置フィルタがなくてもそのフィルタ機
能も得ることができる。
る電流信号出力端を有するミキサー回路１と、このミキ
サー回路における検波信号を上記電流信号出力端から電
流信号として入力する電流信号入力端を有するチャネル
選択用アクティブフィルタ回路２とを備え、ミキサー回
路１の検波出力をチャネル選択用アクティブフィルタ回
路２へ電流入力する。 【効果】 前置フィルタを省略することが可能となり、
消費電力の削減、ＩＣのピン数削減、外付け部品の大幅
な削減でき、小形化、ローコスト化に大きく貢献でき
る。また、電圧振幅が小さい分だけ低電圧動作に有利と
なる。さらに、前置フィルタがなくてもそのフィルタ機
能も得ることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はダイレクトコンバージョ
ン方式復調回路に関する。
ン方式復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ダイレクトコンバージョン方式による受
信回路を説明するためのブロック図を図１２に示す。
信回路を説明するためのブロック図を図１２に示す。
【０００３】まず、ミキサー９３には局部発振器９９か
らｆc と等しい周波数の信号を供給し、ミキサー９６に
は９０度移相器９Ａからｆc と等しい周波数の信号を供
給する。これにより、アンテナ９１から受信した搬送波
周波数がｆc のＦＳＫ信号を、ＲＦ増幅器９２を通して
ミキサー９３，９６で受け、互いに９０度の位相差をも
ったｆc と等しい周波数の信号を用いて各ミキサ回路９
３，９６で検波する。さらに、ローパスフィルタ９４，
９７により隣接するチャネルの信号成分を抑圧して、コ
ンパレータ９５，９８によって波形整形を行った後にＤ
フリップフロップ９Ｂによって復調する。そして、最終
的に増幅器９Ｃから復調データ信号を出力する。
らｆc と等しい周波数の信号を供給し、ミキサー９６に
は９０度移相器９Ａからｆc と等しい周波数の信号を供
給する。これにより、アンテナ９１から受信した搬送波
周波数がｆc のＦＳＫ信号を、ＲＦ増幅器９２を通して
ミキサー９３，９６で受け、互いに９０度の位相差をも
ったｆc と等しい周波数の信号を用いて各ミキサ回路９
３，９６で検波する。さらに、ローパスフィルタ９４，
９７により隣接するチャネルの信号成分を抑圧して、コ
ンパレータ９５，９８によって波形整形を行った後にＤ
フリップフロップ９Ｂによって復調する。そして、最終
的に増幅器９Ｃから復調データ信号を出力する。
【０００４】このダイレクトコンバージョン方式は、ス
ーパヘテロダイン方式のように高周波で狭帯域のバンド
パスフィルタを必要とせず、ローパスフィルタ９４，９
７に対しては厳しい精度を要求されないため、ＩＣ化に
適している。
ーパヘテロダイン方式のように高周波で狭帯域のバンド
パスフィルタを必要とせず、ローパスフィルタ９４，９
７に対しては厳しい精度を要求されないため、ＩＣ化に
適している。
【０００５】ここで、文献１：R.C.French 『A High T
echnology VHF Radio Paging Receiveｒ』,Proc.Intern
ational Conference on Mobile Radio Systems and Tec
hniques pp.11-15のp.14-Fig.4に記載されているＩＣ化
したページャーの受信回路システムを図１３に示す。
echnology VHF Radio Paging Receiveｒ』,Proc.Intern
ational Conference on Mobile Radio Systems and Tec
hniques pp.11-15のp.14-Fig.4に記載されているＩＣ化
したページャーの受信回路システムを図１３に示す。
【０００６】この図において、ローパスフィルタ９４，
９７はジャイレータフィルタ（ＧＦ：Gyrator Filter）
を備えており、このジャイレータフィルタはアクティブ
フィルタから構成される。ページャーは、その小形化の
要求から、そのチャネル選択用のアクティブフィルタを
ＩＣ化する場合、容量をＩＣ内蔵しなければＩＣ化する
意味があまりない。このフィルタをＩＣ化した例とし
て、文献２：D.W.H.Calder『Ａudio Frequency Gyrator
Filters for an Integrated Radio Paging Receiver』
IEE Conference,York,England,10-13th September 19
84. に５次の楕円形のローパスフィルタが示されてい
る。
９７はジャイレータフィルタ（ＧＦ：Gyrator Filter）
を備えており、このジャイレータフィルタはアクティブ
フィルタから構成される。ページャーは、その小形化の
要求から、そのチャネル選択用のアクティブフィルタを
ＩＣ化する場合、容量をＩＣ内蔵しなければＩＣ化する
意味があまりない。このフィルタをＩＣ化した例とし
て、文献２：D.W.H.Calder『Ａudio Frequency Gyrator
Filters for an Integrated Radio Paging Receiver』
IEE Conference,York,England,10-13th September 19
84. に５次の楕円形のローパスフィルタが示されてい
る。
【０００７】図９に、フィルタの基本構成要素である差
動増幅回路を用いた電圧制御電流源（以下、ＶＣＣＳと
略す。）を示す。フィルタの遮断周波数ｆ0 は、差動増
幅回路のトランスコンダクタンスＧｍと負荷容量Ｃとの
比Ｇｍ／（２π・Ｃ）で決められる。ＩＣに内蔵できる
総容量値は標準的なプロセスでは、チップ面積の制限か
ら精々１０００ｐＦ程度が限界である。容量値が小さい
ため回路のインピーダンスが２００ｋΩと高い値に設定
されている。フィルタの雑音電圧は容量値の平方根にほ
ぼ反比例するので（文献３：『Ｈigh-Frequency CMOS C
ontinuous-TimeFilteｒ』IEEE Journal OF Solide-Stat
e Circuits,Vol.sc-19,no.6 December1984 p944 の（２
０）式を参照）、容量値が小さいと大きな雑音電圧が出
力されるため、ミキサー回路から出力された信号を、フ
ィルタの等価入力換算雑音より大きい値に増幅してアク
ティブフィルタに入力する回路が必要になる。この増幅
回路は受信感度を高くするためには低雑音でなければな
らず、隣接チャネルの信号に対する抑圧比を高くするた
めには低歪みであることが求められる。また、ページャ
ーは小型の電池で動作させる都合上、出来る限り低電圧
（一例として電池一本で動かすためには１．５Ｖで動作
させる必要がある）、低電流であることが望まれる。信
号レベルが高い隣接チャネルの信号を抑圧して所望波を
受信しようとした場合、増幅回路を隣接チャネルの信号
が通過すると、信号振幅が大きくなり過ぎる。そのた
め、増幅回路は、受信信号のみ増幅し、隣接する信号を
減衰させる前置フィルタを備える必要がある。
動増幅回路を用いた電圧制御電流源（以下、ＶＣＣＳと
略す。）を示す。フィルタの遮断周波数ｆ0 は、差動増
幅回路のトランスコンダクタンスＧｍと負荷容量Ｃとの
比Ｇｍ／（２π・Ｃ）で決められる。ＩＣに内蔵できる
総容量値は標準的なプロセスでは、チップ面積の制限か
ら精々１０００ｐＦ程度が限界である。容量値が小さい
ため回路のインピーダンスが２００ｋΩと高い値に設定
されている。フィルタの雑音電圧は容量値の平方根にほ
ぼ反比例するので（文献３：『Ｈigh-Frequency CMOS C
ontinuous-TimeFilteｒ』IEEE Journal OF Solide-Stat
e Circuits,Vol.sc-19,no.6 December1984 p944 の（２
０）式を参照）、容量値が小さいと大きな雑音電圧が出
力されるため、ミキサー回路から出力された信号を、フ
ィルタの等価入力換算雑音より大きい値に増幅してアク
ティブフィルタに入力する回路が必要になる。この増幅
回路は受信感度を高くするためには低雑音でなければな
らず、隣接チャネルの信号に対する抑圧比を高くするた
めには低歪みであることが求められる。また、ページャ
ーは小型の電池で動作させる都合上、出来る限り低電圧
（一例として電池一本で動かすためには１．５Ｖで動作
させる必要がある）、低電流であることが望まれる。信
号レベルが高い隣接チャネルの信号を抑圧して所望波を
受信しようとした場合、増幅回路を隣接チャネルの信号
が通過すると、信号振幅が大きくなり過ぎる。そのた
め、増幅回路は、受信信号のみ増幅し、隣接する信号を
減衰させる前置フィルタを備える必要がある。
【０００８】しかし、この場合の前置フィルタに用いる
容量は、ノイズを低い値に抑える必要上から回路のイン
ピーダンスを下げるために大きな容量値を必要とする。
この場合、ＩＣに内蔵できる単位面積あたりの容量値の
大きいプロセスを用いるか、またはそのようなプロセス
がないときにはＩＣへの内蔵ができないので、外付けす
る必要がある。後者の場合にはＩＣのピン数増加による
パッケージの大型化、外付け部品の増加が小形化の妨げ
になり、さらにコストアップを招く。以上述べたよう
に、この前置フィルタ１０１は、ＩＣのピン数増加、外
付け部品の増加、消費電流の増加を招き、ＩＣ化した利
点を半減させることとなる。
容量は、ノイズを低い値に抑える必要上から回路のイン
ピーダンスを下げるために大きな容量値を必要とする。
この場合、ＩＣに内蔵できる単位面積あたりの容量値の
大きいプロセスを用いるか、またはそのようなプロセス
がないときにはＩＣへの内蔵ができないので、外付けす
る必要がある。後者の場合にはＩＣのピン数増加による
パッケージの大型化、外付け部品の増加が小形化の妨げ
になり、さらにコストアップを招く。以上述べたよう
に、この前置フィルタ１０１は、ＩＣのピン数増加、外
付け部品の増加、消費電流の増加を招き、ＩＣ化した利
点を半減させることとなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、上記シ
ステム構成において前置フィルタがあるとＩＣのピン数
増加、消費電力の増加、外付け部品によるコストアップ
を招くため、前置フィルタを用いないか、あるいは出来
る限り利得の小さいもので済ますようにアクティブフィ
ルタの雑音をＩＣ内蔵容量の値を増加させずに実現する
必要がある。
ステム構成において前置フィルタがあるとＩＣのピン数
増加、消費電力の増加、外付け部品によるコストアップ
を招くため、前置フィルタを用いないか、あるいは出来
る限り利得の小さいもので済ますようにアクティブフィ
ルタの雑音をＩＣ内蔵容量の値を増加させずに実現する
必要がある。
【００１０】本発明は上記従来技術の有する問題点に鑑
みてなされたもので、その目的とするところは、前置フ
ィルタの設置を必要とせず、消費電力の削減、ＩＣのピ
ン数削減、外付け部品の削減を図ることができ、小形
化、ローコスト化に対して貢献できるダイレクトコンバ
ージョン方式復調回路を提供することにある。
みてなされたもので、その目的とするところは、前置フ
ィルタの設置を必要とせず、消費電力の削減、ＩＣのピ
ン数削減、外付け部品の削減を図ることができ、小形
化、ローコスト化に対して貢献できるダイレクトコンバ
ージョン方式復調回路を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明のダイレクトコン
バージョン方式復調回路は、受信信号の検波信号を電流
信号として出力する電流信号出力端を有するミキサー回
路と、このミキサー回路における検波信号を上記電流信
号出力端から電流信号として入力する電流信号入力端を
有するチャネル選択用アクティブフィルタ回路とを備
え、ミキサー回路の検波出力をチャネル選択用アクティ
ブフィルタ回路へ電流入力するようにしたことを特徴と
している。
バージョン方式復調回路は、受信信号の検波信号を電流
信号として出力する電流信号出力端を有するミキサー回
路と、このミキサー回路における検波信号を上記電流信
号出力端から電流信号として入力する電流信号入力端を
有するチャネル選択用アクティブフィルタ回路とを備
え、ミキサー回路の検波出力をチャネル選択用アクティ
ブフィルタ回路へ電流入力するようにしたことを特徴と
している。
【００１２】
【作用】よって、従来技術では信号を電圧増幅している
が、ミキサー回路の出力を前置フィルタを介さずに電流
出力をチャネル選択用のアクティブフィルタに入力する
こととなる。
が、ミキサー回路の出力を前置フィルタを介さずに電流
出力をチャネル選択用のアクティブフィルタに入力する
こととなる。
【００１３】チャネル選択用のアクティブフィルタは、
回路のインピーダンスが高いために雑音が大きい反面、
電流で入力した場合には高い利得を得ることができるの
で、ミキサーから、ＩＣ化されたアクティブフィルタへ
電流入力すれば、前置フィルタを省略することが可能と
なるのである。前置フィルタを取り除くことができれ
ば、消費電力の削減、ＩＣのピン数削減、外付け部品の
大幅な削減できるので、小形化、ローコスト化に対して
大きく貢献できる。
回路のインピーダンスが高いために雑音が大きい反面、
電流で入力した場合には高い利得を得ることができるの
で、ミキサーから、ＩＣ化されたアクティブフィルタへ
電流入力すれば、前置フィルタを省略することが可能と
なるのである。前置フィルタを取り除くことができれ
ば、消費電力の削減、ＩＣのピン数削減、外付け部品の
大幅な削減できるので、小形化、ローコスト化に対して
大きく貢献できる。
【００１４】また、本発明のように、検波信号を電流入
力する場合には、電圧増幅よりも電圧振幅が小さいので
低電圧動作の観点からも有利である。
力する場合には、電圧増幅よりも電圧振幅が小さいので
低電圧動作の観点からも有利である。
【００１５】さらに、従来のダブルスーパヘテロダイン
方式では、変換された周波数が、４５５ｋＨｚ、や１
０．７ＭＨｚという高周波であったため、周波数特性を
良好にすべく、ミキサー回路の負荷として、値の小さい
抵抗器（一例として数キロオーム）しか用いることがで
きなかったが、ダイレクトコンバージョン方式では、周
波数変換後に必要な帯域は、ページャーでは８ｋＨｚ程
度であるので、大きな負荷抵抗を用いても周波数特性上
の問題は生じない。本発明ではこの点を有効に生かして
いる。
方式では、変換された周波数が、４５５ｋＨｚ、や１
０．７ＭＨｚという高周波であったため、周波数特性を
良好にすべく、ミキサー回路の負荷として、値の小さい
抵抗器（一例として数キロオーム）しか用いることがで
きなかったが、ダイレクトコンバージョン方式では、周
波数変換後に必要な帯域は、ページャーでは８ｋＨｚ程
度であるので、大きな負荷抵抗を用いても周波数特性上
の問題は生じない。本発明ではこの点を有効に生かして
いる。
【００１６】そして、従来技術の電圧増幅を行った場
合、入力の電圧制御電流源の線形範囲（図８の回路で
は、５０ｍＶpp）までしか線形増幅できない。図１に示
す５次の楕円形のローパスフィルタの端子の振幅特性
では、２５ｋＨｚにある隣接チャネルの信号は、電流で
入力した時点で−１５ｄＢ程度低下する。そのため、ア
クティブフィルタへ電流で入力すれば端子の振幅が５
０ｍＶppになるまで歪まない。よって、電圧で入力した
場合の対して、５倍（１５ｄＢ）の線形入力電圧範囲が
あることに相当し、前置フィルタのフィルタ機能をも有
することになる。
合、入力の電圧制御電流源の線形範囲（図８の回路で
は、５０ｍＶpp）までしか線形増幅できない。図１に示
す５次の楕円形のローパスフィルタの端子の振幅特性
では、２５ｋＨｚにある隣接チャネルの信号は、電流で
入力した時点で−１５ｄＢ程度低下する。そのため、ア
クティブフィルタへ電流で入力すれば端子の振幅が５
０ｍＶppになるまで歪まない。よって、電圧で入力した
場合の対して、５倍（１５ｄＢ）の線形入力電圧範囲が
あることに相当し、前置フィルタのフィルタ機能をも有
することになる。
【００１７】
【実施例】図１は本発明の一実施例に係る復調回路の構
成を示すものである。
成を示すものである。
【００１８】この図において、１は差動増幅回路による
ミキサー回路、２は電流入力の構成にした５次の楕円形
のローパスフィルタ回路を示す。
ミキサー回路、２は電流入力の構成にした５次の楕円形
のローパスフィルタ回路を示す。
【００１９】ミキサー回路１は差動入力を構成するｎｐ
ｎ型トランジスタＱ1 ，Ｑ2 とｆc入力端を構成するバ
イアス用のｎｐｎ型トランジスタＱ3 と能動負荷となる
カレントミラー回路を形成するｐｎｐ型トランジスタＱ
4 ，Ｑ5 とを備え、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が受信信号
で振動し、トランジスタＱ3 が周波数ｆc で動作するこ
とで、検波信号がカレントミラー回路のトランジスタＱ
5 のコレクタ電流として取出される。
ｎ型トランジスタＱ1 ，Ｑ2 とｆc入力端を構成するバ
イアス用のｎｐｎ型トランジスタＱ3 と能動負荷となる
カレントミラー回路を形成するｐｎｐ型トランジスタＱ
4 ，Ｑ5 とを備え、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が受信信号
で振動し、トランジスタＱ3 が周波数ｆc で動作するこ
とで、検波信号がカレントミラー回路のトランジスタＱ
5 のコレクタ電流として取出される。
【００２０】ローパスフィルタ回路２は、コンダクタン
スアンプとして、能動抵抗器を形成するコンダクタンス
アンプＧＲと、インダクタンスを形成するコンダクタン
スアンプＧＬ1 〜ＧＬ5 とを備え、ミキサー回路１の出
力を最も前段のアンプＧＬ1で直接電流入力する構成と
されている。
スアンプとして、能動抵抗器を形成するコンダクタンス
アンプＧＲと、インダクタンスを形成するコンダクタン
スアンプＧＬ1 〜ＧＬ5 とを備え、ミキサー回路１の出
力を最も前段のアンプＧＬ1で直接電流入力する構成と
されている。
【００２１】ここで、ミキサー回路１から出力された信
号の変換利得をＧｘ、ローパスフィルタ回路２の入力抵
抗をＲinとすると、Ｇｘ・Ｒinの利得が得られるので、
入力抵抗Ｒinが大きい値であれば高い利得が得られる。
号の変換利得をＧｘ、ローパスフィルタ回路２の入力抵
抗をＲinとすると、Ｇｘ・Ｒinの利得が得られるので、
入力抵抗Ｒinが大きい値であれば高い利得が得られる。
【００２２】チャネル選択用のアクティブフィルタは回
路のインピーダンスが高い。したがって、Ｇｘ・Ｒinと
して大きな値が得られることとなり、前置フィルタを省
略することが可能となる。前置フィルタを取り除くこと
ができれば、消費電力の削減、ＩＣのピン数削減、外付
け部品の大幅な削減できるので、小形化、ローコスト化
に対して大きく貢献できる。また電流入力する場合は、
電圧増幅よりも電圧振幅は小さいので低電圧動作に有利
である。
路のインピーダンスが高い。したがって、Ｇｘ・Ｒinと
して大きな値が得られることとなり、前置フィルタを省
略することが可能となる。前置フィルタを取り除くこと
ができれば、消費電力の削減、ＩＣのピン数削減、外付
け部品の大幅な削減できるので、小形化、ローコスト化
に対して大きく貢献できる。また電流入力する場合は、
電圧増幅よりも電圧振幅は小さいので低電圧動作に有利
である。
【００２３】そして、図８に示すように、５次の楕円形
のローパスフィルタ２の入力端子の振幅特性では、２
５ｋＨｚにある隣接チャネルの信号は電流で入力した時
点で−１５ｄＢ程度低下するので、電流で入力すれば端
子の振幅が、５０ｍＶppになるまで歪まないこととな
る。これは、電圧で入力した場合に対して、５倍（１５
ｄＢ）の線形入力電圧範囲があることに相当し、本発明
の電流入力型回路は前置フィルタのフィルタ機能をも有
することになる。
のローパスフィルタ２の入力端子の振幅特性では、２
５ｋＨｚにある隣接チャネルの信号は電流で入力した時
点で−１５ｄＢ程度低下するので、電流で入力すれば端
子の振幅が、５０ｍＶppになるまで歪まないこととな
る。これは、電圧で入力した場合に対して、５倍（１５
ｄＢ）の線形入力電圧範囲があることに相当し、本発明
の電流入力型回路は前置フィルタのフィルタ機能をも有
することになる。
【００２４】尚、ローパスフィルタ回路２は５次のもの
に限らず必要な次数のフィルタとして構成することがで
きる。
に限らず必要な次数のフィルタとして構成することがで
きる。
【００２５】また、図２に示すようにローパスフィルタ
回路２から入力能動抵抗器を構成するコンダクタンスア
ンプＧＲを取除いた構成とすることもできる。
回路２から入力能動抵抗器を構成するコンダクタンスア
ンプＧＲを取除いた構成とすることもできる。
【００２６】さらに、図３に示すように、図１の回路を
バランス型として、アクティブフィルタを２個並列に用
いる構成とすることができる。
バランス型として、アクティブフィルタを２個並列に用
いる構成とすることができる。
【００２７】この場合、バランス型であるので、２次歪
みは打ち消され、歪みの少ない増幅を行うことが可能に
なる。
みは打ち消され、歪みの少ない増幅を行うことが可能に
なる。
【００２８】図４はミキサー回路の変形例を示すもので
ある。
ある。
【００２９】この図に示すミキサー回路は、図１〜３に
示すような差動増幅回路ではなくダブルバランスの構成
とされており、６個のｎｐｎ型トランジスタＱ41〜Ｑ46
を備えている。
示すような差動増幅回路ではなくダブルバランスの構成
とされており、６個のｎｐｎ型トランジスタＱ41〜Ｑ46
を備えている。
【００３０】図５は本発明の利得補償型とした実施例に
係る復調回路の構成を示すものである。
係る復調回路の構成を示すものである。
【００３１】この図において、ミキサー回路とローパス
フィルタ回路との間に電流−電圧変換回路Ｔ1 と電圧制
御電流源となるトランスコンダクタンスアンプＴ2 とが
挿入されており、トランジスタＱ5 のコレクタ→エミッ
タ電流は電流−電圧変換回路Ｔ1 によって電圧信号に変
換され、この電圧信号の電圧値によって電圧制御電流源
Ｔ2 の利得が制御され、その結果、利得が補償される。
フィルタ回路との間に電流−電圧変換回路Ｔ1 と電圧制
御電流源となるトランスコンダクタンスアンプＴ2 とが
挿入されており、トランジスタＱ5 のコレクタ→エミッ
タ電流は電流−電圧変換回路Ｔ1 によって電圧信号に変
換され、この電圧信号の電圧値によって電圧制御電流源
Ｔ2 の利得が制御され、その結果、利得が補償される。
【００３２】図６は図５に示す電圧制御電流源Ｔ2 の具
体的な回路構成を示すものである。
体的な回路構成を示すものである。
【００３３】この図に示すように、電圧制御電流源Ｔ2
は、差動入力を形成するｎｐｎ型トランジスタＱ61，Ｑ
62と、能動負荷としてのカレントミラー回路を形成する
ｐｎｐ型トランジスタＱ63，Ｑ64と、エミッタ抵抗器Ｒ
とからなる差動増幅回路としての構成を有する。変換回
路Ｔ1 の出力電圧信号はトランジスタＱ61のベースに入
力され、トランジスタＱ62のベースには電池によって基
準電圧が印加されており、変換回路Ｔ1 の出力レベルに
応じてトランジスタＱ61，Ｑ62のバランスが制御され
る。これにより、トランジスタＱ64のコレクタ電流が入
力電圧信号レベルに応じて増加し、利得補償が達成され
ることとなる。
は、差動入力を形成するｎｐｎ型トランジスタＱ61，Ｑ
62と、能動負荷としてのカレントミラー回路を形成する
ｐｎｐ型トランジスタＱ63，Ｑ64と、エミッタ抵抗器Ｒ
とからなる差動増幅回路としての構成を有する。変換回
路Ｔ1 の出力電圧信号はトランジスタＱ61のベースに入
力され、トランジスタＱ62のベースには電池によって基
準電圧が印加されており、変換回路Ｔ1 の出力レベルに
応じてトランジスタＱ61，Ｑ62のバランスが制御され
る。これにより、トランジスタＱ64のコレクタ電流が入
力電圧信号レベルに応じて増加し、利得補償が達成され
ることとなる。
【００３４】また、５次の楕円形のローパスフィルタは
上述のような構成に限らず、図７に示すような構成にす
ることもできる。この構成は、リープフログシミュレー
ションによるシグナルフローグラフから構成した例であ
り、シングル入力差動出力の構成となる。
上述のような構成に限らず、図７に示すような構成にす
ることもできる。この構成は、リープフログシミュレー
ションによるシグナルフローグラフから構成した例であ
り、シングル入力差動出力の構成となる。
【００３５】また、ローパスフィルタを構成するための
差動増幅回路としては前述の図９に示す構成のものも使
用することができる。これは差動対をなすトランジスタ
のエミッタ面積に比を設定し、線形入力範囲を広げたも
のである。
差動増幅回路としては前述の図９に示す構成のものも使
用することができる。これは差動対をなすトランジスタ
のエミッタ面積に比を設定し、線形入力範囲を広げたも
のである。
【００３６】しかし、この場合、最小サイズトランジス
タ１個あたりの電流が極めて小さい値になるので、用い
るプロセスは、この電流値まで電流増幅率βが低下しな
いプロセスに限られ、プロセスの選択幅が大きく制限さ
れる。
タ１個あたりの電流が極めて小さい値になるので、用い
るプロセスは、この電流値まで電流増幅率βが低下しな
いプロセスに限られ、プロセスの選択幅が大きく制限さ
れる。
【００３７】そこで、本発明の発明者らによって、さら
に線形入力範囲を拡大し、１００ｍＶppまでにした回路
図１０に示す。
に線形入力範囲を拡大し、１００ｍＶppまでにした回路
図１０に示す。
【００３８】この図に示す回路は、一組または複数組の
エミッタカップルドペアを並列接続してコレクタ電流を
加算する構成とされ、ａ，ｂはそれぞれ差動対のエミッ
タ面積比を示し、αはバイアス電流比を示す。それらの
数値の一例を言うと、ａ＝１３．４，ｂ＝２．０３，α
＝１．８３と設定される。
エミッタカップルドペアを並列接続してコレクタ電流を
加算する構成とされ、ａ，ｂはそれぞれ差動対のエミッ
タ面積比を示し、αはバイアス電流比を示す。それらの
数値の一例を言うと、ａ＝１３．４，ｂ＝２．０３，α
＝１．８３と設定される。
【００３９】さらに、今までの説明では、ＦＳＫを受信
する場合について述べたが、ＡＭ変調、ＱＰＳＫなどの
その他の位相変調、周波数変調方式に対する受信に対し
ても、ダイレクトコンバージョン方式の復調が可能であ
り、検波回路が異なるのみで、本発明を用いれば同様の
性能向上をもたらすことが可能である。将来、低価格の
受信機の多くが、ダイレクトコンバージョン方式の復調
を行うことが考えられるので、本発明の適用範囲は、極
めて広いものと考えられる。
する場合について述べたが、ＡＭ変調、ＱＰＳＫなどの
その他の位相変調、周波数変調方式に対する受信に対し
ても、ダイレクトコンバージョン方式の復調が可能であ
り、検波回路が異なるのみで、本発明を用いれば同様の
性能向上をもたらすことが可能である。将来、低価格の
受信機の多くが、ダイレクトコンバージョン方式の復調
を行うことが考えられるので、本発明の適用範囲は、極
めて広いものと考えられる。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ミ
キサー回路の検波出力をチャネル選択用アクティブフィ
ルタ回路へ電流入力するようにしたことから、チャネル
選択用のアクティブフィルタにおける回路インピーダン
スの大きさをもって高い利得を得ることができるので、
前置フィルタを省略することが可能となり、消費電力の
削減、ＩＣのピン数削減、外付け部品の大幅な削減でき
るので、小形化、ローコスト化に対して大きく貢献でき
る。
キサー回路の検波出力をチャネル選択用アクティブフィ
ルタ回路へ電流入力するようにしたことから、チャネル
選択用のアクティブフィルタにおける回路インピーダン
スの大きさをもって高い利得を得ることができるので、
前置フィルタを省略することが可能となり、消費電力の
削減、ＩＣのピン数削減、外付け部品の大幅な削減でき
るので、小形化、ローコスト化に対して大きく貢献でき
る。
【００４１】また、本発明のように、検波信号を電流入
力する場合には、電圧増幅よりも電圧振幅が小さいので
低電圧動作の観点からも有利である。
力する場合には、電圧増幅よりも電圧振幅が小さいので
低電圧動作の観点からも有利である。
【００４２】さらに、従来のダブルスーパヘテロダイン
方式では、変換された周波数が、４５５ｋＨｚ、や１
０．７ＭＨｚという高周波であったため、周波数特性を
良好にすべく、ミキサー回路の負荷として、値の小さい
抵抗器（一例として数キロオーム）しか用いることがで
きなかったが、ダイレクトコンバージョン方式では、周
波数変換後に必要な帯域は、ページャーでは８ｋＨｚ程
度であるので、大きな負荷抵抗を用いても周波数特性上
の問題は生じない。本発明によれば、この点を有効に生
かすことができる。
方式では、変換された周波数が、４５５ｋＨｚ、や１
０．７ＭＨｚという高周波であったため、周波数特性を
良好にすべく、ミキサー回路の負荷として、値の小さい
抵抗器（一例として数キロオーム）しか用いることがで
きなかったが、ダイレクトコンバージョン方式では、周
波数変換後に必要な帯域は、ページャーでは８ｋＨｚ程
度であるので、大きな負荷抵抗を用いても周波数特性上
の問題は生じない。本発明によれば、この点を有効に生
かすことができる。
【００４３】さらにまた、図８から確認されるように、
アクティブフィルタの電流入力端子における振幅特性で
は隣接チャネルの信号は、電流で入力した時点ですでに
大きく減衰することとなるため、その分、振幅を歪ませ
ることなく検波信号を入力することができることとな
り、電圧で入力した場合に対して前置フィルタを設置し
たときの値に相当する線形入力電圧範囲が得られ、前置
フィルタのフィルタ機能をも獲得することができる。
アクティブフィルタの電流入力端子における振幅特性で
は隣接チャネルの信号は、電流で入力した時点ですでに
大きく減衰することとなるため、その分、振幅を歪ませ
ることなく検波信号を入力することができることとな
り、電圧で入力した場合に対して前置フィルタを設置し
たときの値に相当する線形入力電圧範囲が得られ、前置
フィルタのフィルタ機能をも獲得することができる。
【図１】本発明の一実施例に係るダイレクトコンバージ
ョン方式復調回路の構成を示す回路図。
ョン方式復調回路の構成を示す回路図。
【図２】図１に示すローパスフィルタ回路から入力能動
抵抗器となるアンプを除いた形の本発明の他の実施例と
なるダイレクトコンバージョン方式復調回路の構成を示
す回路図。
抵抗器となるアンプを除いた形の本発明の他の実施例と
なるダイレクトコンバージョン方式復調回路の構成を示
す回路図。
【図３】図１に示す構成のアクティブフィルタを２個並
列に用いた形の本発明の他の実施例に係るダイレクトコ
ンバージョン方式復調回路の構成を示す回路図。
列に用いた形の本発明の他の実施例に係るダイレクトコ
ンバージョン方式復調回路の構成を示す回路図。
【図４】本発明に係るミキサー回路の変形例となるダブ
ルバランス型ミキサー回路の構成を示す回路図。
ルバランス型ミキサー回路の構成を示す回路図。
【図５】図１に示す回路に利得補償手段を付加した形の
本発明の他の実施例となるダイレクトコンバージョン方
式復調回路の構成を示す回路図。
本発明の他の実施例となるダイレクトコンバージョン方
式復調回路の構成を示す回路図。
【図６】図５に示す電圧制御電流源の具体的な回路構成
を示す回路図。
を示す回路図。
【図７】本発明に係るローパスフィルタ回路の変形例と
なるリープフログシミュレーションによるシグナルフロ
ーグラフに基づいて構築した回路構成を示す回路図。
なるリープフログシミュレーションによるシグナルフロ
ーグラフに基づいて構築した回路構成を示す回路図。
【図８】５次ローパスフィルタフィルタの特性を示すグ
ラフ。
ラフ。
【図９】本発明に係るアクティブフィルタを構成する差
動増幅回路の変形例となる低雑音化回路の構成を示す回
路図。
動増幅回路の変形例となる低雑音化回路の構成を示す回
路図。
【図１０】本発明に係るアクティブフィルタを構成する
差動増幅回路の変形例となる低雑音化回路の他の例を示
す回路図。
差動増幅回路の変形例となる低雑音化回路の他の例を示
す回路図。
【図１１】従来の電圧入力型復調回路のアクティブフィ
ルタの構成を示す回路図。
ルタの構成を示す回路図。
【図１２】従来のダイレクトコンバージョン方式受信回
路の全体の構成を示すブロックダイアグラム。
路の全体の構成を示すブロックダイアグラム。
【図１３】従来のページャーの全体構成を示すブロック
ダイアグラム。
ダイアグラム。
１ ミキサー回路 ２ ローパスフィルタ回路 ローパスフィルタ回路２の検波信号電流入力ノード
Claims (1)
- 【請求項１】受信信号の検波信号を電流信号として出力
する電流信号出力端を有するミキサー回路と、 該ミキサー回路における検波信号を前記電流信号出力端
から電流信号として入力する電流信号入力端を有するチ
ャネル選択用アクティブフィルタ回路とを備えたことを
特徴とするダイレクトコンバージョン方式復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22428192A JPH0678007A (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | ダイレクトコンバージョン方式復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22428192A JPH0678007A (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | ダイレクトコンバージョン方式復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0678007A true JPH0678007A (ja) | 1994-03-18 |
Family
ID=16811315
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22428192A Pending JPH0678007A (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | ダイレクトコンバージョン方式復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0678007A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7271648B2 (en) | 1999-06-15 | 2007-09-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ladder filter, analog equalizer and signal readout system |
| US8280333B2 (en) | 2007-08-07 | 2012-10-02 | Nxp B.V. | Harmonic rejection mixer unit and method for performing a harmonic rejection mixing |
| US8660508B2 (en) | 2009-04-28 | 2014-02-25 | Nxp, B.V. | Calibration of passive harmonic-rejection mixer |
-
1992
- 1992-08-24 JP JP22428192A patent/JPH0678007A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7271648B2 (en) | 1999-06-15 | 2007-09-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ladder filter, analog equalizer and signal readout system |
| US8280333B2 (en) | 2007-08-07 | 2012-10-02 | Nxp B.V. | Harmonic rejection mixer unit and method for performing a harmonic rejection mixing |
| US8660508B2 (en) | 2009-04-28 | 2014-02-25 | Nxp, B.V. | Calibration of passive harmonic-rejection mixer |
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