JP3316374B2 - 発振装置 - Google Patents
発振装置Info
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- JP3316374B2 JP3316374B2 JP10781496A JP10781496A JP3316374B2 JP 3316374 B2 JP3316374 B2 JP 3316374B2 JP 10781496 A JP10781496 A JP 10781496A JP 10781496 A JP10781496 A JP 10781496A JP 3316374 B2 JP3316374 B2 JP 3316374B2
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、発振器の出力信号
レベルを一定にするＡＬＣ（自動レベルコントロール）
機能を備えた発振装置に関するもので、特にＩＣ化に適
した発振装置に関する。
レベルを一定にするＡＬＣ（自動レベルコントロール）
機能を備えた発振装置に関するもので、特にＩＣ化に適
した発振装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】発振器の出力信号レベルを一定にするＡ
ＬＣ機能を備えた発振装置として、図２の装置が考えら
れる。図２の発振器（１）は、内部に発振ループを有し
ておりその発振出力信号を出力端子（２）に発生する。
発振器（１）は、制御端子（３）の制御信号レベルによ
り、その発振出力信号レベルが変化する。
ＬＣ機能を備えた発振装置として、図２の装置が考えら
れる。図２の発振器（１）は、内部に発振ループを有し
ておりその発振出力信号を出力端子（２）に発生する。
発振器（１）は、制御端子（３）の制御信号レベルによ
り、その発振出力信号レベルが変化する。
【０００３】初期状態では、制御端子（３）の制御信号
レベルが「Ｌ」レベルであり、その発振出力信号レベル
は高くなっている。この発振出力信号は、直流阻止コン
デンサ（４）、直流電圧設定用の抵抗（５）（６）を介
して検波用のダイオード（７）に印加される。ダイオー
ド（７）は、レベル検波した信号をコンデンサ（８）に
充電する。そして、この充電電圧が直流アンプ（９）の
正入力端子に印加される。直流アンプ（９）の負入力端
子には可変基準電源（１０）からの電圧が印加される。
初期状態では負入力端子の電圧が高くなるようにオフセ
ットを持たせて設定が行われる。そのため、直流アンプ
（９）の出力端子には「Ｌ」レベルが発生する。それ
故、上述の初期状態が設定される。
レベルが「Ｌ」レベルであり、その発振出力信号レベル
は高くなっている。この発振出力信号は、直流阻止コン
デンサ（４）、直流電圧設定用の抵抗（５）（６）を介
して検波用のダイオード（７）に印加される。ダイオー
ド（７）は、レベル検波した信号をコンデンサ（８）に
充電する。そして、この充電電圧が直流アンプ（９）の
正入力端子に印加される。直流アンプ（９）の負入力端
子には可変基準電源（１０）からの電圧が印加される。
初期状態では負入力端子の電圧が高くなるようにオフセ
ットを持たせて設定が行われる。そのため、直流アンプ
（９）の出力端子には「Ｌ」レベルが発生する。それ
故、上述の初期状態が設定される。
【０００４】この状態から、発振出力信号レベルが大き
くなるとコンデンサ（８）の充電電圧が次第に増加し、
直流アンプ（９）の出力端子のレベルが「Ｈ」レベルと
なっていく。このため、発振出力信号レベルの増大はあ
るレベルで停止し、そのレベルを維持する。従って、図
２の回路によれば、発振器の出力信号レベルを一定にす
るＡＬＣ機能を備えた発振装置が得られる。
くなるとコンデンサ（８）の充電電圧が次第に増加し、
直流アンプ（９）の出力端子のレベルが「Ｈ」レベルと
なっていく。このため、発振出力信号レベルの増大はあ
るレベルで停止し、そのレベルを維持する。従って、図
２の回路によれば、発振器の出力信号レベルを一定にす
るＡＬＣ機能を備えた発振装置が得られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２の
回路はＩＣ化に適さない、という問題があった。第１
に、図２の回路では直流アンプ（９）で正確なレベル比
較を行う必要があったが、２つの入力信号はそれぞれ別
な温度特性を有するので正確な誤差電圧を発生するのが
難しい、という問題があった。発振器（１）内部のＰＮ
接合電圧の温度変動が特に問題となる。
回路はＩＣ化に適さない、という問題があった。第１
に、図２の回路では直流アンプ（９）で正確なレベル比
較を行う必要があったが、２つの入力信号はそれぞれ別
な温度特性を有するので正確な誤差電圧を発生するのが
難しい、という問題があった。発振器（１）内部のＰＮ
接合電圧の温度変動が特に問題となる。
【０００６】第２に、少しでも正確なレベル比較を行う
ために図２では直流阻止コンデンサ（４）を使用してい
るが、直流阻止コンデンサ（４）の使用はＩＣ化した場
合チップ面積の増加を招く、という問題があった。
ために図２では直流阻止コンデンサ（４）を使用してい
るが、直流阻止コンデンサ（４）の使用はＩＣ化した場
合チップ面積の増加を招く、という問題があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述の点に鑑
みなされたもので、発振器と、エミッタが互いに共通接
続されベースに前記発振器の互いに逆位相の出力信号が
印加される第１及び第２トランジスタと、該第１及び第
２トランジスタの共通エミッタに発生する信号により充
電されるコンデンサと、電流源と、該電流源の出力に応
じて前記第１及び第２トランジスタのベースにバイアス
を与える第１バイアス回路と、前記電流源の出力に基づ
いて動作する第２バイアス回路と、エミッタが互いに共
通接続されベースに前記コンデンサの出力電圧が印加さ
れる第３トランジスタとベースに前記第２バイアス回路
の出力電圧が印加される第４トランジスタとを備え、前
記第３トランジスタのコレクタから出力信号を発生する
直流増幅器とを備え、該直流増幅器の出力信号に応じて
前記発振器の出力信号のレベルを調整するようにしたこ
とを特徴とする。
みなされたもので、発振器と、エミッタが互いに共通接
続されベースに前記発振器の互いに逆位相の出力信号が
印加される第１及び第２トランジスタと、該第１及び第
２トランジスタの共通エミッタに発生する信号により充
電されるコンデンサと、電流源と、該電流源の出力に応
じて前記第１及び第２トランジスタのベースにバイアス
を与える第１バイアス回路と、前記電流源の出力に基づ
いて動作する第２バイアス回路と、エミッタが互いに共
通接続されベースに前記コンデンサの出力電圧が印加さ
れる第３トランジスタとベースに前記第２バイアス回路
の出力電圧が印加される第４トランジスタとを備え、前
記第３トランジスタのコレクタから出力信号を発生する
直流増幅器とを備え、該直流増幅器の出力信号に応じて
前記発振器の出力信号のレベルを調整するようにしたこ
とを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の発振装置の実施
の形態を示すもので、（１１）は発振器、（１２）（１
３）はエミッタが互いに共通接続されベースに前記発振
器の互いに逆位相の出力信号が印加される第１及び第２
トランジスタ、（１４）は該第１及び第２トランジスタ
（１２）（１３）の共通エミッタに発生する信号により
充電されるコンデンサ、（１５）は電圧源、（１６）は
該電圧源の出力電圧に応じて前記第１及び第２トランジ
スタ（１２）（１３）にバイアスを与える第１バイアス
回路、（１７）は前記電圧源の出力電圧に基づいて動作
する第２バイアス回路、（１８）はエミッタが互いに共
通接続されベースに前記コンデンサ（１４）の出力電圧
が印加される第３トランジスタ（１９）とベースに前記
第２バイアス回路（１７）の出力電圧が印加される第４
トランジスタ（２０）とを備える直流増幅器である。
の形態を示すもので、（１１）は発振器、（１２）（１
３）はエミッタが互いに共通接続されベースに前記発振
器の互いに逆位相の出力信号が印加される第１及び第２
トランジスタ、（１４）は該第１及び第２トランジスタ
（１２）（１３）の共通エミッタに発生する信号により
充電されるコンデンサ、（１５）は電圧源、（１６）は
該電圧源の出力電圧に応じて前記第１及び第２トランジ
スタ（１２）（１３）にバイアスを与える第１バイアス
回路、（１７）は前記電圧源の出力電圧に基づいて動作
する第２バイアス回路、（１８）はエミッタが互いに共
通接続されベースに前記コンデンサ（１４）の出力電圧
が印加される第３トランジスタ（１９）とベースに前記
第２バイアス回路（１７）の出力電圧が印加される第４
トランジスタ（２０）とを備える直流増幅器である。
【０００９】尚、図１において、図２と同一の回路素子
については同一の符号を付し、その説明を省略する。図
１の発振器（１１）は、差動増幅器を使用したマルチバ
イブレータで構成する。差動増幅器の２つの出力信号
は、温度変化があった場合でも同じ変化量を示す。そし
て、第１バイアス回路（１６）を構成する抵抗（２１）
（２２）の抵抗値は等しく設定しておく。電圧源（１
５）の電圧に応じて定電流源（２３）には一定電流が流
れる。該一定電流が抵抗（２４）及び抵抗（２５）に流
れ点Ａ及び点Ｂに電圧が発生し、第１バイアス回路（１
６）、第２バイアス回路（１７）に供される。点Ａから
の電圧は、抵抗（２１）（２２）を介して第１及び第２
トランジスタ（１２）（１３）にバイアスを与える。
又、点Ｂからの電圧は、第２バイアス回路（１７）に供
される。
については同一の符号を付し、その説明を省略する。図
１の発振器（１１）は、差動増幅器を使用したマルチバ
イブレータで構成する。差動増幅器の２つの出力信号
は、温度変化があった場合でも同じ変化量を示す。そし
て、第１バイアス回路（１６）を構成する抵抗（２１）
（２２）の抵抗値は等しく設定しておく。電圧源（１
５）の電圧に応じて定電流源（２３）には一定電流が流
れる。該一定電流が抵抗（２４）及び抵抗（２５）に流
れ点Ａ及び点Ｂに電圧が発生し、第１バイアス回路（１
６）、第２バイアス回路（１７）に供される。点Ａから
の電圧は、抵抗（２１）（２２）を介して第１及び第２
トランジスタ（１２）（１３）にバイアスを与える。
又、点Ｂからの電圧は、第２バイアス回路（１７）に供
される。
【００１０】抵抗（２１）（２２）の抵抗値は等しく設
定されるので、第１及び第２トランジスタ（１２）（１
３）のベース電圧は、等しくなる。図１の点Ｃ及び点Ｄ
には直流レベルは等しく、互いに逆位相の交流信号が表
れる。該信号は、第１及び第２トランジスタ（１２）
（１３）で全波整流され、コンデンサ（１４）に充電さ
れる。
定されるので、第１及び第２トランジスタ（１２）（１
３）のベース電圧は、等しくなる。図１の点Ｃ及び点Ｄ
には直流レベルは等しく、互いに逆位相の交流信号が表
れる。該信号は、第１及び第２トランジスタ（１２）
（１３）で全波整流され、コンデンサ（１４）に充電さ
れる。
【００１１】一方、点Ｃ及び点Ｄの直流信号は、抵抗
（２１）（２２）と抵抗（２５）による抵抗比に分圧さ
れ、点Ａの電圧を変化させる。その為、点Ｃ及び点Ｄの
直流信号が温度変動により、変動すると、点Ａの電圧も
抵抗比に応じて変動する。点Ｃ及び点Ｄの直流信号の変
動電圧は、第１及び第２トランジスタ（１２）（１３）
及びコンデンサ（１４）を介して、第３トランジスタ
（１９）のベースに印加される。前記変動電圧は、制御
端子（３）の制御信号レベルを誤動作させる。そこで、
本発明では前記変動電圧を第４トランジスタ（２０）の
ベースにも印加している。
（２１）（２２）と抵抗（２５）による抵抗比に分圧さ
れ、点Ａの電圧を変化させる。その為、点Ｃ及び点Ｄの
直流信号が温度変動により、変動すると、点Ａの電圧も
抵抗比に応じて変動する。点Ｃ及び点Ｄの直流信号の変
動電圧は、第１及び第２トランジスタ（１２）（１３）
及びコンデンサ（１４）を介して、第３トランジスタ
（１９）のベースに印加される。前記変動電圧は、制御
端子（３）の制御信号レベルを誤動作させる。そこで、
本発明では前記変動電圧を第４トランジスタ（２０）の
ベースにも印加している。
【００１２】即ち、点Ａには前記変動電圧が前記抵抗比
で減衰させられた電圧が生ずる。そこで、抵抗（２５）
の値が相対的に大きくなるように前記抵抗比を設定すれ
ば、点Ｃ及び点Ｄの直流信号変動に近い電圧変動を点Ａ
に発生させることが可能となる。そして、点Ａの電圧に
抵抗（２４）でのオフセット電圧をのせた電圧が第２バ
イアス回路（１７）に供される。オフセット電圧は、定
電流源（２３）の電流値と抵抗（２４）の抵抗値の掛け
算で定まる。
で減衰させられた電圧が生ずる。そこで、抵抗（２５）
の値が相対的に大きくなるように前記抵抗比を設定すれ
ば、点Ｃ及び点Ｄの直流信号変動に近い電圧変動を点Ａ
に発生させることが可能となる。そして、点Ａの電圧に
抵抗（２４）でのオフセット電圧をのせた電圧が第２バ
イアス回路（１７）に供される。オフセット電圧は、定
電流源（２３）の電流値と抵抗（２４）の抵抗値の掛け
算で定まる。
【００１３】その結果、第３トランジスタ（１９）と第
４トランジスタ（２０）とを備える直流増幅器（１８）
で、前記電圧変動の相殺が行われる。点Ｃの電圧は、第
１トランジスタ（１２）のＰＮ接合電圧を一回通り第３
トランジスタ（１９）のベースに印加される。これに対
して、第４トランジスタ（２０）のベースにも点Ｂから
の電圧がトランジスタ（２６）のＰＮ接合電圧を一回通
り印加される。このため、温度変動によるＰＮ接合電圧
変動が点Ｃ、点Ｄから制御端子（３）までの間にない。
４トランジスタ（２０）とを備える直流増幅器（１８）
で、前記電圧変動の相殺が行われる。点Ｃの電圧は、第
１トランジスタ（１２）のＰＮ接合電圧を一回通り第３
トランジスタ（１９）のベースに印加される。これに対
して、第４トランジスタ（２０）のベースにも点Ｂから
の電圧がトランジスタ（２６）のＰＮ接合電圧を一回通
り印加される。このため、温度変動によるＰＮ接合電圧
変動が点Ｃ、点Ｄから制御端子（３）までの間にない。
【００１４】従って、図１の回路によれば、温度変動に
よるＰＮ接合電圧変動の悪影響を大幅に低下できる。抵
抗（２４）の働きにより、初期状態では第３トランジス
タ（１９）のベース電圧が第４トランジスタ（２０）の
ベース電圧に比べて低い。その為、第３トランジスタ
（１９）はオフし、制御端子（３）には電流が流れな
い。その為、発振器（１１）の発振レベルはに増加す
る。すると、コンデンサ（１４）の充電電圧が高くな
り、第３トランジスタ（１９）はオンするようになる。
すると、発振器（１１）の発振レベルは、ある大きさで
大きく成らなくなり安定する。
よるＰＮ接合電圧変動の悪影響を大幅に低下できる。抵
抗（２４）の働きにより、初期状態では第３トランジス
タ（１９）のベース電圧が第４トランジスタ（２０）の
ベース電圧に比べて低い。その為、第３トランジスタ
（１９）はオフし、制御端子（３）には電流が流れな
い。その為、発振器（１１）の発振レベルはに増加す
る。すると、コンデンサ（１４）の充電電圧が高くな
り、第３トランジスタ（１９）はオンするようになる。
すると、発振器（１１）の発振レベルは、ある大きさで
大きく成らなくなり安定する。
【００１５】したがって、図１の回路によれば、ＡＬＣ
機能を備えた発振装置が得られる。尚、図１の説明では
コンデンサ（１４）が配置されているが無くしてもよ
い。発振器（１１）の発振出力信号の周波数が高い場合
には第１及び第２トランジスタ（１２）（１３）のエミ
ッタ容量で充電することができる。尚、図１の定電流源
（２３）に変えて抵抗を使用するようにしてもよい。こ
の場合には点Ａに発生する変動電圧が該抵抗と抵抗（２
４）により分圧されるので伝達効率が悪化する。又、点
Ａと、点Ｃ及びＤは等しい直流電圧に設定すれば、変動
電圧を効率良く抽出できる。
機能を備えた発振装置が得られる。尚、図１の説明では
コンデンサ（１４）が配置されているが無くしてもよ
い。発振器（１１）の発振出力信号の周波数が高い場合
には第１及び第２トランジスタ（１２）（１３）のエミ
ッタ容量で充電することができる。尚、図１の定電流源
（２３）に変えて抵抗を使用するようにしてもよい。こ
の場合には点Ａに発生する変動電圧が該抵抗と抵抗（２
４）により分圧されるので伝達効率が悪化する。又、点
Ａと、点Ｃ及びＤは等しい直流電圧に設定すれば、変動
電圧を効率良く抽出できる。
【００１６】
【発明の効果】以上述べた如く、本発明によれば、発振
器から２つの互いに位相が反転関係にある信号を取り出
して差動型の回路により全波整流を行っている。そのた
め、検波効率がよく、整流用コンデンサの値を小さくで
きる。又、本発明によれば、おなじバイアス回路の基準
にして直流増幅器の差動入力が得られるので、発振出力
信号の温度特性がよく、バラツキがすくない。そのた
め、ＩＣ内で直流再生する必要がなく直流阻止コンデン
サが必要なくＩＣ化に適している。
器から２つの互いに位相が反転関係にある信号を取り出
して差動型の回路により全波整流を行っている。そのた
め、検波効率がよく、整流用コンデンサの値を小さくで
きる。又、本発明によれば、おなじバイアス回路の基準
にして直流増幅器の差動入力が得られるので、発振出力
信号の温度特性がよく、バラツキがすくない。そのた
め、ＩＣ内で直流再生する必要がなく直流阻止コンデン
サが必要なくＩＣ化に適している。
【図１】本発明の発振装置を示す回路ブロック図であ
る。
る。
【図２】従来の発振装置を示す回路ブロック図である。
（１１） 発振器 （１２） 第１トランジスタ （１３） 第２トランジスタ （１６） 第１バイアス回路 （１７） 第２バイアス回路 （１８） 直流増幅器
Claims (2)
- 【請求項１】発振器と、 エミッタが互いに共通接続されベースに前記発振器の互
いに逆位相の出力信号が印加される第１及び第２トラン
ジスタと、 該第１及び第２トランジスタの共通エミッタに発生する
信号により充電されるコンデンサと、 電流源と、 該電流源の出力に応じて前記第１及び第２トランジスタ
のベースにバイアスを与える第１バイアス回路と、 前記電流源の出力に基づいて動作する第２バイアス回路
と、 エミッタが互いに共通接続されベースに前記コンデンサ
の出力電圧が印加される第３トランジスタとベースに前
記第２バイアス回路の出力電圧が印加される第４トラン
ジスタとを備え、前記第３トランジスタのコレクタから
出力信号を発生する直流増幅器とを備え、該直流増幅器
の出力信号に応じて前記発振器の出力信号のレベルを調
整するようにしたことを特徴とする発振装置。 - 【請求項２】 発振器と、 エミッタが互いに共通接続されベースに前記発振器の互
いに逆位相の出力信号が直流結合で印加される第１及び
第２トランジスタと、 該第１及び第２トランジスタの共通エミッタに発生する
信号により充電されるコンデンサと、 電流源と、 該電流源の出力に応じて前記第１及び第２トランジスタ
のベースにバイアスを与える第１バイアス回路と、 前記電流源の出力電圧に基づいて動作する第２バイアス
回路と、 エミッタが互いに共通接続されベースに前記コンデンサ
の出力電圧が印加される第３トランジスタとベースに前
記第２バイアス回路の出力電圧が印加される第４トラン
ジスタとを備え、前記第３トランジスタのコレクタから
出力信号を発生する直流増幅器と、 前記第１バイアス回路と前記第２バイアス回路との間に
接続され前記第４トランジスタのベース電圧が前記第３
トランジスタのベース電圧より高くなるように設定する
オフセット手段とを備え、該直流増幅器の出力信号に応
じて前記発振器の出力信号のレベルを調整するようにし
たことを特徴とする発振装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10781496A JP3316374B2 (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 発振装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10781496A JP3316374B2 (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 発振装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09294019A JPH09294019A (ja) | 1997-11-11 |
| JP3316374B2 true JP3316374B2 (ja) | 2002-08-19 |
Family
ID=14468718
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10781496A Expired - Fee Related JP3316374B2 (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 発振装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3316374B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012182764A (ja) * | 2011-03-03 | 2012-09-20 | Seiko Epson Corp | 発振器 |
-
1996
- 1996-04-26 JP JP10781496A patent/JP3316374B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09294019A (ja) | 1997-11-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |