DE3050217T1

DE3050217T1 - Bandgap voltage reference employing sub-surface current using a standard cmos process

Info

Publication number: DE3050217T1
Application number: DE803050217T
Authority: DE
Inventors: M Caruso; K Ohri; D Hildebrand
Original assignee: Mostek Corp
Current assignee: STMicroelectronics lnc USA
Priority date: 1980-02-07
Filing date: 1980-05-22
Publication date: 1982-03-18
Also published as: CA1168318A; JPH0324687B2; US4317054A; FR2475818B1; NL8020317A; WO1981002348A1; GB2079991A; DE3050217C2; FR2475818A1; GB2079991B; JPS57500173A

Description

PATENTANWÄLTE A. GRÜNECKER

D*pl ing

REPRESENTATIVES BEFORE THE
EUROPEAN PATENT OFFICE H. KINKELDEIY

DB-I^JG

W. STOCKMAIR

D« IMG AeE ICALTECHI

K. SCHUMANN

or RER mat d< Pt.-phys

P. H. JAKOB

OPL ING

G. BEZOLD

DR RER MAT ■ OPL-CMeM

8 MÜNCHEN 22

MAXIMILIANSTRASSe 43 B eschr e ibung

Allgemeiner Stand der Technik

Die Erfindung bezieht sich auf Bezugsspannungsschaltungen zur Verwendung in integrierten Schaltungen und sie bctx'ifft insbesondere ein wahres Bandlücken-Spannungsnormal, das in integrierten CMOS-Schaltungen von Wert ist.

Für die Erfindung in Betracht zu ziehende Literaturstellen sind in den folgenden Veröffentlichungen enthalten: -- R.J. Widlar, "New Developments in IC Voltage Regulators", IEEE Journal of Solid State Circuits,
Vol. SC-6, Seiten 2-7, Februar 1971;

— K.E. Kuijk, "A Precision Reference Voltage Source", IEEE Journal of Solid State Circuits,

Vol. SC-8, Seiten 222-226, Juni 1973;

__ a.P. Brokaw, "A Simple Three Terminal IC Bandgap Reference", IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-9, Seiten 388-393, Dezember 197^;

— E.A. Vittoz, et al, "A Low Voltage CMOS Bandgap Reference", IEEE Journal of Solid State Circuits,

Vol. SC-14, Seiten 573-577, Juni 1979;

-- G. Tzanateas, et al, "A CMOS Bandgap Voltage Reference" IEEE Journal of Solid State Circuits,
Vol. SC-14, Seiten 655-657, Juni 1979*

Die drei zuerst genannten Veröffentlichungen offenbaren den Grundgedanken von Bandlücken-Spannungsnormalen und die Notwendigkeit für derartige genaue Schaltungen. Jede der einzelnen Schaltungen nach diesen Veröffentlichungeri ist gut für eine Herstellung auf typischen bipolaren integrierten Schaltungen geeignet, wenn isolierte Transistoren vorhanden sind. Jede der Schaltungen basiert auf dem Prinzip, daß durch passende Kombination einer Basis-Emitter-Spannung V_n,, eines einzelnen Transistors mit den Basis-Emitter-Spannungen V_._ von

JDh/

zwei auf verschiedenen Stromdichten arbeitenden Transistoren ein Normal erhalten werden kann, das über einen weiten Temperaturbereich stabil ist. Durch geeignete Größenänderung wird der positive Temperaturkoeffizient des V^p-Energieterms den negativen Temperaturkoeffizienten des V_n„-Energieterms selbst ausgleichen. Die von Widlar offenbarte Schaltung ergibt ein auf diesem Prinzip beruhendes stabiles Spannungsnormal, das jedoch auf eine Ausgangsspannung, die nicht größer

*0 als die Bandlückenspannung selbst ist, begrenzt ist.

Die in der Veröffentlichung von Brokaw offenbarten Schaltungen bilden einen Widerstandsteiler in der Rückkopplungsschleife zu den Transistoren, auf welche Weise

^ZJ die Bezugsspannung festgelegt wird, so daß die tatsächliche Ausgangsspannung im wesentlichen irgendein Skalar der grundlegenden Bandlückenspannung sein kann.

Die Veröffentlichung von Kuijk offenbart noch eine ande-

re Art von Bandluckenspannungsquelle, die im Prinzip zu den Anordnungen von Brokaw und Widlar ähnlich sind, wobei jedoch zwei diodenverbundene Transistoren zur Anwendung kommen. Die Ausgangsspannung für diese Schaltung ist im allgemeinen auf die Bandluclcenspannung oder

irgendein integrales Vielfaches dieser, das durch Stapeln mehrerer Normale erhalten werden kann, begrenzt.

] Die in jeder dieser drei Veröffentlichungen offenbarten Schaltungen liefern sehr gute Bezugsspannungen, die im allgCMcirion lediglich zur Verwendung an bipolaren integrierten Standard-Schaltungen geeignet sind. Es ist jedoch auch erwünscht, genaue Spannungsnormale in integrierten Schaltungen der MOS-Technik zu schaffen. Diese ersten drei Arten von Schaltungen sind aber für eine herkömmliche MOS-Fertigung nicht geeignet, da sie alle die Verwendung von bipolaren Transistoren mit isolier-"IO ten Kollektoren erforderlich machen. Derartige Transistoren können in MOS-Schaltungen aber lediglich auf Kosten von zusätzlichen Verfahrensschritten vorgesehen werden, so daß das Gesamtverfahren nicht als ein herkömmliches MOS- oder CMOS-Verfahrenangesehen werden kann

Die beiden letzten der oben genannten Veröffentlichungen sprechen das Problem der Erzeugung von guten Spannungsnormalen in integrierten CMOS-Schaltungen ohne das Erfordernis der Anwendung von zusatzlichen Verfahrensschritten an.

Die Schaltungen der beiden letzten Veröffentlichungen stützen sich beide auf eine Schaltung, die als eine Proportioiial/Absolut-Schaltung bekannt und gänzlich aus MOS-Transistoren aufgebaut ist, welche einen Ausgang liefert, der mit dem Basis-Emitter-Abfall eines einzelnen bipolaren, auf einer integrierten CMOS-Schaltung ausgebildeten Transistors kombiniert wird. Während eine derartige Anordnung vom Konzept her fehlerfrei ist, so ist sie jedoch anfällig für Oberflächenwirkungen, wie Oborflächenfallen (Traps) und Kontaminierung, da MOS-Anordnungen Oberflächenanordnungen sind. Zusätzlich stützt sich die Proportional/Absolut-MOS-Ternperaturschaltung auf einen schwachen Inversions-Betriebsbe-

° reich der MOS-Anordnungen über den Temperaturbereich von Interesse, was eine sorgfältige Kontrolle der Betriebsbedingungen erfordert. In der Veröffentlichung von Tzanateas, et al, ist die Gestaltung des Ausgangs

ι im allgemeinen auf die Bandlückenspannung begrenzt , und ein Stapeln der Schaltungen, um andere Bezugspotentiale zu erhalten, gestaltet sich schwierig, weil der negative Anschluß der Bezugsspannung erdfrei ist.

Die von Vittoz, et al, vorgesehene Schaltung arbeitet auf niedrigen Eingangsspannungen und mit niedrigem Strombedarf, sie ist jedoch für Widerstandsverhältnisse empfindlich - die Verhältnisse der Abmessungen von MOS-Aiiordnungen sind groß -, und der Vorbelastungs punkt ist durch Leckströme selbst bei Raumtemperatur versetzt. Wie im letzten Satz der Veröffentlichung von Vittoz bemerkt wird, sind in jedem Fall die bis jetzt auf CMOS-Chips erhaltenen Spannungsnormale nicht annähernd so genau wie wahre bipolare Bandlückennormale,

'5 und diese Qualitätsverminderung ist als Nachteil akzep tiert worden, um zusätzliche Verfahrensschritte in den CMOS-Schaltungen zu vermeiden.

Abriß der Erfindung
* Es ist demzufolge ein Ziel der Erfindung, eine wahre bipolare Bandlücken-Bezugsspannungsschaltung zu schaffen, die für eine Herstellung auf integrierten CMOS-Schaltungen geeignet ist.

Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, eine genaue Bandlücken-Bezugsspannungsschaltung zu schaffen, die unter Anwendung herkömmlicher CMOS-Verfahren oder -Techniken hergestellt werden kann»

Eine Bandlücken-Bezugsspannungsschaltung gemäß der Erfindung weist einen ersten sowie zweiten bipolaren Transistor,mit in einem Substrat einer integrierten Schaltung ausgebildeten gemeinsamen Kollektoren, einen

ersten, zweiten sowie dritten Widerstand sowie einen 35

Differentialverstärker auf. Dez* erste Widerstand ist zwischen den Emitter des ersten Transistors und Erde geschaltet. Der zweite Widerstand ist zwischen den Emitter des zweiten Transistors und einen Bezugskno-

tenpunkt geschaltet. Der dritte Widerstand ist zwischen den Bczugsknotonpuiilct und Erde geschaltet. Der Differentialvcrstärkcr ist mit seinem negativen Eingang an den Emitter des ersten Transistors angeschlossen, sein positiver Eingang ist an den Bezugsknotenpunkt gelegt und sein Ausgang ist zu den Basen des ersten und des zweiten Transistors rückgekoppelt, wobei der Ausgang des DiTfcrcntialverstärkcrs auch den Ausgang des Bezugspotcntials bildet. Die Schaltung liefert in den beiden Transistoren unterschiedliche Stromdichten und kombiniert in geeigneter Weise die Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors mit der Differenz in den Basis-Emittor-Spannungen des ersten sowie zweiten Transistors, um einen teraperaturstabilisierten Bandlückenausgang ab-

• 5 zugeben. Vom Verstärkerausgang kann zu den beiden Transistorbasen eine Rückkopplung durch einen Widerstandsteiler erfolgen, um ein Bezugspoteiitial bei jedem gewünschten Skalar der grundlegenden Bandlückenspannung

zu liefern.
20

Die Zeichnungen

Zur Erläuterung des Erfindungsgegenstandes wird auf die Zeichnungen Bezug genommen. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schema einer Bandlücken-Bezugsspannungsschaltung gemäß der Erfindung, die mit der CMOS-Technik kompatibel ist;

Fig. 2 ein Blockbild eines bevorzugten Differentialverstärkers, der in der Schaltung von Fig. 1 Ver-

Wendung finden kann;

Fig. 5 eine schematische Darstellung der in der Schaltung von Fig. 2 verwendeten getakteten Schalter;

Fig. k eine schematische Darstellung der in der Schaltung von Fig. 2 verwendeten Inverter.

Beschreibung der bevorzugten Ausbildungsformen In der Fig. 1 ist eine bevorzugte Ausbildungsform des Erfindungsgegenstandes in einer schematischen Darstellung gezeigt. Die Schaltung enthält einen ersten Transistor 10 sowie einen zweiten Transistor 12, deren jeweiliger Kollektor mit der positiven Speisespannung Vp_ verbunden ist. Die positive Zuleitung l4 ist in einem herkömmlichen CMOS-Verfahren durch das Substrat der Schaltung ausgebildet, und die Transistoren 10, 12 haben in diesem Substrat ausgestaltete Kollektoren.

Ein erster Widerstand l6 ist zwischen eine Verbindung l8, an die der Emitter des Transistors 10 angeschlossen ist, und Erdpotential an der Verbindung 20 geschaltet. Ein zweiter Widerstand 22 ist zwischen den Emitter des Transistors 12 und einen Knotenpunkt 24, an dem auch ein dritter Widerstand 26 angeschlossen ist, der ebenfalls an der Erdpotentialverbindung 20 liegt, geschaltet. Ein Differentialverstärker 28 hat einen negativen oder invertierenden, an der Verbindung 18 angeschlossenen Eingang und einen positiven oder nichtinvertierenden, an den Knotenpunkt 24 angeschlossenen Eingang. Ein Ausgang 30 des Verstärkers 28 ist mit der Basis eines dritten Transistors 32 verbunden, dessen Emitter an einen Ausgangsknotenpunkt 34 der Bezugsspannungsschaltung angeschlossen ist. Ein Widerstandsteiler, der aus den in Serie geschalteten Widerständen 36 und 38 besteht, ist vom Ausgangsknotenpunkt 34 zur Erdverbindung 20 geschaltet und hat eine Zwischenverbindung 40, die an die Basis des Transistors 10 und über einen

"" Widerstand 42 an die Basis des Tranästors 12 angeschlossen ist.

Bei der bevorzugten Ausbildungsform ist der Basis-Emitterbereich des Transistors 10 kleiner als der ent-

sprechende Bereich des Transistors 12. Der Betrieb der Schaltung wird vorständlich, wonn man zwei mögliche Spannungszustände an der Zwischenverbindung 40, die die Rückkopplungsspannung zu den Basen der Transistoren 10

und 12 führt, betrachtet, wobei der Kompensationswiderstand Ί2, dessen Arbeitstieise später erläutert werden wird, außer Betracht gelassen wird. Wenn die Spannung an der Rückkopplungsverbindung 40 niedriger als gewünscht ist, bewirkt der größere Übergangsbereich des Transistors 12, daß dieser verhältnismäßig mehr Strom leitet als der Transistor 10. Der Extrastrom durch den Widerstand 26, verglichen mit dem Strom im Widerstand l6, führt dazu, daß der positive Eingang des Verstärkers 28 über dem negativen Eingang ist. Das Ergebnis ist, daß der Ausgang 30 des Verstärkers 28 einen Spannungsanstieg verzeichnet, und dieser Anstieg wird an die Zwischenverbindung 40 gelegt und somit an die Basen der Transistoren 10, 12. Wenn andererseits die Span-

■5 nung an der Verbindung 40 höher als erwünscht ist, wird der Spannungsabfall über den Widerstand 22 beträchtlich, der Strom durch den Transistor 12 wird begrenzt, so daß er verhältnismäßig kleiner wird als der Strom im Transistor 10. Das Ergebnis dieser Unausgewogenheit ist, daß

^ζυ der invertierende Eingang des Verstärkers 28 auf eine Spannung gebracht/wird, die über dem positiven Eingang liegt, und daß der Ausgang 30 des Verstärkers 28 auf eine niedrigere Spannung gebracht wird« Diese Ausgangsspannung wird wiederum durch die Zwischenverbindung 4θ

an die Basen der Transistoren 10 und 12 gelegt, um somit den Strom zu verringern. Wie zu erkennen ist, liegt auf diese Weise an der Verbindung 40 'eine Zwischenspannung, bei welcher die Spannungen an der Verbindung l8 sowie am Knotenpunkt 24 gleich sind und eine

stabile Spannung am Ausgangsknotenpunkt 34 die Folge ist.

Der Betrieb der Schaltung von Fig. 1 kann auch hinsichtlich der Bandlücken-Spannungsnormale gemäß den Lehren in den ersten drei eingangs angeführten Veröffentlichungen erklärt werden. Im allgemeinen lehren diese Veröffentlichungen, daß ein temperaturstabiles Bezugspotential erzeugt werden kann, indem ein Basis-

-Vf-

Emittcrabfall eines bipolaren Transistors proportional mit der Differenz in den Basis-Emitterabfiillen von zwei bipolaren Transistoren, die auf unterschiedlichen Stromdichten arbeiten, summiert wird, wobei die Proportionalsummejannäheriid der Bandlückenspannung gleicht. Der in der Zeichnung mit V_n„ bezeichnete Basis-Enitterabfall des Transistors 10 liefert die Basis-Emit~erspannung für diesen Bezug. Die V„ -Spannung tritt parallel zum Widerstand 22 auf und ist gleich der Differenz in den Basis-.

'Ο Emitterabfallen der Transistoren 10 und 1:2. Wie zu sehen ist, hält der Verstärker 28 die Verbindung l8 und den Knotenpunkt 2k auf im wesentlichen gleichen Potentialen. Unter Nichtbeachtung der Wirkung des Widerstandes h.2. und Summieren der Schleifenspannungen ergibt sich, daß jeg-

'** liehe Differenz im Potential zwischen den Basis-Emitterabfällen der Transistoren 10 und 12 parallel zum Widerstand 22 in Erscheinung tritt. Da der Widerstand 26 mit dem Widerstand 22 in Serie liegt, ist zu erkennen, daß eine Spannung, die gleich dem Verhältnis im Widerstand

^ des Widerstandes 26 zu demjenigen des Widerstandes 22 multipliziert mit V_nr, ist, parallel zum Widerstand 26

JlJ Hi

auftritt. Die gleiche Spannung tritt folglich parallel zum Widerstand l6 auf. Die Spannung an der Zwischenverbindung ¹JtO, welche an die Basis des Transistors 10 ange-

schlossen ist, ist deshalb gleich dem Basis-Emitterabfall des Transistors 10 plus einem Skalar multipliziert mit der Differenz in den Basis-Emitterabfällen der Transistoren 10 und 12. Wenn die Spannung an der Verbindung 40 auf die Bandlückenspannung für das spezielle HaIb-

leitermaterial eingestellt ist, wird ein temperatürstabiles Potential erreicht. Es ist offenbar, daß der Ausgang 30 des Verstärkers 28 direkt an die Zwischenverbindung ko angeschlossen werden kann, wenn ein zur Bandlückenspannung gleiches Bezugspotential angestrebt wird und der Verstärker 28 eine ausreichende Strombclastbnrkeit hat. Der Transistor 32 wirkt lediglich als ein Puffer für den Ausgang 30 des Verstärkers 28 und stellt eine ausreichende Strombelastbarkeit am Ausgangsknotenpunkt

] 5'i zu Verfügung. Die Widerstände 36 und 38 teilen nur die Spannung am Ausgang 3'±i so daß die Ausgangsspannung irgendein gewünschter Skalar des grundlegenden Bandlückcn-Bczugspotentials sein kann.

Der in Serie zwischen der Verbindung kO und der Basis des Transistors 12 liegende Widerstand k2 dient dazu, die Ausgangsspannung für den Spannungsabfall, der am Widerstand 5° als Ergebnis der in die Transistoren 10 und 12 fließenden Basisströme auftritt, zu kompensieren. Es ist zu sehen, daß auf diese Weise im allgemeinen die Spannung am Ausgang J>k durch die Verstärkungen der Transistoren 10 und 12, die beide prozeß- und temperaturabhängig sind, hervorgerufen wird. Durch geeignete Wahl des Widerstandes ^Li2 können diese Änderungen in engem Bereich ausgeglichen werden. Die Widerstände 3° und 38 werden nur dann benötigt, wenn eine über der grundlegenden Bandlückenspannung liegende Ausgangsspannung erwünscht ist, und deshalb ist der Widerstand ^Li2 ebenfalls nur dann nötig, wenn ein über der Bandlükkenspannung liegendes Potential angestrebt wird.

Für einen ordnungsgemäßen Betrieb der Schaltung von Fig. 1 müssen mehrere Annahmen gemacht werden. Es muß erstens angenommen werden, daß die den Eingängen des Verstärkers 28 zugeführten Ströme gleich Null sind. Zweitens muß angenommen werden, daß die Eingangs-Off setspannung des Operationsverstärkers 28 unveränderlich mit der Temperatur und zu Nul3/gleichbedeutend ist. Letztlich muß angenommen iferden, daß die Alphas der Transistoren 10 und 12 gleichwertig sind. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Verstärker 28 ein choppcrstabilisierter Verstärker, wie er mit Bezug auf die Fig. 2 bis k beschrieben wird, und die den Eingangs-

^OJ strom sowie die Eingangs-Offsetspannungen betreffenden Annahmen können mit Sicherheit vorgenommen werden. Bezüglich der dritten Annahme ist zu sagen, daß die Alphas durch geeignete Ausrichtung und geringen Zwischenraum

• der Transistoren 10, 12 in der integrierten Schaltungsanordnung einander eng angepaßt werden können.

Die bei der bevorzugten Ausführungsform verwendeten Widerständc wurden als eindiffundierte Widoi stände intern an der integrierten Schaltung ausgebildet. Ungleichmäßigkeit und Nichtlinearität solcher eindiTfundierter Widerstände beeinflußt in der Tat die Leistung der Schaltung in gewissem Ausmaß. Eine bessere Leistung kann

•0 selbstverständlich durch Einsatz von Dünnfilm-Widerständen in der Schaltung erreicht werden, wenn der zusätzliche Raum vorhanden ist, oder wenn externe Einrichtungen verwendet werden. Die Ungleichmäßigkeit der Widerstände wird jedoch durch eine Schwerpunktanordnung der Widerstandseinheiten und integrale Stufenform vermindert. Zusätzlich wird die Nichtlinearität der Widerstände zu einem gewissen Grad dadurch kompensiert, daß es nicht nur die Verhältnisse der verschiedenen Widerstände zueinander sind, die tatsächlich die Ausgangs-

spannung bestimmen. Die Wirkungen einer uneinheitlichen Back-Torvorspannung (back gate bias) und Widerstandsgeometrie sollten ebenfalls in Betracht gezogen werden, wenn eindiffundierte Widerstände zur Anwendung kommen.

Es ist zu erkennen, daß die beschriebene Schaltung völlig kompatibel mit der herkömmlichen Fertigung einer integriei-ten CMOS-Schaltung ist, d.h., alle die bipolaren Transistoren 10, 12 und 32 werden mit Kollektoren gemeinsam mit dem Substrat gebildet. Wie noch festzustel-

len sein wird, ist der Operationsverstärker 2o vorzugsweise ein chopperstabilisierter Verstärker, der lediglich MOS-Transistoren enthält. Während die Bezugspotentialschaltung mit dem Standard-CMOS-Verfahren völlig kompatibel ist, hängt sie nicht von irgendeinem MOS-Transistor zur Erstellung des tatsächlichen Bozugspotentials ab. Auf diese Weise wird eine Leistung in der Größenordnung der Bezugsschaltungen, die in herkömmlichen Bipolarschaltungen zur Anwendung kommen, in einer

intcgrioi-ton CMOS-Schaltung erreicht, ohne daß hierzu irgendwelche zusätzlichen Bearbeitungsschritte erfordci-lich sind,

Die Fig. 2 zeigt ein Schaltbild eines bevorzugten choppcrstabilisierten Verstärkers 28. Dieser weist einen negativen oder invertierenden Eiiigang 18, einen positiven oder nichtinvertierenden Eingang 24 und einen Ausgang 30 auf. Die Eingänge 18 und 24 sind jeweils über einen MOS-Schalter 46, von denen ein Paar vorhanden ist, an einen Kondensator 44 angeschlossen. Die MOS-Schalter 46 werden von gegeneinander versetzten Phasen eines Zweiphasen-Taktgebers gesteuert. Der Kondensator 44 legt das Eingangssignal an den Eingang eines ersten Inverters 48, der einen weiteren, mit dessen Ein- und Ausgang verbundenen MOS-Schalter 50 hat. Der Ausgang des Inverters 48 ist an den Eingang eines zweiten Inverters 52 angeschlossen, dessen Ausgang mit der einen Seite eines zweiten Kondensators 54 verbunden ist. Die andere Seite des Kondensators 54 ist mit dem Eingang eines dritten Inverters 55 verbunden, zu welchem ein ■weiterer MOS-Schalter 56 parallelgeschaltet ist. Die MOS-Schalter 50 und 56 v/erden von der gleichen Phase des Zweiphasen-Taktgebers gesteuert. Der Ausgang des

^ Inverters 35 liegt am D-Eingang einer Flip-Flop-Schaltung 58, die von einer der Phasen des Zweiphasen-Taktgebers getriggert wird. Der Q-Ausgang 60 der Flip-Flop-Schaltung 58 steuert den Betrieb der zwei schaltbaren Stromquellen 62 und 64. Der Ausgang 60 steuert die

Stromquelle 62, die Strom von einem Knoten 66 zum Erdpotential führt, unmittelbar. Der Ausgang 60 ist an einen Inverter 68 angeschlossen und steuert die Stromquelle 64, die Strom von der positiven Energieversorgungsscite dem Knoten 66 zuführt. Dtirch diese Anordnung

kann, wie zu sehen ist, zu irgendeiner gegebenen Zeit eine - aber auch nur eine - der Stromquellen 62 und arbeiten, um entweder dem Knoten 66 Strom zuzuführen oder von diesem Strom abzuziehen. Zwischen den Knoten

] 66 und Erdpotential ist ein integrierender Kondensator 69 geschaltet, um eine dem Integral des dein Knoten G6 zugeführten Gcsaüitstromos entsprechende Spannung zu liefern. Ein Pufferverstärkor 70, in typischer Weise ein Quellonverstnrker, hat einen mit der.i Knoten 66 verbundenen Eingang und einen Ausgang mit niedriger Impedanz, der an den Ausgang 30 des Verstärkers 28 angeschlossen ist.

Ia Fig. 3 ist ein Schema für einen MOS-Schalter dargestellt, der an der Stelle der Schalter 46,50 oder 56 in Fig. 2 Verwendung finden kann. Der Schalter von Fig. 3 hat einen Eingang 72, der nach Wahl unter Steuerung eines Takteingangs 76 an einen Ausgang 74 kurzgeschlossen wird. Ein n-Kanal-Trara.stor 78 und ein p-Kanal-Transistor 80 sind parallel zwischen den Eingang 72 und den Ausgang 7^ geschaltet. Das Gatter des Transistors 78 ist unmittelbar mit dem Eingang 76 verbunden, während das Gatter des Transistors 8O über einen Inverter 82 an den Takteingang 76 angeschlossen ist. Diese Schaltungsanordnung stellt sicher, daß der Eingang 72 zum Ausgang 7^ιί über den gesamten Bereich von zur Verfügung stehenden Betriebsspannungen kurzgeschlossen werden kann.

Die Fig. 4 zeigt schematisch einen Schalter, zu dem ein Inverter, wie z.B. der Inverter 48 und 55 von Fig. 2, im Bypass angeordnet ist. Der Inverter weist einen ersten MOS-Transistor 84 auf, der von der positivon Betriebsspannung V zu einem Ausgangsknoten 86 geschaltet ist. Ein zweiter Transistor 88 liegt zwischen dem Atisgangsknoten 86 und Erdpotential. Das Gatter des Transistors 84 ist an einen Eingang 90 des Inverters angeschlossen, während das Gatter des Transi-

stors 88 mit dem Ausgangsanschluß 86 der Anordnung verbunden ist. Zwischen dem Eingang 90 und Ausgang 86 des Inverters liegt ein MOS-Schalter 92, der der gleiche wie der in Fig. 3 gezeigte sein kann. Die Schaltung

] von Fig. 4 wird - ohne den Schalter 92 — vorzugsweise für den Inverter 52 von Fig. 2 verwendet.

Der* Betrieb des in Fig. 2 gezeigten chopperstabilisiertj ten Verstärkers kann im allgemeinen als ein aufeinanderfolgendes Abtasten der zwei Eingangsspannungen und Steuern der am Ausgang 30 auftretenden Sägezahnspannung in Abhängigkeit von den Relativspannungen an den Eingängen angesehen werden. Auf diese Weise wird im komplementärcn Teil einer jeden Taktperiode der invertierende Eingang Io mit dom Eingangskondensator 44 verbunden. Nimmt man an, daß die Taktperioden lang genug sind, so erreicht der Eingangsstrom einen Null-Pegel und die Spannung am Eingang l8 stabili-siert sich. Es ist zu erkennen, daß während dieser komplementären Taktphase die Schalter 5O₅ 56 geschlossen werden, was dazu führt, daß die I_nverter 48, 55 auf einen Zwischenspannungspegel sowohl am Eingang wie am Ausgang vorgespannt werden, anstatt daß sie eine Vorspannung mit einem logischen Null- odor Eins-Pegel erhalten. Da die komplementäre Taktphase auf Null geht und die primäre Taktphase auf einen Eins-Pegel angehoben wird, wird der positive Eingang 24 mit dem Kondensator 44 verbunden und die Schalter 50 und 56 werden geöffnet. Wenn zu diesem Zeitpunkt die Spannung am Eingang 24 höher ist als die stabilisierte Spannung am Eingang 18, so steigt der Eingang zum Inverter 48 an, und sein Ausgang wird auf einen Null-Pegel geführt. Dann wird der Inverter 52 so botrieben, daß ein Eins-Pegel am Kondensator 54 vorvLiegt, und er treibt seinerseits den I_nvcrter 55 auf einen Null-Pegel-Ausgang. Die Flip-Flop-Schaltung 58 wird bei dieser positiven Taktphase getriggert, um einen an seinem D-Eingang empfangenen logischen Pegel zu speichern. Auf diese Weise erscheint für die nächste Takt-

^ύ phase ein logischer Null-Pegel am Q-Ausgang 60 der Flip-Flop-Schaltung 58. Während dieser Taktperiode wird deshalb die Stromquelle 62 deaktiviert und die Stromquelle 64 wird durch den Inverter 68 aktiviert, um einen

• gleichförmigen Strom dem Knoten 66 zuzuführen und um ferner zu veranlassen, daß die Spannung am Kondensator

69 sowie Ausgang 30 aufwärts geht. Es ist ebenfalls zu erkennen, daß, wein im nächsten Ab tas tint ervall der positive Eingang 24 niedriger ist als der negative Eingang l8, die Zustände der Stromquellen 62, 64 umgekehrt werden und der Ausgang 50 abzufallen beginnt. Das Gesamtergebnis ist, daß der Verstärker 28 einen im wesentlichen analogen Ausgang liefert, wobei nahezu ausschließlich

'0 digitale Bauteile verwendet werden. V/ie weiter zu sehen ist, ist der Verstärker 28 recht einfach und kann ohne Schwierigkeiten auf einem integrierten CMOS-Schaltkreis hergestellt werden. Es wird in den meisten Fällen erwünscht sein, den Kondensator 69 ziemlich gi~oß zu machen,

'5 und deshalb wird er als externes Bauteil vorgesehen.

Bei der Auswahl der speziellen Werte für die Bauteile einer Spannungs-Bezugsschaltung gemäß Fig. 1 sollten mehrere Faktoren in Betracht gezogen trerden. Die V-

Spannung ist primär eine Funktion des Unterschieds in den Stromdichten in den Transistoren 10 und 12. Im allgemeinen sollte dieser V_nir,-Energietcrm im Bereich von

70 mV bis 100 mV liegen. Die Unterschiede in den Stromdichten können erreicht werden, indem entweder unter-

schiedliche Basis-Emitter-Übergangsbereiche in den Transistoren 10 und 12 vorgesehen oder indem den Transistoren 10, 12 Vorspannungen auf unterschiedlichen Strompegeln angelegt werden, wie es durch die Widerstände l6,26 bestimmt ist. Bei einer bevorzugten Form der Erfindung

werden sowohl unterschiedliche Flächenbereiche, wie auch unterschiedliche vorgespannte Ströme vorgesehen.

Bei dieser Ausführungsformlaat somit der Transistor 10

2 einen Ubergangsbcreich von 2 mil (1 mil = 25,4 μ), wäh-

rend der Transistor 12 einen Bereich von l6 mil hat. 35

Der Widerstand l6 hat einen Wert von 4,48 RSl, während der Widoi'stand 26 einen Wert von 8,96 k/i hat. Diese Werte für die Widerstände l6 und 26 liefern vorgespannte Ströme von 12oyuA im Transistor 10 und von 64yuA im

Transistor 12. Die kombinierte Wirkung der verschiedenen Übergangsbereiche und vorgespannten Ströme ist, daß der Transistor 10 eine Stromdichte hat, die l6-mal höher als diejenige des Transistors 12 ist. Der Widerstand 22 hat einen Wert von 1,12 IiJTl, so daß in Verbindung mit dem Widerstand 26 der V -Energieterm mit einem Faktor B multipliziert wird, wenn er mit der V„„-Spannung des Transistors 10 kombiniert wird. Bei der Auslege-Stromdichte des Transistors 12 soll die V -Spannung gleich 72 mV sein. Auf der Grundlage dieser Auslegungswerte soll die Spannung an der Zwischenverbindung 40 1,218 V sein. Die Widerstände 36, 38 werden so gewählt, daß sie am Ausgang 3^ eine Spannung von 2,5 V liefern und vorgespannte Ströme durch die Widerstände gehen, die wenigstens um eine Größenordnung größer sind als die Basisströme in den Transistoren 10 und 12, um die Wirkung dieser Basisströme auf die Ausgangsspannung zu vermindern. Für den Widerstand 36 wurde somit ein Wert von 2,55 k Xl. gewählt, während dem Widerstand 38 ein Viert von 2, 4Λ k.Q gegeben wurde.

Wie oben schon bemerkt wurde, dient der Widerstand k2 dazu, den Anstieg in der Ausgangsspannung, der aus den durch den Widerstand 36 fließenden Basisströmen der Transistoren 10 und 12 resultiert, zu kompensieren. In der bevorzugten Ausführungsform wurde der Wert des Widerstands k2. zu 375 Jl gewählt, um den wirksamen ^V _BE~ Energieterm um einen Betrag zu vermindern, der ausreichend ist, um die Spannung an der Zwischenverbin-

^ dung Ίθ um den gleichen Betrag herabzusetzen wie den Anstieg in der Spannung, der darauf zurückzuführen ist, daß die Basisströme durch den Widerstand 36 fließen. Wie oben schon angegeben wurde, liegt diesen speziellen Werten für die bevorzugte Ausführungsform der

Gedanke zugrunde, eine Ausgangsspannung von 2,5 V zu liefern, und diese Werte wurden nach Versuchen an einigen Experimentalanordnungen erlangt. Es ist sicher, daß diese Schaltung eine Temperaturstabilität von annähernd

50 ppm über dem militärischen Temperaturbereich lief envilürf te , was sehr viel besser ist als andere Spannungsbezugsschaltungen, die an integrierten CMOS-Schaltungen zur Anwendung kommen. Wenn andere Bezugs— spannungen gewünscht werden, so ist es notwendig, andere Widerstandswerte in der Schaltung vorzusehen. Andere Änderungen und andere Werte der Bauteile können ebenfalls notwendig werden, um die Stabilität und die Vorbelastungspunkte der verschiedenen Bauteile zu steigern. Wie oben ebenfalls erwähnt wurde, kann durch die Verwendung von Dünnfilm- oder diskreten Widerständen, die bessere Temperaturkoeffizienten haben, die Leistung der Schaltung erhöht werdan, wenn eine bessere Temperaturstabilität erwünscht ist.

Wenn die Erfindung im Hinblick auf eine besondere Ausbildung sowie Anordnung und spezielle Betriebsverfahren zeichnerisch dargestellt und beschrieben worden ist, so ist jedoch klar, daß innerhalb des durch die Patentansprüche abgesteckten .Rahmens der Erfindung Abwandlungen und Änderungen vorgenommen werden können.

Claims

PATENTANWÄLTE A. GRÜNECKER

OtPl 'NG

REPRESENTATIVES BEFORE THE . ._. r-lCrV

EUBOPEAN PATENT OFFICE H. KINKELLJt-Y

W. STOCKMAIR

DW !-ITi Ant iCAI.rFCM.

K. SCHUMANN

OR Mi H »UAT LHPl. PHYS

P. H. JAKOB

DlPL ING

G. BEZOLD

DR RER ISiAT DlPL-CHeM

MOSTEK CORPORATION

West Grosby Road 8 München 22

_ „___Λ^ MAXIMIUANSTRASSS Λ3

Carrollton, Texas 75006
^USA P 16 402

Dan dlücke:'.-Spannung snorinal in CMOS-Technik

Patentansprüche

ί 1 -J' Bandlückeri-Spannungsnormal zur Verwendung mit integrierten CMOS-Schaltungen, g ekennze ich net durch einen ersten und zweiten bipolaren Transistor (10 bzw. 12) mit gemeinsam, in einem Substrat einer integrierten Schaltung ausgebildeten Kollektoren, durch einen ersten, zwischen den Emitter des ersten Transistors (10) sowie eine Erdpotentialquelle (20) geschalteten Widerstand (l6), durch einen zweiten, zwischen den Emitter des zweiten Transistors (12) und einen Bezugskno tenpunkt (24t) geschalteten Widerstand (22), durch einen dritten, zwischen den Bezugsknotenpunkt (24) und die ErdpotentiaLquclIc (20) geschalteten Widerstand (26) und durch einen Differentialverstärker (28) mit einem an den Bezugsknotenpunkt angeschlossenen Eingang sowie

¹^ mit einem an den Emitter des ersten Transistors angeschlossenen Eingang und mit.einem an die Basen des ersten sowie zweiten Transistors angeschlossenen Ausgang (30), der ein temperaturstabilisiertes

Bezugspotential bildet.

2. Spannungsnormal nach Anspruch !,gekennzeichnet durch einen zwischen den Ausgang (30) des Differentialverstärkers (28) und einen zweiten Bezugsknotenpunkt (4o) geschalteten vierten Widerstand (36), durch einen zwischen den zweiten Bezugsknotenpunkt (4O) und die Erdpotentialquelle (20) geschalteten fünften Widerstand (38) und durch Verbindung des zweiten Bezugsknotenpunkts (kO) mit den Basen des ersten sowie zweiten Transistors (10, 12).

3- Spannungsnormal nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen sechsten, zwischen den

>5 zweiten Bezugsknotenpunkt (40) sowie die Basis des zweiten Transistors (12) geschalteten Widerstand (42) und durch unmittelbare Verbindung des zweiten Bezugsknotenpunkts mit der Basis des ersten Transistors (10).

k. Spannungsnormal nach Anspruch !,gekennzeichnet durch einen dritten Transistor (32), dessen Kollektor im Substrat der integrierten Schaltung ausgebildet, dessen Basis mit dein Ausgang (30) "" dos Differentialverstärkers (28) und dessen Emitter mit den Basen des ersten sowie zweiten Transistors (10, 12) verbunden ist.

5. Spannungsnormal nach Anspruch 1, dadurch g e k e η n-

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zeichnet, daß die Basis-Emitter-Ubergangsbereiche des ersten und zweiten Transistors (10, 12) sowie die Werte des ersten, zweiten und dritten Widerstands (l6, 22, 26) derart gewählt sind, daß am Ausgang (30) des Differentialverstärkers (28) ein Be-

zugspotential mit einer minimalen Tomporaturabwcichuns vorhanden ist.

b. Spannungsnornial nach Anspruch 1, dadurch g e k e η nzeichnet, daß der DiJTferentialverstärker (28) ein choppcrstabilisierter, aus MOS-Bauteilen auf dem gleichen Substrat wie der erste und zweite bipolare Transistor (10, 12) gebildeter Verstärker ist.

7. Spannungsnormal nach Anspruch 6, dadurch g e k e η nzeichnet, daß der chopperstabilisierte Verstärker (28) einen ersten und zweiten, zwischen den positiven sowie negativen Verstärkereingang (24 bzw.l8) und einen gemeinsamen Eingangsknotenpunkt geschalteten MOS-Schalter (46, 46) sowie einen Zweiphasen-Taktgeber , der mit den MOS-Schaltern (46) verbunden ist und abwechselnd die Eingänge mit dem Knotenpunkt verbindet, einen Eingangskondensator (44) mit einer ersten, mit dem Eingangsknotenpunkt verbundenen Platte und mit einer zweiten Platte, eine ungerade Anzahl von MOS-Invertern (48, 52, 55), die in Serie geschaltet sind und deren erster (48) mit der zweiten Platte des Kondensators (44) verbunden ist, wenigstens einen dritten, zwischen den Ein- und Ausgang wenigstens des ersten Inverters (48) geschalteten MOS-Schalter (50), der vom Zweiphasen-Taktgeber derart gesteuert ist, daß er, wenn der zweite MOS-Schalter geschlossen ist,

^ZJ schließt, eine einen Eingang für den Empfang des Ausgangs des letzten Inverters (5Ü>) aufweisende Speicherschaltung (58), die vom Zweiphasen-Taktgeber derart gesteuert ist, daß sie den Ausgang des letzten Inverters bei abwechselnden Taktphasen speichert, und

eine integrierende Ausgangsschaltung mit einer schaltbaren Stromquelle sowie einer schaltbaren Stromsenke, deren jeweilige Eingänge zur abwechselnden Aktivierung der Stromquelle sowie -senke in Abhängigkeit vom Zustand der Speicherschaltung mit dieser verbunden

sind, wobei Stromquelle und -senke jeweils einen mit einem Kondensator (69) zu dessen Ladung auf eine das Bozugspotential steuernde Spannung verbunden sind, enthält.

S. Spannungsnorinal nach Anspruch 7₅ gekennzeichnet durch eine Puffervorrichtung (70), deren Eingang mit dem Kondensator (69) verbunden ist und deren Ausgang den Ausgang (30) des Differentinlverstärkers (28) bildet.

9· Bandlücken-Spannungsnormalschaltlcreis in einer integrierten Schaltung, wobei die Basis-Emitter-Spannung eines bipolaren Transistors mit der Differenz in den Basis-Emitter-Spannungen von zwei bipolaren, auf unterschiedlichen Stromdichtea arbeitenden Transistoren zur Lieferung einer temperaturstabilen Bezugsspannung kombiniert wird, gekennzeichnet durch Anwendung eines ersten sowie

•5 zweiten bipolaren Transistors mit gemeinsam geschalteten Kollektoren zur Lieferung sowohl der Basis-Emit tei"-Spannung als auch der Differenz in den Basis-Emitter-Spannungen der beiden Transistoren.

10. Schaltkreis nach Anspruch 9> gekennzeic hn e t durch Anwendung einer Mehrzahl von zwischen die Emitter des ersten sowie zweiten Transistors und eine Erdpotentialquelle geschalteten, die Basis-Emitter-Spannung sowie die Differenz in den Basis- ^Ό Emitterspannungen der beiden Transistoren ermittelnden Widerständen.

11« Schaltkreis nach Anspruch 10, wobei die Mehrzahl der Widerstände einen ersten, vom Emitter des ersten

Transistors zum Erdpotential führenden Widerstand, einen zweiten, vom Emitter des zweiten Transistors zu einem Bezugsknotenpunkt führenden Widerstand und einen dritten, vom Bezugsknotenpunkt zum Erdpotential führenden Widerstand enthält, g e k e η η -

zeichnet durch Anwendung eines einen negativen, mit dem Emitter des ersten Transistors verbundenen Eingang, einen positiven, mit dem Bezugsknotenputikt verbundenen Eingang und einen iiiit den Basen

des ersten sowie zweiten Transistors verbundenen Ausgang; aufweisenden Differentialverstärkers, der an seinem Ausgang die temperaturstabile Bezugsspannung liefert.

12. Schaltk reis nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Differentialverstärker ein auf dem gleichen Substrat wie der erste und zweite bipolare Transistor ausgebildeter chopperstabili-

TO sierter Verstärker ist.

13· Bandlücken-Bezugsspannungsschaltung, gekennzeichnet durch einen ersten sowie zweiten, in einem Substrat einer integrierten Schaltung ausgebildeten Transistor mit gemeinsam geschalteten Kollektoren, durch ein vorgewähltes Differential in den Basis-Emitter-Stromdichten im ersten sowie zweiten Transistor erstellende Elemente und durch die Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors mit einem vorgewählten Vielfachen der Differenz in den Basis-Emitter-Spannungen des ersten sowie zweiten Transistors zur Lieferung eines temperaturstabilen Bezugspotentials kombinierende Elemente.

lA. Schaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die kombinierenden Elemente ein das sfexbile Bezugspotential zur Lieferung eines höheren temperaturstabilen Bezugspotentials mit einem

vorgewählten Wert multiplizierendes Glied enthalten. 30

15« Schaltung nach Anspruch 13> dadurch gekennzeichnet, daß die erstellenden und die kombinierenden Elemente einen ersten, zwischen den Emitter des ersten Transistors sowie Erde geschalteten Widerstand, einen zweiten, zwischen den Emitter des zweiten Transistors sowie einen Bezugsknotenpunkt geschalteten Widerstand, einen dritten, z\i±- schen den Bezugsknotenpunkt sowie Erde geschalteten

Widerstand und einen Verstärker, dessen Eingänge mit dem Emitter des ersten Transistors sow Lc ;nit dem üezugsknotcnpunkt und dessen Ausgang mit den Basen des ersten sowie zweiten Tröinsistors zur Einhaltung der Spannungen an den Eingängen auf im wesentlichen gleichem Wert verbunden sind und dessen Ausgang das temperaturstabile Bezugspotential liefert, enthalten.

l6. Schaltung nach Anspruch 15, dadurch g e k e η η zeichnet, daß der Verstärker ein Differen-

tialvorstärker ist, dessun negativer Eingang mit dem Emitter des ersten Transistors, dessen positiver Eingang mit dem Bezugsknotenpunkt und dessen Ausgang mit den Basen des ersten sowie zweiten Transistors •5 verbunden ist.

17· Schaltung nach Anspruch l6, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein choppersta-

bilisierter Verstärker ist.
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l8. Schaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker eine erste und zweite taktgesteuerte Schalt—einrichtung zur Verbindung eines der Eingänge mit einem Eingangsknotenpunkt bei alternierenden Taktphasen, einen Eingangskondensator mit einer ersten, mit dem Eingängsknotenpunkt verbundenen Platte und mit einer zweiten Platte, wenigstens einen Inverter mit einem mit der zweiten Platte des Kondensators verbundenen Eingang

und mit einem Ausgang, eine dritte taktgesteuerte Schalteinrichtung, die auf alternierende Taktphasen den Eingang des wenigstens einen Inverters mit dem Inverterausgang kurzschließt, eine taktgesteuerte Speichereinrichtung, deren Eingang mit dem wenigstens

einen Inverterausgang verbunden und deren Ausgang eine Anzeige des Zustands des bei alternierenden Taktphason vorliegenden Invortcrausgangs liefert, und einen integrierenden Ausgangskreis enthält,

■| dessen Eingang mit dem Ausgang der Speichereinrichtung verbunden ist und dessen Ausgang ein Integral des Ausgangs, das das temperaturstabile Bezugspotential kennzeichnet, liefert.

L9· Schaltung nach Anspruch 18, dadurch g e k e η η -

zeichnet , daß der integrierende Ausgangskreis eine schaltbare Stromquelle sowie eine schaltbare Stromsenke, die jeweils einen mit der Speicher-IQ einrichtung verbundenen, die Quelle und die Senke in Abhängigkeit vom Zustand der Speichereinrichtung alternierend aktivierenden Eingang und je einen an einen integrierenden Knotenpunkt angeschlossenen Ausgang haben, sowie einen zwischen den integrierenden Knotenpunkt und eine Bezugspotentialquelle geschalteten Kondensator aufweist.

20. Schaltung nach Anspruch 19, gekennzeichnet durch ein Pufferglied mit einem an den integirierenden Knotenpunkt angeschlossenen Eingang und mit einem den Verstärkerausgang bildenden Ausgang.