DE3119048A1

DE3119048A1 - "spannungspegeldetektor"

Info

Publication number: DE3119048A1
Application number: DE19813119048
Authority: DE
Inventors: M. Oskar Dipl.-Ing. 2074 Marin Leuthold
Original assignee: Ebauches Electroniques SA
Current assignee: EM Microelectronic Marin SA
Priority date: 1980-05-28
Filing date: 1981-05-13
Publication date: 1982-03-25
Also published as: JPS5718120A; DE3119048C2; US4424457A; CH639521B; JPH0121647B2; CH639521GA3

Description

Die Erfindung betrifft einen Detektorschaltkreis für einun Spannungspegel.

Schaltkreise dieser Art dienen dazu, eine Spannung mit einem Bezugspegel zu vergleichen, und finden vielfach Anwendung insbesondere bei der Technik von Analog-Digital-Umsetzern. Die Schaltkreise können aber auch verwendet werden, um "dauernd oder intermittierend zu kontrollieren, ob eine Spannung einen im wesentlichen konstanten Wert behält oder von diesem Wert abzuweichen beginnt. Dieser Fall tritt beispielsweise bei elektronischen Uhren ein, wo diese Schaltkreise dazu dienen, die Annäherung an das Ende der Batterielebensdauer,mit der die. Uhren bestückt sind, anzuzeigen, weil das Ende der Batterielebenudauer sich durch einen plötzlichen Abfall der Klemmenspannung bemerkbar macht, während die Spannung bis dahin einen im wesentlichen konstanten Wert hatte.

Andererseits bilden solche Detektorschaltkreise häufig eine Teil einer komplexen elektronischen Schaltung, und solche Schaltungen werden mehr und mehr in CMOS-Technik ausgeführt, so daß ein Interesse besteht, sie derart auszulegen, daß sie vollständig integrierbar gemäß der CMOS-Technik sind.

Der niedrige Energieverbrauch und die hohe Schaltkreisdichte bei CMOS-Schaltungen sind nämlich wesentliche Vorteile bei bestimmten Anwendungsfällen wie der Uhrentechnik.

Die Hauptschwierigkeit für die Realisierung eines Spannungspegeldetektorkreises in CMOS-Technik liegt in der Bereitstellung einer stabilen Referenzspannung. Diese Referenzspannung muß nämlich so konstant wie irgend möglich sein und darf insbesondere nicht temperaturabhängig sein. Sie darf außerdem auch nicht schwanken mit Fluktuationen der Versorgungsspannung des Schaltkreises,der sie erzeugt, insbesondere dann, wenn diese Speisespannung in Wirklichkeit diejenige Spannung ist, die selbst zu kontrollieren ist> oder eine von ihr abhängige Spannung.

In CMOS-Technik kann man eine Referenzspannung ausgehend von der Schwellenspannung eines Feldeffekttransistors erzeugen und man kann den Wert dieser Spannung verändern, indem man bei der Fertigung des Transistors auf verschiedene Parameter einwirkt, von denen sie abhängt, beispielswiese die Dicke der Siliciumdioxydschicht zwischen dem Gate und dem Kanal.

Die technischen Mittel, die gegenwärtig zur Verfügung stehen, erlauben die Fertigung eines Schaltkreises mit mindestens einem Transistor unter Verwendung der Schwellenspannung zum Erzeugen einer Referenzspannung, welche niedrige Temperaturkoeffizienten aufweist in der.Größenordnung von 0,5 mV pro Grad. Die Werte der Schwellenspannungen ändern sich jedoch leider von einem Schaltkreis zum anderen. Es ist demgemäß erforderlich, zusätzliche Komponenten vorzusehen, im allgemeinen Einstellwiderstände, um diese Abweichungen zu kompensieren. Einstellwiderstände jedoch . sind nicht in einfacher Weise integrierbar, so daß die Verwendung solcher Einstellwiderstände die Fertigungskosten des Schaltkreisen erhöht.

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Es sind auch Schaltkreise bekannt, die für die Bereitstellung einer stabilen Referenzspannung die Differenz zwischen den Schwellenspannungen zweier Transistoren verwendet, welche den gleichen Leitfähigkeitstyp besitzen. Man kann beispielsweise einen implantierten und einen nicht implantierten Transistor zusammenschalten. Der Hauptnachteil dieser Schaltkreise besteht darin, daß sie im allgemeinen eine Vergrößerung der Anzahl von Arbeitsgängen mit sich bringen, die erforderlich sind für die Fertigung des integrierten Schaltkreises, so daß sich ein höherer Fertigungsaufwand ergibt. Andererseits erlaubt die große Anzahl von Parametern, die während der Fabrikation eine Rolle spielen, nur selten die Einhaltung des vorausberechneten Resultats.

Ein weiterer Schaltkreistyp zum Erzeugen einer Referenzspannung macht von der Tatsache Gebrauch, daß die Spannung an den Klemmen einer Diode, die von einem konstanten Gleichstrom durchflossen wird, linear zunimmt, wenn die Temperatur abnimmt und sich dem Wert V_ßG nähert, der verbotenen Bandbreite des Halbleiters, aus dem die Diode besteht, sobald die absolute Temperatur gegen null geht. Der Wert V_ßG, der häufig als "bandgap" bezeichnet wird, liegt im Falle von Silicium bei 1,205 Volt. Man kann demgemäß eine Spannung ableiten, die unabhängig ist von der Temperatur, indem man zu der Spannung an den Klemmen der Diode, im allgemeinen gebildet durch die Basis-Emitterstrecke eines bipolaren Transistors, eine temperaturproportionale Spannung addiert. Ein solcher Schaltkreis ist in der Veröffentlichung IEEE Journal of Solid State Circuits, Band SC 14, Seite 153-7, Juni 1979, unter dem Titel "A low-Voltage CMOS Bandgap Reference" beschrieben. Eine solche Schaltung weist Nachteile auf, wenn es sich darum handelt, eine genaue Referenzspannung zu erzeugen. Der Schaltkreis verwendet zum Erzeugen einer Spannung proportional der absoluten Temperatur Paare von Feldeffekttransistoren; man weiß jedoch, daß selbst ausgewählte

Transistorpaare Unterschiede der Schwellenspannung besitzen können, die 50 mV erreichen. Dies führt zu Verschiebungen, welche einige zehn Millivolt oder sogar noch mehr am Ausgang der Quelle erreichen können, mit der die temperaturproportionale Spannung erzeugt wird. Da andererseits die Schwellenspannungen der Transistoren sich ändern, ändert sich auch diese Verschiebung. Hinzu kommt die Verschiebung relativ zur Idealcharakteristik des bipolaren Transistors, welcher die Diodenspannung erzeugt und diejenige des Differentialverstärkers, welcher dazu dient, die temperaturproportionale Spannung mit der Differenz zwischen der Speisespannung und einer Spannung zu vergleichen, die ihrerseits Funktion der Diodenspannung ist.

Es ist demgemäß schwierig, solche Schaltkreise in großer Anzahl und sowohl zu annehmbaren Kosten als auch in reproduzier-, barer Weise zu fertigen. Das Hinzufügen von Justiereinrichtungen würde diese Lösung unvorteilhaft machen gegenüber den vorgenannten Lösungen, wo man die Schwelle,nspannung eines Transistors zum Erzeugen einer Referenzspannung verwendete.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Spannungspegeldetektorschaltkreis zu schaffen, der es ermöglicht, eine Spannung mit einem Referenzpegel zu vergleichen, ohne daß auf die oben genannten Mittel zurückzugreifen ist. Es ist dabei anzumerken, daß man in bipolarer Technik Schaltkreise geschaffen hat, die ebenfalls auf dem Prinzip des bandgap-Wertes beruhen und die ausgezeichnet arbeiten. Man erhält die Referenzspannung, indem man zur Spannung einer Diode mit negativem Temperaturkoeffizienten eine Spannung eines positiven Temperaturkoeffizienten addiert, entsprechend einem Vielfachen der Differenz zwischen zwei weiteren Diodenspannungen.

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Da jedoch die bipolaren Transistoren bei. einfacher CMOS-Technologie mit ihrem Kollektor am Substrat des integrierten Schaltkreises liegen, das auf dem höchsten positiven Potential lieqt, können solche Schaltkreise in dieser Technologie nicht ausgeführt werden.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe läßt sich sinngemäß dahingehend präzisieren, daß ein Schaltkreis geschaffen werden soll, der zwar auf diesem Prinzip beruht, jedoch vollständig in CMOS-Technologie ausführbar ist, ohne daß mehr Arbeitsgänge erforderlich werden, als sie üblicherweise für die Fertigung integrierter Schaltkreise dieser Bauart benötigt werden.

Die Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus dem Patentanspruch 1. Sinngemäß erlaubt der Schaltkreis den Vergleich einer Eingangsspannung mit einem stabilen Referenzpegel, indem er Mittel aufweist zum Erzeugen einer ersten, einer zweiten und einer dritten Spannung, deren Werte Funktion eines ersten, eines zweiten bzw. eines dritten Wertes der Gleichspannung an den Klemmen einer Diode ist. Ein kapazitiver Rechnerkreis liefert ausgehend von der Eingangsspannung und den ersten, zweiten bzw. dritten Spannungen ein Differenzsignalv das repräsentativ ist für den algebraischen Wert der Differenz zwischen der Eingangsspannung und dem Referenz-.pegel, definiert ausgehend von der Summe des ersten Wertes der Gleichspannung an den Klemmen der Diode und des Produktes der Differenz zwischen dem zweiten und dem dritten Wert der Gleichspannung an den Klemmen der Diode mit einem vorgegebenen Koeffizienten. Schließlich sind noch Mittel vorgesehen zum Verstärken, um das Differenzsignal auf einen Logikpegel zu bringen.

Bei einer anderen Ausführungsform wählt man den zweiten oder dritten Wert der Spannung an den Klemmen der Diode gleich dem ersten Wert und erzeugt nur zwei Spannungen, die jeweils Funktionen beider Werte der Diodenspannung sind.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfaßt der Detektorkreis Mittel zum Einregulieren des Referenzpegels.

Weitere Merkmale im Rahmen der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen; die Bedeutung der Merkmale im einzelnen und im Zusammenhang ergibt sich am besten aus der nachfolgenden Erläuterung von Ausführungsbeispielen, bei der auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen wird.

Fig. 1 ist ein Diagramm zum Erläutern des Grundprinzips der Schaltkreisfunktion gemäß der Erfindung;

Fig..2 ist eine Ausfuhrungsform des Detektorschaltkreises unter Verwendung von drei Diodenspannungen;

Fig. 3 ist eine Ausführungsform, bei der nur zwei Diodenspannungen verwendet werden;

Fig. 4 ist eine Variante der Ausführungsform nach Fig. 3, die es ermöglicht, nur einen einzigen bipolaren Transistor zu verwenden;

Fig. 5 ist eine Ausführungsform, bei der der Detektorschaltkreis Mittel umfaßt zum Einregulieren des Referenzspannungspegels und

Fig. 6 ist eine weitere Ausführungsform, die es ermöglicht, Umschaltprobleme zu vermeiden.

Zunächst wird auf das Diagramm nach Fig. 1 Bezug genommen, um das Grundprinzip des Schaltkreises gemäß der Erfindung zu erläutern.

Das Diagramm zeigt den Verlauf der Spannung V_D an den Klemmen einer Diode in Abhängigkeit von der absoluten Temperatur T. Die Diode wird gebildet von der Basisemitterstrecke eines bipolaren Transistors,und gezeigt sind drei Werte 1^, I_ß und Iq des Stromes, der diese Strecke durchfließt. Wie oben erwähnt/ nimmt diese Spannung linear zu, wenn die Temperatur sich verringert und tendiert zum bandgap-Wert V_BG, sobald T gegen null geht. Diese Spannung

i I v> U H U

ist im wesentlichen gleich

I J

^VD = ^VBG * JS

worin k die Boltzmannkonstante ist, e die Elektronenladung und Io ein Wert, der insbesondere abhängt von der Oberfläche der Anordnung und den äquivalenten Konzentrationen der Leitzustände und der Valenz des dotierten Materials.

Der Wert Io ist sehr viel höher als der des Stromes I, der durch die Diode fließt; er hängt jedoch ab von der Berti tellungstechnik des Transistors und geringfügig von der Temperatur, so daß dieser Wert Io hier als konstant angesehen werden kann.

Wenn man nacheinander ein und dieselbe Diode oder zwei identische Dioden bei derselben Temperatur·To von zwei unterschiedlichen Strömen Iß und Iq durchfließen läßt/ ist die Differenz zwischen den Spannungen, welche an den Diodenklemmen erscheint bzw. erscheinen, gleich

Diese Differenz weist einen positiven Temperaturkoeffizienten auf.

Indem man"eine Spannung proportional dieser Differenz zur Spannung V_A hinzufügt, entsprechend einem Strom I_A, erhält man für ein und dieselbe Temperatur T₀:

kT T τ V_A + χ (V_B - v_c) = V_BG - __o (log ^o - χ log 3

¹A ¹C.

Diese Größe V_A + χ (V_B - V_c) kann unabhängig von der Temperatur gemacht werden, indem man für χ einen Wert derart wählt, daß man erhält

_Ί I I

log _o - χ log B = _o.

¹A ¹C

/ι

- jy-

Man erhält dann

χ <V_B - V_c) ,

Der Vergleich einer Spannung V mit dem Wert V_ßG wird demgemäß zurückgeführt auf den Vergleich dieser Spannung mit der Größe V_A + x (V_ß - V_c).

Man erkennt dabei, daß für die Durchführung dieses Vergleichs es nicht erforderlich ist, tatsächlich die Spannung V_A + χ (V_B - Vp) zu erzeugen. Man kann beispielsweise Signale erzeugen, die repräsentativ sind für die Größen V - V_A bzw. χ (V_c - Vg) und algebraisch diese beiden Signale addieren. Ferner kann die Spannung V_A gleich der Spannung V_B oder der Spannung V^ gewählt werden. Diese Möglichkeiten werden in den Ausführungsbeispielen des Schaltkreises gemäß der Erfindung verwertet, welche nachstehend erläutert werden.

Fig. 2 zeigt eine erste Ausführungsform des Detektorschaltkreises gemäß der Erfindung, bei dem der Vergleich einer Eingangsspannung V mit dem bandgap-Wert Vg_G erfolgt, unter Verwendung dreier Diodenspannungen unterschiedlichen Wertes.

Der Schaltkreis umfaßt drei bipolare Transistoren 1 , 1 ' , 2 vom NPN Typ in Diodenschaltung, d. h., daß ihre ßayisanschlüHsti mit den Kollektoranschlüsson verbunden sind, wobei darauf geachtet wird, daß die Kennlinien der Transistoren sehr weitgehend übereinstimmen.

Diese bipolaren Transistoren können sehr leicht in CMOS-Technologie ausgeführt werden, indem man als Emitter die Diffusion n⁺ verwendet, welche normalerweise für source und drain des MOS-Transistors mit N-Kanal verwendet wird, als Basis die Wanne vom Typ p~ und als Kollektor das Substrat vom Typ n~.

Der Kollektor jedes der Transistoren ist mit der einen Klemme a der Klemmen a und b des Schaltkreises verbunden, an denen die Spannung V anliegt.

O I I OUHO

if

Der Strom I₁ bzw. I₁, fließt durch die Basisemitterstrecke der bipolaren Transistoren 1, 1'und wird konstant gehalten dank einer Stromquelle 3 bzw. 3', die zwischen den Emitter und die Klemme b der Schaltung gelegt ist. In gleicher Weise wird der Strom 12 in der Basisemitterstrecke des Transistors 2 festgelegt durch eine Stromquelle 4 derart, daß I2 kleiner ist als I₁ und I₁1.

nor Schaltkreis nach Fig. 2 umfaßt ferner zwei Kondensatoren

5 und 6. Einer der Beläge des Kondensators 5 kann dank einem Unschalter 7 entweder an die Klemme b der Schaltung oder an den Emitter des Transistors 1' gelegt-werden. Ferner ermöglicht ein Umschalter 8 die Verbindung eines Belags des Kondensators

6 entweder mit dem Emitter des Transistors 2 oder mit dem des Transistors 1. Jeder Kondensator 5 bzw. 6 bildet mit dem Umschalter 7 bzw. 8, der ihm zugeordnet ist/ einen kapazitiven Subtraktionsschaltkreis. Die jeweiligen Kapazitäten C und C der Kondensatoren 5 bzw. 6 sind so bemessen/ daß das Verhältnis C'/C im wesentlichen gleich ist dem Wert des Multiplikationsfaktors x, welcher die Größe

log _o - χ log _±
I₁ . I₂

annuliert.

Die anderen Beläge der Kondensatoren 5 und 6 sind zusammengeschältet und an den invertierenden Eingang eines Verstärkers 9 mit sehr hohem Verstärkungsfaktor gelegt. Ein Umschalter 1O ermöglicht,den Ausgang des Verstärkers 9 auf seinen-Eingang zurückzukoppeln oder nicht.

In einer ersten Phase werden die drei Umschalter Ί, 8, 10 in die Position I gebracht, die in der Zeichnung ausgezogen dargestellt ist. Der Verstärker 9,der demgemäß einer Totalgegenkopplung unterliegt, polarisiert sich automatisch auf einen stabilen Arbeitspunkt, so daß seine Eingangsspannung Vg gleich der Ausgangsspannung ist und seiner Verstärkung maximal wird.

Gleichzeitig laden sich die Kondensatoren 5 und 6 auf die Spannungen - V_E bzw. (V - V_BE2) - V_E auf, wobei V_BE2 die Basisemitterspannung des Transistors 2 bezeichnet.

Sobald man dann die drei Umschalter 7, 8, 10 aus ihrer Position I in ihre Position II umschaltet, die in der Zeichnungsfigur gestrichelt dargestellt ist, injiziert der Kondensator in den Schaltungsknoten A am Eingang des Verstärkers, der schwimmend bleibt, eine elektrische Ladung gleich C (V_BE-jι - V), wobei Vß_E-| · die Basisemitterspannung des Transistors 1 ' bildet, während der Kondensator 6 eine Ladung gleich xC (V_BE·^ - V_BE2) injiziert, welche ein Vorzeichen entgegengesetzt dem der vom Kondensator 5 injizierten Ladung besitzt; V_BE-j ist dabei die Basisemitterspannung des Transistors 1. Wenn die algebraische Summe dieser Ladungen null ist, d. h. wenn die Spannung V numerisch gleich dem bandgap-Wert V_BG ist, erscheint kein Signal am Eingang des Verstärkers 9. Wenn dagegen die Spannung V numerisch abweicht vom Wert V_BG, ergibt sich am Eingang des Verstärkers eine Spannungsänderung, in Funktion der Differenz V - (Vg_Ei ι + χ (V_BE1 - V_BE2)), deren Polarität repräsentativ ist für das Vorzeichen dieser Differenz. Dieses Signal wird verstärkt und invertiert durch den Verstärker 9, der ein Ausgangssignal mit einer Amplitude liefert, die erheblich höher ist, als die des Signals, die an seinem Eingang anliegt. Dieses Ausgangssignal des Verstärkers 9 auf Logikpegel kann verwendet werden, beispielsweise als Steuersignal für eine nicht dargestellte Kippstufe, angeschlossen an den Verstärker über einen Pufferkreis, womit der Ausgangspegel dieses Verstärkers gespeichert wird.

Man kann mit Hilfe des beschriebenen Schaltkreises sehr geringe Spannungsdifferenzen bis herunter auf 1 mV erreichen. Darüberhlnaus arbeitet der Schaltkreis sehr schnell. Die Zeit, die für den Vergleich erforderlich ist, beträgt größenordnungsmäßig 3 ms und wird im wesentlichen für die Vorbereitungsphase des Aufladens der Kondensatoren und für die Polarisation des Verstärkers benötigt, während

O i I C3U4O

die Berechnungsphase und Vergleichsphase sehr schnell ablaufen und nur einige μδ benötigen.

Andererseits ist es leicht, mit Hilfe der MOS-Technik sehr genaue Kapazitätsverhältnisse der Kondensatoren zu erreichen. Man kann aus der vorstehenden Erläuterung ferner entnehmen, daß der Verstärket 9 hier nur das am Punkt A erscheinende Signal hinreichend verstärken muß, damit sein Ausgangssignal einen weiteren Schaltkreis zuverlässig ansteuern kann. Man kann sich demgemäß damit zufriedengeben, als Verstärker einen einfachen Inverter zu verwenden, bestehend aus zwei komplementären Transistoren in Sourcebasisschaltung, wobei die drains miteinander verbunden sind.

Wiei oben bei der Erläuterung des Funktionsprinzips für den Detektorschaltkreis angedeutet, ist es nicht erforderlich, drei unterschiedliche Diodenspannungen zu erzeugen. Es ist möglich, einen bipolaren Transistor einzusparen sowie eine Stromquelle, indem man als erste Spannung der Diode V.33EI ' eine der beiden anderen verwendet. Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform des Detektorschaltkreises entsprechend dem Fall, daß die Spannung V_Bg-j 1 gleich der Spannung ^VBE1 <?^ewählt ist. Der Schaltkreis umfaßt nur noch die Transistoren 1 und 2 sowie die Stromquellen 3 und 4, die ihnen jeweils zugeordnet sind. Der Umschalter 7 erlaubt in diesem Fall, den Kondensator 5 entweder an die Klemme b des Schaltkreises zu legen oder an den Emitter des Transistors 1. Der Schaltkreis ist im übrigen identisch mit dem nach Fig. 2 und arbeitet in gleicher Weise. Die Ladung, die in den Schaltungsknoten A, den Eingang des Verstärkers 9, vom Kondensator 5 injiziert wird, sobald die Umschalter 7, 8, 10 in die Position II umgelegt worden sind, ist hier gleich C (Vg_E-j - V) . Die von dem Kondensator 6 injizierte Ladung beträgt immer noch X C(V_BE^ - VßE2), aber der Wert des Koeffizienten χ weicht von demjenigen ab, der im Falle der ersten Ausfuhrungsform vorlag«

Aus vorstehendem läßt sich ferner entnehmen, daß es nicht erforderlich ist, gleichzeitig die Spannungen Vß^i und ^VBE2 ^zur Verfügung zu stellen. Man kann demgemäß nur einen

einzigen bipolaren Transistor verwenden und ihn nacheinander von zwei unterschiedlichen Strömen durchfließen lassen. Dies ermöglicht, das Problem der Spannungsabweichung zwischen den Transistoren 1 und 2 zu eliminieren. Dieses dritte Ausführungsbeispiel ist in Fig. 4 dargestellt/ wo die Komponenten, welche der Fig. 3 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind.

Abgesehen vom Vorhandensein nur eines bipolaren Transistors 1 bleibt als einziger Unterschied zwischen dem Schaltkreis nach Fig. 4 und dem nach Fig. 3 die Tatsache, daß der Umschalter 8 hier zwischen dem Emitter des Transistors 1 und den beiden Stromquellen 3 und 4 liegt. Die Schaltung arbeitet in gleicher Weise wie die nach Fig. 3 mit der einzigen Abweichung, daß in der ersten Funktionsphase der Schaltung,während der das Aufladen der Kondensatoren 5, 6 und die Polarisation des Verstärkers 9 erfolgt, die Basisemitterstrecke des Transistors 1 vom Strom I₂ durchflossen wird. Die Spannung V_BE2 ist demgemäß in diesem Fall die Basisemitterspannung des Transistors 1, durchflossen vom Strom I2. In der zweiten Phase wird die gleiche Strecke vom Strom I<\ durchflossen.

Die drei vorstehend beschriebenen Schaltkreise erlauben den Vergleich einer Eingangsspannung mit einem Referenzpegel· gleich dem bandgap-Wert VßG·

Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform der Schaltung gemäß der Erfindung, die es ermöglicht, eine Spannung mit einem Referenzpegel zu vergleichen, der vom Wert V_BG abweicht. Zusätzlich zu den Komponenten des Schaltkreises nach Fig. 4 umfaßt der Schaltkreis gemäß Fig. 5 zwecks Modifikation des. Referenzpegelwertes einen dritten Kondensator 11, dessen einer Belag mit dem Eingang des Verstärkers 9 verbunden ist, während der andere Belag mit Hilfe eines Umschalters 12 an die eine oder die andere der Klemmen a, b gelegt werden kann, über denen die Eingangsspannung liegt.

Eine einfache Berechnung läßt erkennen, daß in dem Fall, daß man einen Referenzpegel gleich ζ V_BG wünscht/ mit ζ als einer positiven Zahl großer oder kleiner als 1, der Wert der Kapazität des Kondensators 11 sehr genau gleich /1 — ζ j

C/z zu wählen ist/ wobei C immer die Kapazität des Kondensators 5 angibt und die des Kondensators 6 bei xC bleibt.

Um eine Spannung mit einem Referenzpegel zu vergleichen, der unter dem Wert V_BG liegt, verbindet man zunächst den Kondensator 11 mit der Klemme b und danach mit der Klemme a, wobei die Umschaltung des Umschalters 12 aus seiner Position I, ausgezogen in der Figur dargestellt/ in die Position II, gestrichelt dargestellt, gleichzeitig erfolgt mit der Umschaltung der drei anderen Umschalter 7, 8, 10 des Schaltkreises aus deren Position I in die Position II. Wenn man umgekehrt die Spannung V mit einem Referenzpegel vergleichen möchte, der über V_BG liegt, verbindet man zunächst den Kondensator 11 mit der Klemme a und dann mit der Klemme b.

In beiden Fällen wird die Gesamtladung, die von den Kondensatoren 5, 6 und 11 in den Schaltungsknoten A injiziert wird, null, und es gibt kein Signal am Eingang des Verstärkers 9, vorausgesetzt, daß die Spannung V sehr weitgehend gleich dem Wert zV_BG ist. Wenn hingegen die Spannung V vom Wert ^zVBG abweicht, erscheint am Eingang des Verstärkers 9 ein Signal, dessen Polarität unterschiedlich ist, je nachdem, ob die Spannung V oberhalb oder unterhalb dieses Referenzwertes liegt.

Wenn im praktischen Falle die Eingangsspannung zugleich die Speisespannung des Detektorkreises ist, kann man abfallende Spannungen bis etwa 800 mV erfassen. Im allgemeineren Falle, wo die Eingangsspannung abweicht von der Speisespannung, kann man beliebige Spannungen erfassen, vorausgesetzt, daß die Speisespannung über 800 mV liegt.

Der Schaltkreis gemäß der Erfindung ermöglicht demgemäß, mit Speisespannungen zu arbeiten, die niedriger liegen,' als der bandgap-Wert» Dies ist ein wichtiger Vorteil gegenüber

einem Detektorschaltkreis unter Verwendung eines Spannungsgeneratorkreises für die Referenzspannung, etwa nach der Lehre der eingangs genannten Veröffentlichung/ wo diese Möglichkeit nur gegeben wäre, wenn erhebliche Modifikationen vorgenommen würden.

In den vier beschriebenen Ausführungsbeispielen werden natürlich die Umschalter 7, 8, 10/ 12 von MOS-Transistoren gebildet. Diese Transistoren können jedoch sehr hohe Widerstände bilden, sobald die von ihnen umzuschaltenden Spannungen niedrig sind. Im Falle von niedrigen Speisespannungen ist es demgemäß wünschenswert, in dem Schaltkreis das Vorliegen von schwimmenden Umschaltern zu vermeiden, welche Spannungen umzuschalten hätten, die niedriger liegen als die Speisespannung, in der Größenordnung etwa der Hälfte derselben. Dieses Problem kann insbesondere für den Umschalter 8 vermieden werden, indem man ihn nicht zwischen die beiden Stromquellen 3, 4 und den Transistor 1 legt, sondern zwischen die Klemme b des Schaltkreises und die beiden Stromquellen, d. h., indem man zwischen jede Stromquelle, die an den Emitter des Transistors 1 angeschlossen ist, und die Klemme b einen Feldeffekttransistor legt, wobei einer der Transistoren gesperrt ist, während der andere leitet.

Ferner ist eine Vergrößerung des Widerstandes des Transistors, .der den Umschalter 10 bildet, nicht sehr störend, denn diese Veränderung verschiebt nur den Arbeitspunkt des Verstärkers 9, entsprechend der Gleichgewichtsspannung Vg auf der Kennlinie des Verstärkers in eine Zone, wo die Verstärkung groß bleibt.

Um das Problem zu lösen bezüglich des Umschalters' 7 kann man beispielsweise die Konfiguration gemäß Fig. 6 wählen.

Man erkennt in dieser Ausführungsform wieder den bipolaren Transistor 1, der dank dem Umschalter 8 und den Stromquellen 3 und 4 nacheinander von zwei Strömen I2 bzw. I-j durchflossen

werden kann. Man erkennt ferner den Verstärker 9, den Umschalter 10, der eine Totalgegenkopplung zwischen dem Ausgang und dem Ein-jang des Verstärkers während der ersten Arbeitsphase des Detektorkreises ermöglicht, sowie den Kondensator 6, der zwischen den Emitter des Transistors 1 und den Eingang des Verstärkers gelegt ist. Die Kapazität des Kondensators 6 behält den gleichen Wert wie in den vorher beschriebenen Ausführungsformen. Der Schaltkreis umfaßt ferner auch den Kondensator 11, dessen einer Belag mit dem Eingang des Verstärkers 9 verbunden ist, und dessen anderer Belag über den Umschalter 12 entweder an die. eine oder die andere der Klemmen a, b der Schaltung gelegt werden kann, über denen die Eingangsspannung steht. Doch weicht die Kapazität dieses Kondensators 11 von der ab, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 vorgesehen war.

Dieser Schaltkreis umfaßt ferner einen zweiten bipolaren Transistor 13 in Diodenschaltung, der identisch mit Transistor 1 ist, sowie eine Stromquelle 14 zur Stabilisierung des Stromes in die Basisemitterstrecke dieses Transistors, wobei der Strom den Wert I^ annehmen soll. Ein Umschalter 15 ermöglicht, den Belag des Kondensators 5, der nicht am Eingang des Verstärkers 9 liegt, entweder an den Emitter des Transistors 13 zu legen, wenn er sich nämlich in der Position I befindet, oder unter Kurzschließen des Transistors 12 an die Klemme a, sobald er in Position II umgelegt wird.

Die Kapazität des Kondensators 11 ist in.Abhängigkeit vom Referenzpegel zu wählen, den man erhalten möchte. Wenn dieser Pegel V_BG beträgt, muß diese Kapazität den gleichen Wert C haben, wie die des Kondensators 5. Wenn man jedoch für den Detektorschaltkreis einen Referenzpegel wünscht, der wie im Fall der Fig. 1 gleich zV_BG ist, muß der Kondensator eine Kapazität haben, die im wesentlichen gleich dem Wert C/z ist. Die Arbeitsweise dieses Schaltkreises ist ähnlich der der bereits beschriebenen Schaltkreise.

Solange die Umschalter 8, 10, 12, 15 in Position I sind, Jaden sich die Kondensatoren ^r), 6 und 11 auf! die Spannungen V-- V_E, (V-V_BE2) - V_E bzw. V - V_E auf, während der Verstärker 9 sich auf seinen Arbeitspunkt entsprechend maximaler Verstärkung polarisiert. Sobald die Umschalter gleichzeitig in Position II umgelegt werden, injizieren die Kondensatoren 5, 6, 11 in den Schaltungsknoten A die- Ladungen CVg_E-j , xC (^VBE1 ~ ^VBE2* k^zw· -CV/z. Es erscheint keinerlei Signal am Eingang des Verstärkers 9, falls die algebraische Summe dieser Ladungen null beträgt, d. h., falls der Wert der Spannung V praktisch gleich dem Referenzpegel ist. Im anderen Falle ergibt sich eine Veränderung der Spannung am Eingang des Verstärkers, der demgemäß ein Signal auf Logikpegel liefert, das charakteristisch dafür ist, ob die Eingangsspannung V größer oder kleiner als der Referenzpegel ist.

Die Erfindung ist natürlich nicht auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Insbesondere könnte man den Detektorschaltkreis mit einer Spannung speisen, die nicht diejenige Eingangsspannung ist, welche kontrolliert werden soll.

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Claims

Patentansprüche

MyDetektorschaltkreis für einen Spannungspegel, mittels dem eine Eingangsspannung mit einem stabilen Referenzpegel verglichen werden kann, gekennzeichnet durch

Einrichtungen zum Erzeugen einer ersten, einer zweiten und einer dritten Spannung, deren Werte Funktionen eines ersten, eines zweiten und eines dritten Gleichspannungswertes an den Klemmen einer Diode sind;

einen kapazitiven Berechnungsschaltkreis, mittels dem ausgehend von der Eingangsspannung und den ersten, zweiten und dritten Spannungen ein Differenzsignal erzeugbar ist, das repräsentativ ist für den algebraischen Wert der Differenz zwischen der Eingangsspannung und dem Referenzpegel, definiert ausgehend von der Summe des ersten Gleichspannungswertes an den Diodenklemmen und dem Produkt aus der Differenz zwischen dem zweiten und dritten Gleichspannungswert über den Diodenklemmen mit einem vorgegebenen Koeffizienten und

eine Verstärkeranordnung zum Übertragen dieses Differenzsignals auf einen Logikpegel.

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2. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet/ daß der Berechnungsschaltkreis für die Erzeugung einerseits eines Signals ausgebildet ist, das repräsentativ ist für die Differenz zwischen der Eingangsspannung und dem ersten Wert der Gleichspannung über den Diodenklemmen und andererseits eines Signals, das repräsentativ ist für das Produkt aus der Differenz zwischen dem zweiten und dem dritten Gleichspannungswert über den Diodenklemmen mit dem vorgegebenen Koeffizienten, wobei diese Signale danach algebraisch addiert werden zum Erzeugen des Differenzsignals.
3. Schaltkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Berechnungsschaltkreis zum Erzeugen des Signals, das repräsentativ ist für die Differenz zwischen der Eingangsspannung und dem ersten Gleichspannungswert· über den Diodenklemmen_feinen ersten kapazitiven Subtraktionsschaltkreis umfaßt, mit einem ersten Kondensator vorgegebener Kapazität, und daß der Berechnungsschaltkreis zum Erzeugen des Signals, das repräsentativ ist für das Produkt aus der Differenz zwischen der zweiten und der dritten Gleichspannung über den Diodenklemmen mit dem vorgegebenen Koeffizienten, einen zweiten kapazitiven Subtraktionsschaltkreis umfaßt, mit einem zweiten Kondensator mit einer Kapazität, die im wesentlichen gleich dem Produkt der Kapazität des ersten Kondensators mit dem vorgegebenen Koeffizienten ist.
4. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet/ daß die Einrichtungen zum Erzeugen der ersten/ zweiten und dritten Spannung drei bipolare Transistoren umfassen, die im wesentlichen identisch sind, und deren Basis mit dem Kollektor verbunden ist, wobei jeder der Transistoren in Serie mit einer Stromquelle liegt.
5. Detektorschaltkreis für einen Spannungspegel zum Vergleichen einer Eingangsspannung mit einem stabilen Referenzpegel, gekennzeichnet durch

Einrichtungen zum Erzeugen einer ersten und einer zweiten Spannung/ deren Werte Funktionen eines ersten bzw. zweiten Gleichspannungswertes an den Klemmen einer Diode sind;

einen kapazitiven Berechnungsschaltkreis, der ausgehend von der Eingangsspannung und der ersten und zweiten Spannung ein Differenzsignal liefert, das repräsentativ ist für den algebraischen Wert der Differenz zwischen der Eingangsspannung und dem Referenzpegel, definiert ausgehend von der Summe des ersten Wertes der Gleichspannung über den Diodenklemmen und dem Produkt aus der Differenz zwischen dem ersten und zweiten Wert der Gleichspannung über den Diodenklemmen mit einem vorgegebenen Koeffizienten, und

eine Verstärkeranordnung zum Umsetzen des Differenzsignals in einen Logikpegel.
6. Schaltkreis nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Berechnungsschaltkreis zum Erzeugen einerseits eines Signals ausgebildet ist, das repräsentativ ist für die Differenz zwischen der Eingangsspannung und dem ersten Wert der Gleichspannung über den Diodenklemmen und andererseits eines Signals, das repräsentativ ist für das Produkt der Differenz zwischen dem ersten und zweiten Wert der Gleichspannung über den Diodenklemmen mit dem vorgegebenen Koeffizienten, wobei diese Signale danach algebraisch addiert werden zum Erzeugen des Differenzsignals.
7. Schaltkreis nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Berechnunsschaltkreis zum Erzeugen des Signals, das repräsentativ ist für die Differenz zwischen der Eingangsspannung und dem ersten Wert der Gleichspannung über den

Diodenklemmen,einen ersten kapazitiven Subtraktionsschaltkreis umfaßt mit einem ersten Kondensator vorgegebener Kapazität, und zum Erzeugen des Signals, das repräsentativ ist für das Produkt der Differenez zwischen dem ersten und dem zweiten Wert der Gleichspannung über den Diodenklemmen mit dem vorgegebenen Koeffizienten einen zweiten kapazitiven Subtraktionsschaltkreis umfaßt mit einem zweiten Kondensator einer Kapazität, die im wesentlichen gleich ist dem Produkt der KapaziLäL dos ersten Kondensators und des vorgegebenen · Koej'f iz ion Leu.
8. Schaltkreis nach Anspruch 5/ dadurch gekennzeichnet/ daß die Einrichtungen zum Erzeugen der ersten und zweiten Spannungen zwei bipolare, im wesentlichen gleiche Transistoren umfassen, deren Basis mit dem Kollektor verbunden ist und die jeweils in Serie mit einer Stromquelle geschaltet sind.
9. Schaltkreis nach Anspruch 5/ dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erzeugen der ersten und zweiten Spannungen einen bipolaren Transistor umfassen/ dessen Basis mit dem Kollektor verbunden ist und der alternierend in Serie mit einer ersten oder einer zweiten Stromquelle schaltbar ist.
10. Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkeranordnung einen Verstärker umfaßt, an dessen Eingang das Differenzsignal angelegt ist, und daß der Schaltkreis Komponenten umfaßt zum automatischen polarisieren des Verstärkers auf einen stabilen Arbeitspunkt entsprechend einer maximalen Verstärkung.
11. Schaltkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker als Inverterverstärker ausgebildet ist.
12. Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 5, dadurch gekennzeichnet/ daß der Schaltkreis zusätzlich Komponenten zum Einregulieren des Referenzpegels aufweist.
13. Schaltkreis nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Modifizieren des Referenzpegels eine Schaltung umfassen zum Erzeugen eines Signals proportional der Eingangsspannung und zum überlagern dieses Signals zu dem Differenzsignal.
14. Schaltkreis nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zum Erzeugen des Signals, das proportional der Eingangsspannung ist, einen Kondensator umfaßt, der alternierend an die eine oder andere der Eingangsklemmen des Detektorkreises gelegt werden kann, an denen die Eingangsspannung anliegt.
15. Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsspannung die Speisespannung des Detektorschaltkreises ist.