DE1176192B - Elektronisches Schaltnetz zum selektiven Verbinden einer ersten oder einer zweiten Klemme mit einer dritten Klemme nach Mass-gabe der momentanen Polaritaet eines Steuersignals - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Internat. Kl.: H 03 k

Deutsche Kl.: 21 al-36/18

Nummer: 1176 192

Aktenzeichen: G 35837 VIII a / 21 al

Anmeldetag: 16. August 1960

Auslegetag: 20. August 1964

Mit der Erfindung wird ein elektronisches Schaltnetz zum selektiven Verbinden einer ersten oder einer zweiten Klemme mit einer dritten Klemme nach Maßgabe der momentanen Polarität eines Steuersignals vorgeschlagen. Das Netz weist eine Kombination zweier Transistoren vom gleichen Leitfähigkeitstyp auf, von denen ein gleiches Paar der Emitter- und Kollektorelektroden mit der dritten Klemme verbunden ist und die Elektroden des anderen gleichen Paares mit jeweils der ersten und der zweiten Klemme verbunden sind, einer erdfrei gegenüber Bezugsspannung oder Erde geschalteten Einheit, die auf das Steuersignal anspricht und zwei Basis-Steuerspannungen von entgegengesetzter momentaner Polarität ableitet, und eines Schaltkreises zum Anlegen der einen Basis-Steuerspannung an den einen Transistor und der anderen Basis-Steuerspannung an den anderen Transistor, wobei die Emitter-Basis- und Kollektor-Basis-Grenzschichten beim einen Transistor in Durchlaßrichtung vorgespannt und beim anderen Transistor gesperrt werden, wenn das Steuersignal die eine Polarität besitzt, während die Vorspannungszustände der beiden Transistoren umgekehrt werden, wenn das Steuersignal die entgegengesetzte Polarität besitzt.

Die Genauigkeit und auch die anderen Leistungskriterien einer Anzahl von elektronischen Schaltkreisen hängen von der Qualität der in ihnen enthaltenen elektronischen Schalter ab. Zum Beispiel wird die Wirkungsweise einer Anzahl verschiedener Typen von direkt gekoppelten Verstärkern in großem Maße durch die Qualität der in diesen Verstärkern benutzten Steuerschalter beeinflußt. In gleicher Weise wird die Linearität und Genauigkeit einiger phasenempfindlicher Demodulatorkreise stark durch die Genauigkeit von Vorgängen beeinflußt, die tatsächlich Schaltvorgänge sind. Im weiteren Verfolg des Erfindungsgedankens wird daher eine Verbesserung für Verstärkerkreise und Demodulatorkreise angegeben.

Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung werden in Ausführungsbeispielen an Hand der Zeichnungen ausführlich erläutert. In den Zeichnungen stellt dar

Fig. la das Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig. Ib eine andere Ausführungsform der Schaltung gemäß Fig. la,

Fig. 2 ein Schaltbild, das die Anwendung der Erfindung bei einem stabilisierten Gleichstromverstärker zeigt,

Fig. 3 das Schaltbild eines erfindungsgemäßen linearen Transistordemodulators.

Elektronisches Schaltnetz zum selektiven
Verbinden einer ersten oder einer zweiten
Klemme mit einer dritten Klemme nach Maßgabe der momentanen Polarität eines
Steuersignals

Anmelder:

General Precision,

Inc. Hillcrest, Binghamton, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr. K.-R. Eikenberg und

Dipl.-Chem. W. Rücker, Patentanwälte,

Hannover, Am Klagesmarkt 10/11

Als Erfinder benannt:
Hermann Schmid, Hillcrest,
Binghamton, N. Y. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. v. Amerika vom 17. August 1959

(834 178)

In den Fig. la und Ib sind erfindungsgemäße Schaltkreise dargestellt. Jeder dieser Kreise enthält zwei unabhängige erdfreie Schaltkreisabschnitte, wie sie z. B. in der deutschen Patentschrift 1143 856 beschrieben wurden. Zur Energiezufuhr wird die Primärwicklung 10 des Transformators 11 so gespeist, daß Rechteckspannungen in den Sekundärwicklungen und 13 induziert werden. Wie dargestellt, sind die Wicklungen 12 und 13 gegen Erde isoliert und auch nicht leitend untereinander verbunden, so daß Verkettungen der beiden Schaltkreisabschnitte an den Emittern hergestellt werden können, ohne daß in irgendeiner Weise der unabhängige Betrieb eines jeden Schaltkreisabschnittes beeinflußt wird. Die Wicklungen 12 und 13 sind entgegengesetzt gepolt, so daß die Wicklung 12 ein positives Potential an die Basis des Transistors Tl liefert, wenn von der Wicklung 13 aus ein negatives Potential an die Basis des Transistors T 2 geliefert wird, und umgekehrt. Auf diese Weise wird der Transistor Tl stark in Durchlaßrichtung vorgespannt, wenn der Transistor T 2 gesperrt ist, und es erscheint an der gemeinsamen Emitterklemme 15 die

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unterliegen jedoch der Abnutzung und der Kontaktkorrosion und führen in das Ausgangssignal ein Rauschen ein. Es sind deshalb zahlreiche Versuche unternommen worden, um derartige elektromechanische Zerhacker durch Transistorschaltkreise zu ersetzen. Als Stand der Technik auf dem Gebiet der Transistorzerhacker möge auf den Artikel von G. B. B. Chaplin und A. R. Owens, »Proc. I. E. E.«, Vol. 105, Part B, Januar 1958, verwiesen werden.

Grundsätzlich ergibt sich bei dem Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 2 ein einwandfreier Betrieb als nullpunktstabiler Verstärker, wenn die Klemmen A und B, die den Eingang bzw. den Ausgang eines Wechselstromverstärkers £/-400 darstellen, abwech-

Kollektorspannung von Tl. Entsprechend erscheint
bei gesperrtem Transistor Tl die Kollektorspannung
des Transistors T 2 an der gemeinsamen Emitterklemme 15. Die Spannungen F₁ und F₂, die geschaltet oder selektiv an die Ausgangsklemme 15 5
angelegt werden sollen, werden den Kollektoren der
Transistoren Tl und Γ 2 über die Klemmen 16 und
17 zugeführt. Die Potentiale V₁ und F₂ sind im allgemeinen in ihrem Betrag oder in ihrer Polarität
unterschiedlich (sonst würde ja kein Grund zur Ver- io
wendung eines Schalters vorliegen). Die Dioden Dl, D 2, D 3 und D 4 verhindern jeden nennenswerten
Stromfluß zwischen den Klemmen 16 und 17, gestatten jedoch eine Verkettung der beiden erdfreien
Kreise. Die Dioden Dl und D2 werden in Durch- 15 selnd an Erde gelegt werden. Erde ist also in Fig. 2 laßrichtung vorgespannt und leiten, wenn von der das Bezugspotential. Diese Betriebsweise erfordert Wicklung 12 eine Vorspannung geeigneter Polarität die Funktion eines Einpoldoppelschalters. Um ein zum Entsperren der beiden Grenzschichten des Tran- genaues Schalten zu ermöglichen, sollte ein derartiger sisters Tl geliefert wird, dagegen werden diese bei- Schalter einen extrem kleinen oder vernachlässigden Dioden gesperrt, wenn durch die von der Wick- 20 baren Reststrom im gesperrten Zustand und, was lung 12 gelieferte Spannung die beiden Grenzschich- noch bedeutungsvoller ist, einen extrem kleinen ten des Transistors Tl gesperrt werden. Die Dioden Spannungsabfall im leitenden Zustand besitzen. Es D3 und DA arbeiten mit der Wicklung 13 und dem wurde bereits vorgeschlagen, den Reststrom durch Transistor T 2 in analoger Weise zusammen. Unterdrücken der Sperrspannung über die Emitter-Im Gegensatz zu bekannten Transistorschaltern 25 Basis-Sperrschicht des Transistors gering zu halten, kann der erfindungsgemäße Schalter Signale in bei- jedoch wird durch diesen Vorschlag in unerwünschter den Richtungen übertragen. Beispielsweise kann die Weise die Sperrimpedanz des gesperrten Schalters Klemme 15 als Eingangsklemme aufgefaßt werden, von mehreren Megohm zu nur einigen 100 Ohm bei der ein Eingangsstrom zugeführt wird. Unter der normalen Betriebstemperaturen reduziert. Der Span-Steuerung des Eingangssignals an der Primärwick- 30 nungsabfall über den Klemmen des geschlossenen lung 10 des Transformators 11 wird dieser Eingangs- Schalters wurde dabei durch Betrieb des Transistors strom selektiv an Belastungen von geringer Impedanz als Emitterfolger gering gehalten, aber selbst hierbei (die nicht weiter dargestellt sind und die mit den ergibt sich noch ein Spannungsabfall von mehreren Klemmen 16 und 17 verbunden sind) geschaltet. Eine Millivolt und außerdem eine wahrnehmbare VerGenauigkeit dieser »Stromschaltung« mit einem 35 änderung der Ausgangsspannung bei sich ändernder Impedanzverhältnis zwischen gesperrtem und leiten- Temperatur. Selbst, wenn der Spannungsabfall durch dem Schalter von mehr als 10 000: 1 läßt sich hierbei leicht erzielen.

Die Genauigkeit hängt zum Teil von der Höhe der
Diodensperrströme ab, da die Sperrströme durch die 40
beiden Dioden parallel zu dem gesperrten Transistor
fließen und somit den Wirkungsgrad des Schalters
herabsetzen. Es werden daher Dioden mit möglichst
geringen Sperrströmen bevorzugt. Durch die Sperrströme, die Dioden und den Transistor wird der 45 Wenn der Schalttransistor Tl »leitend« ist, steht nur kleinste noch schaltbare Signalpegel bestimmt. eine sehr geringe Spannung am Punkt A gegen Erde, In Fig. 2 ist die Anwendung des erfindungs- da sowohl die Emitter-Basis-Grenzschicht wie auch gemäßen Schalters in einem direkt gekoppelten Ver- die Kollektor-Basis-Grenzschicht des Transistors in stärker zur Stabilisierung gegen eine Nullpunktsver- Durchlaßrichtung vorgespannt ist. Weiterhin kann Schiebung gezeigt, der besser stabilisiert ist als dies 50 durch relative Einstellung des Emitter-Basis-Stromes bislang bei Transistorzerhackern möglich war. Bei und des Kollektor-Basis-Stromes der Spannungsabeinem direkt gekoppelten Transistor verursachen fall zwischen Klemme A und Erde vollständig auf thermische Effekte, insbesondere solche in der ersten den Wert Null gebracht werden, wodurch sich ein Stufe des Verstärkers und im Zerhacker, zufällige praktisch perfektes Zerhacken ohne irgendeine meß- oder temperaturabhängige Schwankungen im Aus- 55 bare Gegenspannung ergibt. Die Einstellung der gang, durch die Rechen- oder Anzeigefehler hervor- Ströme kann durch Einstellung der Widerstände R-41 gerufen werden. Um solche Fehler zu verhindern, ist und R-42 erfolgen, wobei auch Unterschiede in den es üblich, die Eingangsgleichspannung zu zerhacken Durchlaßimpedanzen der Dioden Dl und D 2 und und nach dem Durchlauf durch einen Wechselspan- der Impedanzen der Emitter-Basis- und der Kolleknungsverstärker wieder gleichzurichten. Derartige 60 tor-Basis-Grenzschichten des Transistors auskom-Schaltungen sind in der Literatur ausführlich be- pensierbar sind. Für einen Zerhacker ist es nicht nur schrieben (vgl. Korn & Korn, »Electronic Analog wichtig, daß der Spannungsabfall über dem Schalter Computers«, New York, 1956, Kap. 5, oder Truxal, bei leitendem Schalter auf den Wert Null gelangt, »Control Engineers Handbook«, New York, 1958, sondern auch, daß bei gesperrtem Schalter kein Rest-S. 6 bis 10 bzw. 6 bis 15). Bei vielen der auf diese 65 strom fließt. Aus dem letztgenannten Grund sind die Art stabilisierten Verstärkern werden zum Zerhacken Nebenschlußwiderstände R-43 bis R-47 in die Schal- und Wiedergleichrichten elektromechanische Vibra- tung eingefügt. Die vier festen Widerstände und der tor-Schalter (Zerhacker) benutzt. Solche Schalter variable Widerstand bilden einen Brückenkreis, der

ein negatives Potential am Kollektor des Schalters kompensiert wird, bleibt der Nachteil des wahrnehmbaren Fehlers bei Temperaturänderungen erhalten.

Der Modulatorschalter der Fig. 2 wird durch eine Wechselspannung bestimmter Frequenz, die in Synchronismus zu der Schaltfrequenz steht, an den Klemmen 48 und 49 gespeist und verbindet die Eingangsklemme A mit Erde oder trennt sie von Erde.

durch Einstellung des Abgriffs am Widerstand R-44 abgestimmt werden kann. Durch einen solchen Brückenrelais kann die Spannung V'_CE über dem Schalttransistor im offenen Zustand auf den Wert Null gebracht werden, so daß auch der Reststrom des Zerhackers Null wird. Um sicherzustellen, daß die Brücke vollständig unabhängig von Schwankungen der Sperrwiderstände der Dioden und Transistoren wird, liegen zweckmäßig die Nebenschlußwiderstände in der Größenordnung von 10 Kiloohm für Germaniumtransistoren und 500 Kiloohm für Siliziumtransistoren. Diese Nebenschlußwiderstände reduzieren zwar die effektive Sperrimpedanz des Zerhackers, die Sperrimpedanz ist aber dennoch etwa 1Ofach oder mehr größer als die Sperrimpedanz der bekannten Schaltkreise.

Bei unsymmetrischen Transistoren, bei denen das Kollektorgebiet sehr viel größer ist als das Emittergebiet, muß der Emitterstrom kleiner gehalten werden als der Kollektorstrom. Der Signalstrom, der durch den gesättigten Transistor (geschlossener Schalter) fließt, kann bei einigen Anwendungen etwa 1 mA betragen. Um den Emitterstrom klein gegenüber dem Kollektorstrom zu halten, wird es notwendig, daß sowohl der Emitter-Vorspannungsstrom (durch Widerstand R-4X und Diode Dl) als auch der Kollektor-Vorspannungsstrom (durch Widerstand R-4X und Diode D X) gegenüber dem Signalstrom (von Klemme A zu Erde) groß ist. Falls symmetrische Transistoren verwendet werden, läßt sich dieses Erfordernis leichter einhalten, da beide Ströme in der gleichen Größenordnung liegen. Bei allen in dieser Beschreibung beschriebenen Schaltungen können Emitter und Kollektor der Transistoren gegeneinander ausgetauscht werden, ohne daß der Erfindungsgedanke verlassen wird, und da Emitter und Kollektor sich nicht unterscheiden, können symmetrische Transistoren verwendet werden.

Die Wirkungsweise des Transistors Tl als Demodulator-Schalter kann aus der Beschreibung der Wirkungsweise des Transistors TX heraus leicht verstanden werden, ohne daß noch eine ins einzelne gehende Erklärung notwendig ist. Für den Zerhackerschalter Tl wird eine wesentlich höhere Qualität verlangt, da er am Verstärkereingang liegt. Falls der vollständig stabilisierte Verstärker der Fig. 2 eine Spannungsgesamtverstärkung erzeugen soll (indem der Rückkopplungswiderstand R-FB größer gemacht wird als der Eingangswiderstand R-X), kann die Sekundärwicklung 44 mit mehr Windungen versehen werden als die Wicklung 43, so daß die den Sperrschichten des Demodulatortransistors T-2 zugeführten Sperrspannungen um mehrere Volt die an der Klemme B stehende Signalspannung übersteigen. Der Kollektor-Basis-Sperrschicht und der Emitter-Basis-Sperrschicht des Transistors T-2 sind die Dioden £>-3 und D-4 zugeordnet. Die Durchschlagspannung dieser Sperrschichten braucht nicht die in Sperrichtung auftretende Spannung des Transformators 44 zu übersteigen, so daß die Verwendung von Hochfrequenztransistoren mit niedrig bemessener Emitter-Basis-Durchschlagspannung möglich ist. Die Durchschlagspannungen am Transistor T-I in F i g, 2 sind kaum bemerkbar, da bei dem rückgekoppelten Verstärker die Klemme A in der Nähe des Erdpotentials gehalten wird.

Der Transistorschalter ist in Fig. 2 sowohl als Modulator als auch als Demodulator verwendet. Er braucht jedoch nicht an beiden Stellen verwendet zu werden. Beispielsweise kann der dargestellte Modulatorkreis T-I auch bei einem Verstärker verwendet werden, bei dem ein üblicher Zerhacker oder irgendein anderer Typ eines Demodulators an Stelle des dargestellten Demodulators T-I benutzt wird, da die Leistungsfähigkeit des Demodulators in einem Rückkopplungsverstärker nicht so kritisch ist. Im übrigen kann der dargestellte verbesserte Transistorschalter

ίο auch bei zahlreichen anderen Verstärkern benutzt werden, bei denen ein »Zerhacken« notwendig ist, und zwar mit den gleich guten Ergebnissen wie bei dem in F i g. 2 dargestellten Verstärker.

Fig. 3 zeigt die Anwendung der Erfindung für einen verbesserten phasenempfindlichen Demodulator, der eine ausgezeichnete Linearität und Wirkungsweise auch für kleine Spannungen besitzt. Ein idealer phasenempfindlicher Demodulator sollte eine hohe Eingangsimpedanz, eine niedrige Ausgangsimpedanz und keinen Spannungsabfall aufweisen, er soll perfekt linear sein und für kleine Eingangsspannungen keinen Vorausschlag oder totes Band besitzen. Bei der in Fig. 3 dargestellten Schaltung werden die meisten dieser Erfordernisse sehr nahe verwirklicht.

Das zu demodulierende Wechselspannungssignal wird als Eingangsspannung an die Klemmen 51 und 52 der Primärwicklung 53 eines Transformators 54 angelegt, in dessen Sekundärwicklungen 55 und 56 entsprechende Spannungen induziert werden. Eine Bezugsspannung, gegen deren Phase die Signalspannung verglichen werden soll, wird an die Klemmen 57 und 58 angelegt und speist die Primärwicklung 60 des Transformators 61. Hierbei werden in den Sekundärwicklungen 62 und 63 die Basissteuerspannungen für die beiden Transistoren T-X und T-I induziert. In der Zeichnung ist zur besseren Verdeutlichung die Wicklung 63 im größeren Abstand von der Primärwicklung 60 dargestellt. Die dem Transformator 61 zugeführte Bezugsspannung besitzt die gleiche Frequenz wie die Eingangssignalspannung. Falls die Eingangssignalspannung in Phase oder um 180° phasenversetzt zu der Bezugsspannung ist, erzeugt der Demodulator eine Vollweg-gleichgerichtete Sinuswelle. Die Polarität der Ausgangsspannung hängt dabei von der Beziehung zwischen den momentanen Polaritäten der Signalspannung und der Bezugsspannung ab. Der Ausgang kann, falls gewünscht, durch ein übliches Filter 70 gefiltert werden. Der Kreis der F i g. 3 arbeitet wie ein Relais mit Einpol-Doppelschalter-Kontakten, wobei das Relais durch die Bezugsspannung geöffnet und geschlossen wird und durch die Relaiskontakte die Eingangssignalspannung schaltet. Dieser Transistorschalter bildet somit einen phasenempfindlichen linearen Demodulator. Da nicht der gesamte Basis-Steuerstrom durch die Eingangssignalquelle zugeführt werden muß, kann die Quellimpedanz der Eingangssignalquelle in F i g. 3 sehr viel größer gehalten werden als bei bisher bekannten Transistordemodulatoren. Da weiterhin die So Emitter- und Kollektorströme in der oben erläuterten Weise einjustiert werden können, so daß der Spannungsabfall vom Emitter zum Kollektor bei jedem gesättigten Transistor auf den Wert Null gebracht wird, tritt bei kleinen Eingangsspannungen auch kein Vorausschlag oder totes Band auf.

Die Widerstände £-55, R-S6 und Ä-57 begrenzen den in Durchlaßrichtung gepolten Strom. Diese drei Widerstände können für einen gegebenen Transistor-

typ als feste Widerstände ausgebildet sein, wobei während der Sättigung zwischen Kollektor und Emitter noch eine Spannung von weniger als 100 Mikrovolt entstehen kann.

Die Stärke des in Durchlaßrichtung vorspannenden Basisstromes liegt zweckmäßig im Bereich zwischen 0,5 bis 20 (bei typischen Germaniumtransistoren) und hängt davon ab, wieviel Belastungsstrom durch den Schalter laufen soll. Ganz allgemein sollte der Basisstrom etwa doppelt so groß wie der Belastungsstrom gehalten werden. Der Betrag der Basissteuerspannung E_b, die durch den Betrag der maximalen zu schaltenden Spannimg bestimmt ist, sollte ganz allgemein mehr als doppelt so groß sein wie der Betrag der zu schaltenden maximalen Signalspannung. Die Werte für die Widerstände R-S5, R-S6 und R-S7 können dann unter Berücksichtigung dieser Angaben aus den Maximalwerten für E_b und I_b ermittelt werden. Um eine Störung und Belastung der Signalquelle zu vermeiden, ist es notwendig, daß die Quellimpedanz der Signalquelle mindestens um den Faktor 10 niedriger ist als die Lastimpedanz.

Die Linearität des Demodulatorkreises der F i g. 3 wird durch die Größe des Spannungsabfalls V_CE über dem leitenden Transistor und durch die Veränderung von V_CE mit sich ändernder Eingangssignalamplitude bestimmt. Der Spannungsabfall V_CE kann auf den Wert von etwa 1 mV herabgedrückt werden, falls der Basisstrom eine vorgegebene Stärke hat und falls die Lastimpedanz sehr hoch gehalten wird. Hierdurch wird es möglich, eine Linearität von ± 0,01% über einem Signalbereich von ± 10 V zu erhalten. Im vorliegenden Fall jedoch kann die Spannung V_CE effektiv auf dem Wert Null gehalten werden, falls der Basisstrom I_b mindestens eine Größenordnung größer ist als der Belastungsstrom I_L, so daß die Linearität des neuen Transistormodulators nahezu perfekt ist.

Die Nullpunktstabilität des Demodulators wird durch die Veränderung der Spannung V_CE und durch den Spannungsabfall über der Impedanz der Signalquelle bestimmt. Bei üblichen Modulatoren verändert sich die Spannung V_CE im allgemeinen etwa um ± 0,2 mV, während der Spannungsabfall über der Impedanz der Signalquelle sich mit dem Strom aus der Signalquelle verändert. Bei dem erfindungsgemäßen Demodulator kann die Veränderung der Spannung V_CE auf etwa ± 0,05 mV herabgedrückt werden. Da weiterhin kein Basisstrom zur Signalquelle fließt, wird der Strom aus der Signalquelle und damit entsprechend der Spannungsabfall über der Impedanz der Signalquelle ebenfalls sehr viel geringer.

Bei bekannten Transistordemodulatoren liegt der maximal zulässige Belastungsstrom für einen Spannungsabfall V_CE von z. B. 1 mV in der Größenordnung von etwa V20 des Basisstromes, und der maximale Basisstrom ist durch die Impedanz der Signalquelle begrenzt. Im allgemeinen können bei dem bekannten Demodulator die Belastungsströme nicht den Wert von 0,1 mA überschreiten. Dagegen kann bei dem erfindungsgemäßen Demodulator der Belastungsstrom etwa 50°/» des Basisstromes betragen, und weiterhin ist der Basisstrom selbst nicht durch die Impedanz der Signalquelle begrenzt, sondern nur durch die Charakteristik des jeweils benutzten Transistors. Bei 150-mW-Transistoren können Belastungsströme bis zu 10 mA durch den Transistor geleitet werden. Bei geeigneten Hochleistungstransistoren sind Belastungsströme von 100 mA und mehr möglich.

Als Dynamikbereich eines Demodulators wird das Verhältnis der Ausgangsspannung bei maximalem Eingangssignal zu der Ausgangsspannung bei keinem Eingangssignal bezeichnet. Bei einem üblichen Transistordemodulator mit einem Spannungsabfall V_CE von 1 mV und einer maximalen Ausgangsspannung von 10 V liegt der Dynamikbereich bei 10 000. Da bei der vorliegenden Erfindung V_CE etwa gleich Null gemacht wird, übersteigt der Dynamikbereich hier sehr leicht den Wert 100 000 und nähert sich dem Wert unendlich.

Bei der Schaltung der Fig. 3 kann ein Teil der Widerstände R-55 und R~57 als Teil eines nicht weiter dargestellten Potentiometers ausgebildet sein, das zwischen den Dioden Dl und D 2 liegt, dessen Schleifer mit der Wicklung 62 verbunden ist und bei dem die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen R-Sl und R-52 an einem Mittelabgriff der Potentiometerwicklung liegt. Durch geeignete Einstellung dieses Potentiometers läßt sich eine genaue Einstellung des Spannungsabfalles V_CE im leitenden Zustand des Transistors Tl auf den Wert Null ermöglichen. Eine analoge Potentiometerverbindung kann für den Transistor Tl in Zusammenwirkung mit der Wicklung 63 und den Widerständen R-S3 und R-54 vorgesehen werden. Jedoch kann eine Einstellung des Spannungsabfalles im leitenden Zustand des Transistors auch durch jede andere Methode vorgenommen werden, durch die das Verhältnis von I_c zu I_E verändert wird.

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Elektronisches Schaltnetz zum selektiven Verbinden einer ersten oder einer zweiten Klemme mit einer dritten Klemme nach Maßgabe der momentanen Polarität eines Steuersignals, gekennzeichnet durch die Kombination zweier Transistoren vom gleichen Leitfähigkeitstyp, von denen ein gleiches Paar der Emitter- und Kollektor-Elektroden mit der dritten Klemme verbunden ist und die Elektroden des anderen gleichen Paares mit jeweils der ersten und der zweiten Klemme verbunden sind, einer erdfrei gegenüber Bezugsspannung oder Erde geschalteten Einheit, die auf das Steuersignal anspricht und zwei Basis-Steuerspannungen von entgegengesetzter momentaner Polarität ableitet, und eines Schaltkreises zum Anlegen der einen Basis-Steuerspannung an den einen Transistor und der anderen Basis-Steuerspannung an den anderen Transistor, derart, daß die Emitter-Basis- und Kollektor-Basis-Grenzschichten beim einen Transistor in Durchlaßrichtung vorgespannt und beim anderen Transistor gesperrt werden, wenn das Steuersignal die eine Polarität besitzt, während die Vorspannungszustände der beiden Transistoren umgekehrt werden, wenn das Steuersignal die entgegengesetzte Polarität besitzt.

2. Schaltnetz nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Basis-Steuerspannungen durch zwei gesonderte sekundäre Wicklungen eines gemeinsamen Transformators geliefert werden, wobei von der einen Sekundärwick-

lung aus die Basis-Steuerspannung zwischen die Basis des einen Transistors und eine gemeinsame Klemme von zwei Abzweigungskreisen gelegt wird, die diese Klemme mit der Emitterelektrode bzw. der Kollektorelektrode des Transistors verbinden, und zwar über Dioden, die so gepolt sind, daß ein Strom fließen kann, wenn durch die Polarität der Basis-Steuerspannung die Transistorgrenzschichten in Durchlaßrichtung vorgespannt werden, während von der zweiten Sekundärwicklung des Transformators aus zwei Basis-Steuerspannungen zwischen die Basis des zweiten Transistors und eine andere gemeinsame Klemme von zwei weiteren Abzweigungskreisen gelegt wird, die diese Klemme mit der Emitterelektrode bzw. der Kollektorelektrode des zweiten Transistors verbinden, und zwar über weitere Dioden, die so gepolt sind, daß ein Strom fließen kann, wenn durch die Polarität der Basis-Steuerspannung die Transistorgrenzschichten des zweiten ao Transistors in Durchlaßrichtung vorgespannt werden.

3. Gleichstrom-Zerhacker-Verstärker, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schalter nach einem der vorhergehenden Ansprüche als Modulatorschalter mit dem Verstärkereingang verbunden ist.

4. Gleichstrom-Zerhacker-Verstärker, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schalternetz nach einem der vorhergehenden Ansprüche so mit dem Verstärker verbunden ist, daß der eine Transistorkreis oder -kanal des Netzes als Modulatorschalter an dem Verstärkereingang liegt, während der andere Transistorkreis als Demodulator mit dem Verstärkerausgang verbunden ist.

5. Phasenempfindlicher linearer Demodulator mit einem Netz nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der demodulierte Ausgang zu einer gemeinsamen Ausgangsklemme der beiden Transistorkreise geliefert wird, während das zu demodulierende Signal in entgegengesetzten Polaritäten an die beiden Eingangsklemmen angelegt wird und die Steuerspannung von einer Bezugsspannung abgeleitet wird, die die gleiche Frequenz wie das zu demodulierende Signal besitzt.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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