DE3050217C2 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Bandlücken- Spannungsnormal-Schaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Aus der US-PS 40 87 758 ist bereits eine Bandlücken-Spannungs­ normal-Schaltung mit den Merkmalen des Oberbegriffs bekannt. Diese bekannte Schal­ tung beruht auf einem seit langem bekannten Grundgedanken zur Realisierung von Bandlücken-Spannungsnormalen. Die bekannte Schaltung basiert nämlich auf dem Prinzip, die Differenz der Basis-Emitter-Spannungen zweier Transistoren, die einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, mit der Basis-Emitter-Spannung von einem der beiden Transistoren, die einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist, zu kombinieren. Die sich aus dieser Kombination ergebende Gesamtspannung hat bei geeigneter Dimensionierung der Schaltungselemente annähernd den Temperaturkoeffizienten null. Das beschriebene Kompensationsprinzip findet man ebenfalls bei den bekannten Bandlücken-Spannungsnormalen, wie sie z. B. in der US-PS 38 87 863 sowie bei den in der Beschreibungseinleitung der vorliegenden Anmeldung ge­ nannten Literaturstellen beschrieben sind.

Bei der aus der US-PS 40 87 758 bekannten Bandlücken- Spannungsnormal-Schaltung sind die Kollektoren der beiden bipolaren Transistoren mit den Eingängen des Differential­ verstärkers verbunden. Der Ausgang des Differentialver­ stärkers ist direkt oder über ein Spannungsteilernetz­ werk mit den miteinander verbundenen Basen der beiden bipolaren Transistoren verbunden. Die Kollektoren der beiden Transistoren sind über Widerstandsnetzwerke oder über ein Potentiometer mit der positiven Spannungsver­ sorgung verbunden, während die Transistoren emitter­ seitig direkt oder über den zweiten Widerstand an den Knotenpunkt angeschlossen sind, der seinerseits über den dritten Widerstand mit der negativen Versorgungs­ spannung in Verbindung steht. Bei Annahme eines idealen Differenzverstärkers, von dem auch diese Entgegenhaltung ausgeht, liegen die Kollektoren der beiden bipolaren Transistoren zwangsweise auf dem gleichen Potential­ punkt. Da die beiden bipolaren Transistoren an ver­ schiedenen Arbeitspunkten betrieben werden, kann die Gleichheit der Potentiale der Kollektoren nur durch zwei in ihrem Wert voneinander abweichende Widerstände ermöglicht werden, die zwischen den Kollektoren und der positiven Versorgungsspannung geschaltet sind. Mit anderen Worten setzt das aus der US-PS 40 87 758 bekannte Schaltprinzip nötigerweise die Anordnung von zwei Wider­ ständen mit verschiedenen Werten zwischen den Kollektoren und der positiven Versorgungsspannung voraus, da andern­ falls die Gleichheit der Kollektorspannungen nicht ge­ währleistet werden könnte. Die bekannte Schaltung liefert zwar eine sehr gute, temperaturstabile Bezugsspannung, ist jedoch aufgrund ihrer aufwendigen Struktur lediglich einer Realisierung in der üblichen bipolaren inte­ grierten Standardbauweise zugänglich. Eine Verwirklichung dieser bekannten Schaltungen in MOS-Technik oder in CMOS- Technik ist zumindest nicht mit der bei diesen Technolo­ gien üblichen Anzahl von Verfahrensschritten möglich.

In der älteren, nicht vorveröffentlichten DE-OS 30 24 348 ist ein Bandlücken-Spannungsnormal der gattungsbildenden Art vorgeschlagen. Bei diesem Bandlücken-Spannungsnormal sind jedoch die Basen der beiden Transistoren direkt, und nicht über einen Widerstand, miteinander verbunden.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Bandlücken- Spannungsnormale der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß sie trotz Herstellbar­ keit in MOS- bzw. CMOS-Technologie eine hohe Genauigkeit aufweisen.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale im Anspruch 1 gelöst.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine erfindungsgemäße Bandlücken-Bezugsspannungs­ schaltung;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines bevorzugten Differen­ tialverstärkers, der in der Schaltung gemäß Fig. 1 verwendbar ist;

Fig. 3 eine schematische Darstellung der in der Schal­ tung gemäß Fig. 2 verwendeten getakteten Schal­ ter; und

Fig. 4 eine schematische Darstellung der in der Schal­ tung gemäß Fig. 2 verwendeten Inverter.

Beschreibung der bevorzugten Ausbildungsformen

In der Fig. 1 ist eine bevorzugte Ausbildungsform des Erfindungsgegenstandes in einer schematischen Darstel­ lung gezeigt. Die Schaltung enthält einen ersten Tran­ sistor 10 sowie einen zweiten Transistor 12, deren je­ weiliger Kollektor mit der positiven Speisespannung V _CC verbunden ist. Die positive Zuleitung 14 ist in einem herkömmlichen CMOS-Verfahren durch das Substrat der Schaltung ausgebildet, und die Transistoren 10, 12 haben in diesem Substrat ausgestaltete Kollektoren. Ein erster Widerstand 16 ist zwischen eine Verbindung 18, an die der Emitter des Transistors 10 angeschlos­ sen ist, und Erdpotential an der Verbindung 20 geschal­ tet. Ein zweiter Widerstand 22 ist zwischen den Emitter des Transistors 12 und einen Knotenpunkt 24, an dem auch ein dritter Widerstand 26 angeschlossen ist, der ebenfalls an der Erdpotentialverbindung 20 liegt, ge­ schaltet. Ein Differentialverstärker 28 hat einen nega­ tiven oder invertierenden, an der Verbindung 18 ange­ schlossenen Eingang und einen positiven oder nicht- invertierenden, an den Knotenpunkt 24 angeschlossenen Eingang. Ein Ausgang 30 des Verstärkers 28 ist mit der Basis eines dritten Transistors 32 verbunden, dessen Emitter an einen Ausgangsknotenpunkt 34 der Bezugsspan­ nungsschaltung angeschlossen ist. Ein Widerstandsteiler, der aus den in Serie geschalteten Widerständen 36 und 38 besteht, ist vom Ausgangsknotenpunkt 34 zur Erdver­ bindung 20 geschaltet und hat eine Zwischenverbindung 40, die an die Basis des Transistors 10 und über einen Widerstand 42 an die Basis des Transistors 12 angeschlos­ sen ist.

Bei der bevorzugten Ausbildungsform ist der Basis- Emitterbereich des Transistors 10 kleiner als der ent­ sprechende Bereich des Transistors 12. Der Betrieb der Schaltung wird verständlich, wenn man zwei mögliche Spannungszustände an der Zwischenverbindung 40, die die Rückkopplungsspannung zu den Basen der Transistoren 10 und 12 führt, betrachtet, wobei der Kompensationswider­ stand 42, dessen Arbeitsweise später erläutert werden wird, außer Betracht gelassen wird. Wenn die Spannung an der Rückkopplungsverbindung 40 niedriger als ge­ wünscht ist, bewirkt der größere Übergangsbereich des Transistors 12, daß dieser verhältnismäßig mehr Strom leitet als der Transistor 10. Der Extrastrom durch den Widerstand 26, verglichen mit dem Strom im Widerstand 16, führt dazu, daß der positive Eingang des Verstär­ kers 28 über dem negativen Eingang ist. Das Ergebnis ist, daß der Ausgang 30 des Verstärkers 28 einen Span­ nungsanstieg verzeichnet, und dieser Anstieg wird an die Zwischenverbindung 40 gelegt und somit an die Basen der Transistoren 10, 12. Wenn andererseits die Span­ nung an der Verbindung 40 höher als erwünscht ist, wird der Spannungsabfall über den Widerstand 22 beträchtlich, der Strom durch den Transistor 12 wird begrenzt, so daß er verhältnismäßig kleiner wird als der Strom im Tran­ sistor 10. Das Ergebnis dieser Unausgewogenheit ist, daß der invertierende Eingang des Verstärkers 28 auf eine Spannung gebracht wird, die über dem positiven Eingang liegt, und daß der Ausgang 30 des Verstärkers 28 auf eine niedrigere Spannung gebracht wird. Diese Ausgangs­ spannung wird wiederum durch die Zwischenverbindung 40 an die Basen der Transistoren 10 und 12 gelegt, um so­ mit den Strom zu verringern. Wie zu erkennen ist, liegt auf diese Weise an der Verbindung 40 eine Zwi­ schenspannung, bei welcher die Spannungen an der Ver­ bindung 18 sowie am Knotenpunkt 24 gleich sind und eine stabile Spannung am Ausgangsknotenpunkt 34 die Folge ist.

Der Betrieb der Schaltung von Fig. 1 kann auch hinsicht­ lich der Bandlücken-Spannungsnormale gemäß den Lehren in den ersten drei eingangs angeführten Veröffentli­ chungen erklärt werden. Im allgemeinen lehren diese Veröffentlichungen, daß ein temperaturstabiles Bezugs­ potential erzeugt werden kann, indem ein Basis- Emitterabfall eines bipolaren Transistors proportional mit der Differenz in den Basis-Emitterabfällen von zwei bipolaren Transistoren, die auf unterschiedlichen Strom­ dichten arbeiten, summiert wird, wobei die Proportional­ summe annähernd der Bandlückenspannung gleicht. Der in der Zeichnung mit V _BE bezeichnete Basis-Emitterabfall des Transistors 10 liefert die Basis-Emitterspannung für diesen Bezug. Die V _BE -Spannung tritt parallel zum Wider­ stand 22 auf und ist gleich der Differenz in den Basis- Emitterabfällen der Transistoren 10 und 12. Wie zu sehen ist, hält der Verstärker 28 die Verbindung 18 und den Knotenpunkt 24 auf im wesentlichen gleichen Potentialen. Unter Nichtbeachtung der Wirkung des Widerstandes 42 und Summieren der Schleifenspannungen ergibt sich, daß jeg­ liche Differenz im Potential zwischen den Basis-Emitter­ abfällen der Transistoren 10 und 12 parallel zum Wider­ stand 22 in Erscheinung tritt. Da der Widerstand 26 mit dem Widerstand 22 in Serie liegt, ist zu erkennen, daß eine Spannung, die gleich dem Verhältnis im Widerstand des Widerstandes 26 zu demjenigen des Widerstandes 22 multipliziert mit V _BE ist, parallel zum Widerstand 26 auftritt. Die gleiche Spannung tritt folglich parallel zum Widerstand 16 auf. Die Spannung an der Zwischenver­ bindung 40, welche an die Basis des Transistors 10 ange­ schlossen ist, ist deshalb gleich dem Basis-Emitterab­ fall des Transistors 10 plus einem Skalar multipliziert mit der Differenz in den Basis-Emitterabfällen der Tran­ sistoren 10 und 12. Wenn die Spannung an der Verbindung 40 auf die Bandlückenspannung für das spezielle Halb­ leitermaterial eingestellt ist, wird ein temperatursta­ biles Potential erreicht. Es ist offenbar, daß der Aus­ gang 30 des Verstärkers 28 direkt an die Zwischenverbin­ dung 40 angeschlossen werden kann, wenn ein zur Band­ lückenspannung gleiches Bezugspotential angestrebt wird und der Verstärker 28 eine ausreichende Strombelastbar­ keit hat. Der Transistor 32 wirkt lediglich als ein Puf­ fer für den Ausgang 30 des Verstärkers 28 und stellt eine ausreichende Strombelastbarkeit am Ausgangsknotenpunkt 34 zur Verfügung. Die Widerstände 36 und 38 teilen nur die Spannung am Ausgang 34, so daß die Ausgangsspan­ nung irgendein gewünschter Skalar des grundlegenden Bandlücken-Bezugspotentials sein kann.

Der in Serie zwischen der Verbindung 40 und der Basis des Transistors 12 liegende Widerstand 42 dient dazu, die Ausgangsspannung für den Spannungsabfall, der am Widerstand 36 als Ergebnis der in die Transistoren 10 und 12 fließenden Basisströme auftritt, zu kompensieren. Es ist zu sehen, daß auf diese Weise im allgemeinen die Spannung am Ausgang 34 durch die Verstärkungen der Transistoren 10 und 12, die beide prozeß- und tempera­ turabhängig sind, hervorgerufen wird. Durch geeignete Wahl des Widerstandes 42 können diese Änderungen in engem Bereich ausgeglichen werden. Die Widerstände 36 und 38 werden nur dann benötigt, wenn eine über der grundlegenden Bandlückenspannung liegende Ausgangs­ spannung erwünscht ist, und deshalb ist der Widerstand 42 ebenfalls nur dann nötig, wenn ein über der Bandlüc­ kenspannung liegendes Potential angestrebt wird.

Für einen ordnungsgemäßen Betrieb der Schaltung von Fig. 1 müssen mehrere Annahmen gemacht werden. Es muß erstens angenommen werden, daß die den Eingängen des Verstärkers 28 zugeführten Ströme gleich Null sind. Zweitens muß angenommen werden, daß die Eingangs- Offsetspannung des Operationsverstärkers 28 unverän­ derlich mit der Temperatur und zu Null gleichbedeutend ist. Letztlich muß angenommen werden, daß die Alphas der Transistoren 10 und 12 gleichwertig sind. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Verstärker 28 ein chopperstabilisierter Verstärker, wie er mit Bezug auf die Fig. 2 bis 4 beschrieben wird, und die den Eingangs­ strom sowie die Eingangs-Offsetspannungen betreffenden Annahmen können mit Sicherheit vorgenommen werden. Be­ züglich der dritten Annahme ist zu sagen, daß die Alphas durch geeignete Ausrichtung und geringen Zwischenraum der Transistoren 10, 12 in der integrierten Schaltungs­ anordnung einander eng angepaßt werden können.

Die bei der bevorzugten Ausführungsform verwendeten Wi­ derstände wurden als eindiffundierte Widerstände intern an der integrierten Schaltung ausgebildet. Ungleichmä­ ßigkeit und Nichtlinearität solcher eindiffundierter Widerstände beeinflußt in der Tat die Leistung der Schal­ tung in gewissem Ausmaß. Eine bessere Leistung kann selbstverständlich durch Einsatz von Dünnfilm-Wider­ ständen in der Schaltung erreicht werden, wenn der zu­ sätzliche Raum vorhanden ist, oder wenn externe Ein­ richtungen verwendet werden. Die Ungleichmäßigkeit der Widerstände wird jedoch durch eine Schwerpunktanordnung der Widerstandseinheiten und integrale Stufenform ver­ mindert. Zusätzlich wird die Nichtlinearität der Wider­ stände zu einem gewissen Grad hindurch kompensiert, daß es nicht nur die Verhältnisse der verschiedenen Wider­ stände zueinander sind, die tatsächlich die Ausgangs­ spannung bestimmen. Die Wirkungen einer uneinheitlichen Back-Torvorspannung (back gate bias) und Widerstandsgeo­ metrie sollten ebenfalls in Betracht gezogen werden, wenn eindiffundierte Widerstände zur Anwendung kommen.

Es ist zu erkennen, daß die beschriebene Schaltung völlig kompatibel mit der herkömmlichen Fertigung einer inte­ grierten CMOS-Schaltung ist, d. h., alle die bipolaren Transistoren 10, 12 und 32 werden mit Kollektoren ge­ meinsam mit dem Substrat gebildet. Wie noch festzustel­ len sein wird, ist der Operationsverstärker 28 vorzugs­ weise ein chopperstabilisierter Verstärker, der ledig­ lich MOS-Transistoren enthält. Während die Bezugspoten­ tialschaltung mit dem Standard-CMOS-Verfahren völlig kompatibel ist, hängt sie nicht von irgendeinem MOS- Transistor zur Erstellung des tatsächlichen Bezugspo­ tentials ab. Auf diese Weise wird eine Leistung in der Größenordnung der Bezugsschaltungen, die in herkömmli­ chen Bipolarschaltungen zur Anwendung kommen, in einer integrierten CMOS-Schaltung erreicht, ohne daß hierzu irgendwelche zusätzlichen Bearbeitungsschritte erfor­ derlich sind.

Die Fig. 2 zeigt ein Schaltbild eines bevorzugten chop­ perstabilisierten Verstärkers 28. Dieser weist einen ne­ gativen oder invertierenden Eingang 18, einen positi­ ven oder nichtinvertierenden Eingang 24 und einen Aus­ gang 30 auf. Die Eingänge 18 und 24 sind jeweils über einen MOS-Schalter 46, von denen ein Paar vorhanden ist, an einen Kondensator 44 angeschlossen. Die MOS-Schalter 46 werden von gegeneinander versetzten Phasen eines Zweiphasen-Taktgebers gesteuert. Der Kondensator 44 legt das Eingangssignal an den Eingang eines ersten Inverters 48, der einen weiteren, mit dessen Ein- und Ausgang verbundenen MOS-Schalter 50 hat. Der Ausgang des Inverters 48 ist an den Eingang eines zweiten Inver­ ters 52 angeschlossen, dessen Ausgang mit der einen Seite eines zweiten Kondensators 54 verbunden ist. Die andere Seite des Kondensators 54 ist mit dem Eingang eines dritten Inverters 55 verbunden, zu welchem ein weiterer MOS-Schalter 56 parallelgeschaltet ist. Die MOS-Schalter 50 und 56 werden von der gleichen Phase des Zweiphasen-Taktgebers gesteuert. Der Ausgang des Inverters 55 liegt am D-Eingang einer Flip-Flop-Schal­ tung 58, die von einer der Phasen des Zweiphasen-Takt­ gebers getriggert wird. Der Q-Ausgang 60 der Flip-Flop- Schaltung 58 steuert den Betrieb der zwei schaltbaren Stromquellen 62 und 64. Der Ausgang 60 steuert die Stromquelle 62, die Strom von einem Koten 66 zum Erd­ potential führt, unmittelbar. Der Ausgang 60 ist an einen Inverter 68 angeschlossen und steuert die Strom­ quelle 64, die Strom von der positiven Energieversor­ gungsseite dem Knoten 66 zuführt. Durch diese Anordnung kann, wie zu sehen ist, zu irgendeiner gegebenen Zeit eine - aber auch nur eine - der Stromquellen 62 und 64 arbeiten, um entweder dem Knoten 66 Strom zuzuführen oder von diesem Strom abzuziehen. Zwischen den Knoten 66 und Erdpotential ist ein integrierender Kondensator 69 geschaltet, um eine dem Integral des dem Knoten 66 zugeführten Gesamtstromes entsprechende Spannung zu liefern. Ein Pufferverstärker 70, in typischer Weise ein Quellenverstärker, hat einen mit dem Knoten 66 ver­ bundenen Eingang und einen Ausgang mit niedriger Impe­ danz, der an den Ausgang 30 des Verstärkers 28 ange­ schlossen ist.

In Fig. 3 ist ein Schema für einen MOS-Schalter darge­ stellt, der an der Stelle der Schalter 46, 50 oder 56 in Fig. 2 Verwendung finden kann. Der Schalter von Fig. 3 hat einen Eingang 72, der nach Wahl unter Steu­ erung eines Takteingangs 76 an einen Ausgang 74 kurzge­ schlossen wird. Ein n-Kanal-Transistor 78 und ein p-Kanal-Transistor 80 sind parallel zwischen den Ein­ gang 72 und den Ausgang 74 geschaltet. Das Gitter des Transistors 78 ist unmittelbar mit dem Eingang 76 ver­ bunden, während das Gatter des Transistors 80 über einen Inverter 82 an den Takteingang 76 angeschlossen ist. Diese Schaltungsanordnung stellt sicher, daß der Eingang 72 zum Ausgang 74 über den gesamten Bereich von zur Verfügung stehenden Betriebsspannungen kurzge­ schlossen werden kann.

Die Fig. 4 zeigt schematisch einen Schalter, zu dem ein Inverter, wie z. B. der Inverter 48 und 55 von Fig. 2, im Bypaß angeordnet ist. Der Inverter weist einen ersten MOS-Transistor 84 auf, der von der positi­ ven Betriebsspannung V _CC zu einem Ausgangsknoten 86 geschaltet ist. Ein zweiter Transistor 88 liegt zwi­ schen dem Ausgangsknoten 86 und Erdpotential. Das Gat­ ter des Transistors 84 ist an einen Eingang 90 des In­ verters angeschlossen, während das Gatter des Transi­ stors 88 mit dem Ausgangsanschluß 86 der Anordnung ver­ bunden ist. Zwischen dem Eingang 90 und Ausgang 86 des Inverters liegt ein MOS-Schalter 92, der der gleiche wie der in Fig. 3 gezeigte sein kann. Die Schaltung von Fig. 4 wird - ohne den Schalter 92 - vorzugsweise für den Inverter 52 von Fig. 2 verwendet.

Der Betrieb des in Fig. 2 gezeigten chopperstabilisier­ ten Verstärkers kann im allgemeinen als ein aufeinander­ folgendes Abtasten der zwei Eingangsspannungen und Steuern der am Ausgang 30 auftretenden Sägezahnspannung in Abhängigkeit von den Relativspannungen an den Eingän­ gen angesehen werden. Auf diese Weise wird im komplemen­ tären Teil einer jeden Taktperiode der invertierende Eingang 18 mit dem Eingangskondensator 44 verbunden. Nimmt man an, daß die Taktperioden lang genug sind, so erreicht der Eingangsstrom einen Null-Pegel und die Spannung am Eingang 18 stabilisiert sich. Es ist zu erkennen, daß während dieser komplementären Taktphase die Schalter 50, 56 geschlossen werden, was dazu führt, daß die Inverter 48, 55 auf einen Zwischenspannungspe­ gel sowohl am Eingang wie am Ausgang vorgespannt werden, anstatt daß sie eine Vorspannung mit einem logischen Null- oder Eins-Pegel erhalten. Da die komplementäre Taktphase auf Null geht und die primäre Taktphase auf einen Eins-Pegel angehoben wird, wird der positive Eingang 24 mit dem Kondensator 44 verbunden und die Schalter 50 und 56 werden geöffnet. Wenn zu diesem Zeitpunkt die Spannung am Eingang 24 höher ist als die stabilisierte Spannung am Eingang 18, so steigt der Eingang zum Inverter 48 an, und sein Ausgang wird auf einen Null-Pegel geführt. Dann wird der Inverter 52 so betrieben, daß ein Eins-Pegel am Kondensator 54 vorliegt, und er treibt seinerseits den Inverter 55 auf einen Null-Pegel-Ausgang. Die Flip-Flop-Schaltung 58 wird bei dieser positiven Taktphase getriggert, um einen an seinem D-Eingang empfangenen logischen Pegel zu spei­ chern. Auf diese Weise erscheint für die nächste Takt­ phase ein logischer Null-Pegel am Q-Ausgang 60 der Flip- Flop-Schaltung 58. Während dieser Taktperiode wird des­ halb die Stromquelle 62 deaktiviert und die Stromquelle 64 wird durch den Inverter 68 aktiviert, um einen gleichförmigen Strom dem Knoten 66 zuzuführen und um ferner zu veranlassen, daß die Spannung am Kondensator 69 sowie Ausgang 30 aufwärts geht. Es ist ebenfalls zu erkennen, daß, wenn im nächsten Abtastintervall der positive Eingang 24 niedriger ist als der negative Ein­ gang 18, die Zustände der Stromquellen 62, 64 umgekehrt werden und der Ausgang 30 abzufallen beginnt. Das Gesamt­ ergebnis ist, daß der Verstärker 28 einen im wesentlichen analogen Ausgang liefert, wobei nahezu ausschließlich digitale Bauteile verwendet werden. Wie weiter zu sehen ist, ist der Verstärker 28 recht einfach und kann ohne Schwierigkeiten auf einem integrierten CMOS-Schaltkreis hergestellt werden. Es wird in den meisten Fällen er­ wünscht sein, den Kondensator 69 ziemlich groß zu machen, und deshalb wird er als externes Bauteil vorgesehen.

Bei der Auswahl der speziellen Werte für die Bauteile einer Spannungs-Bezugsschaltung gemäß Fig. 1 sollten mehrere Faktoren in Betracht gezogen werden. Die V _BE - Spannung ist primär eine Funktion des Unterschieds in den Stromdichten in den Transistoren 10 und 12. Im all­ gemeinen sollte dieser V _BE -Energieterm im Bereich von 70 mV bis 100 mV liegen. Die Unterschiede in den Strom­ dichten können erreicht werden, indem entweder unter­ schiedliche Basis-Emitter-Übergangsbereiche in den Tran­ sistoren 10 und 12 vorgesehen oder indem den Transisto­ ren 10, 12 Vorspannungen auf unterschiedlichen Strompe­ geln angelegt werden, wie es durch die Widerstände 16, 26 bestimmt ist. Bei einer bevorzugten Form der Erfindung werden sowohl unterschiedliche Flächenbereiche, wie auch unterschiedliche vorgespannte Ströme vorgesehen. Bei dieser Ausführungsform hat somit der Transistor 10 einen Übergangsbereich von 2 mil² (1 mil = 25,4 µ), wäh­ rend der Transistor 12 einen Bereich von 16 mil² hat. Der Widerstand 16 hat einen Wert von 4,48 kΩ, während der Widerstand 26 einen Wert von 8,96 kΩ hat. Diese Werte für die Widerstände 16 und 26 liefern vorgespannte Ströme von 128 µA im Transistor 10 und von 64 µA im Transistor 12. Die kombinierte Wirkung der verschiede­ nen Übergangsbereiche und vorgespannten Ströme ist, daß der Transistor 10 eine Stromdichte hat, die 16mal hö­ her als diejenige des Transistors 12 ist. Der Wider­ stand 22 hat einen Wert von 1,12 kΩ, so daß in Ver­ bindung mit dem Widerstand 26 der V _BE -Energieterm mit einem Faktor 8 multipliziert wird, wenn er mit der V _BE -Spannung des Transistors 10 kombiniert wird. Bei der Auslege-Stromdichte des Transistors 12 soll die V _BE -Spannung gleich 72 mV sein. Auf der Grundlage die­ ser Auslegungswerte soll die Spannung an der Zwischen­ verbindung 40 1,218 V sein. Die Widerstände 36, 38 wer­ den so gewählt, daß sie am Ausgang 34 eine Spannung von 2,5 V liefern und vorgespannte Ströme durch die Widerstände gehen, die wenigstens um eine Größenord­ nung größer sind als die Basisströme in den Transisto­ ren 10 und 12, um die Wirkung dieser Basisströme auf die Ausgangsspannung zu vermindern. Für den Widerstand 36 wurde somit ein Wert von 2,55 kΩ gewählt, während dem Widerstand 38 ein Wert von 2,44 kΩ gegeben wurde.

Wie oben schon bemerkt wurde, dient der Widerstand 42 dazu, den Anstieg in der Ausgangsspannung, der aus den durch den Widerstand 36 fließenden Basisströmen der Transistoren 10 und 12 resultiert, zu kompensieren. In der bevorzugten Ausführungsform wurde der Wert des Widerstands 42 zu 375 Ω gewählt, um den wirksamen V _BE - Energieterm um einen Betrag zu vermindern, der aus­ reichend ist, um die Spannung an der Zwischenverbin­ dung 40 um den gleichen Betrag herabzusetzen wie den Anstieg in der Spannung, der darauf zurückzuführen ist, daß die Basisströme durch den Widerstand 36 flie­ ßen. Wie oben schon angegeben wurde, liegt diesen spe­ ziellen Werten für die bevorzugte Ausführungsform der Gedanke zugrunde, eine Ausgangsspannung von 2,5 V zu liefern, und diese Werte wurden nach Versuchen an eini­ gen Experimentalanordnungen erlangt. Es ist sicher, daß diese Schaltung eine Temperaturstabilität von annähernd 50 ppm über dem militärischen Temperaturbereich lie­ fern dürfte, was sehr viel besser ist als andere Span­ nungsbezugsschaltungen, die an integrierten CMOS- Schaltungen zur Anwendung kommen. Wenn andere Bezugs­ spannungen gewünscht werden, so ist es notwendig, ande­ re Widerstandswerte in der Schaltung vorzusehen. Andere Änderungen und andere Werte der Bauteile können eben­ falls notwendig werden, um die Stabilität und die Vor­ belastungspunkte der verschiedenen Bauteile zu stei­ gern. Wie oben ebenfalls erwähnt wurde, kann durch die Verwendung von Dünnfilm- oder diskreten Widerständen, die bessere Temperaturkoeffizienten haben, die Leistung der Schaltung erhöht werden, wenn eine bessere Tempe­ raturstabilität erwünscht ist.

Claims (7)

1. Bandlücken-Spannungsnormal,
mit einem ersten und einem zweiten bipolaren Transistor,
mit einem ersten, zweiten und dritten Widerstand, von denen der zweite Widerstand den Emitter des zweiten bipolaren Transistors und einen Knotenpunkt und der dritte Widerstand zwischen den Knotenpunkt und eine Potentialquelle geschaltet sind, und
mit einem Differentialverstärker mit zwei Eingängen und einem Ausgang, der mit den Basen der ersten und zweiten Transistoren in Verbindung steht,
dadurch gekenn­ zeichnet,
daß das Spannungsnormal als integrierte CMOS-Schaltung ausgeführt ist,
daß die Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors (10, 12) gemeinsam in dem Substrat (14) der integrierten CMOS-Schaltung ausgebildet sind,
daß der erste Widerstand (16) zwischen den Emitter des ersten Transistors (10) und die Potentialquelle (20) ge­ schaltet ist,
daß ein Eingang des Differentialverstärkers (28) an den Knotenpunkt (24) angeschlossen ist,
daß der andere Eingang des Differentialverstärkers (28) an den Emitter des ersten Transistors (10) angeschlossen ist, und
daß die Basen der beiden Transistoren (10, 12) durch ei­ nen Widerstand (42) verbunden sind.

2. Bandlücken-Spannungsnormal nach Anspruch 1, gekenn­ zeichnet durch einen zwischen den Ausgang (30) des Differentialverstärkers (28) und einen zweiten Be­ zugsknotenpunkt (40) geschalteten vierten Widerstand (36), durch einen zwischen den zweiten Bezugsknotenpunkt (40) und der Potentialquelle (20) geschalteten fünften Wider­ stand (38) und durch eine Verbindung des zweiten Bezugs­ knotenpunktes (40) mit den Basen des ersten sowie zweiten Transistors (10, 12).

3. Bandlücken-Spannungsnormal nach Anspruch 1 oder 2, ge­ kennzeichnet durch einen dritten Transistor (32), dessen Kollektor im Substrat der integrierten Schal­ tung ausgebildet ist, dessen Basis mit dem Ausgang (30) des Differentialverstärkers (28) und dessen Emitter mit den Basen des ersten und zweiten Transistors (10, 12) ver­ bunden ist.

4. Bandlücken-Spannungsnormal nach einem der Ansprüche 1 bis 3, da­ durch gekennzeichnet, daß der Differen­ tialverstärker (28) ein chopperstabilisierter, aus MOS- Bauteilen auf dem gleichen Substrat wie der erste und zweite bipolare Transistor (10, 12) gebildeter Verstärker ist.

5. Bandlücken-Spannungsnormal nach einem der An­ sprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Differentialverstärker (28) eine erste und zweite taktgesteuerte Schalteinrichtung (46) zum Verbin­ den von einem der Eingänge mit einem Eingangsknoten­ punkt (18, 24) bei alternierenden Taktphasen, einen Eingangskondensator (44) mit einer ersten, mit dem Eingangsknotenpunkt verbundenen Platte und mit einer zweiten Platte, wenigstens einen Inverter (48) mit einem mit der zweiten Platte des Kondensators (44) verbundenen Eingang und mit einem Ausgang, eine dritte taktgesteuerte Schalteinrichtung (50), die auf alter­ nierende Taktphasen den Eingang des wenigstens einen Inverters mit dem Inverterausgang kurzschließt, eine taktgesteuerte Speichereinrichtung (58), deren Ein­ gang mit dem wenigstens einen Inverterausgang ver­ bunden und deren Ausgang eine Anzeige des Zustandes des bei alternierenden Taktphasen vorliegenden In­ verterausgangs liefert, und einen integrierenden Ausgangskreis (60 bis 70) enthält, dessen Eingang mit dem Ausgang der Speichereinrichtung (58) verbunden ist und dessen Ausgang ein Integral des Ausganges, das das temperaturstabile Bezugspotential kennzeichnet, liefert.

6. Bandlücken-Spannungsnormal nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der integrierende Ausgangskreis (60 bis 70) eine schalt­ bare Stromquelle (64) sowie eine schaltbare Strom­ senke (62), die jeweils einen mit der Speicherein­ richtung (58) verbundenen, die Quelle (64) und die Senke (62) in Abhängigkeit von dem Zustand der Speichereinrichtung (58) alternierenden aktiven Eingang und je einen an einen integrierenden Knoten­ punkt (66) angeschlossenen Ausgang haben, sowie einen zwischen den integrierenden Knotenpunkt (66) und einer Bezugspotentialquelle geschalteten Kondensator (69) aufweist.

7. Bandlücken-Spannungsnormal nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch ein Pufferglied (70) mit einem an den integrierenden Knotenpunkt (66) angeschlossenen Eingang und mit einem den Verstärkerausgang bildenden Ausgang.