DE2923360A1

DE2923360A1 - Konstantstromquellenschaltung

Info

Publication number: DE2923360A1
Application number: DE19792923360
Authority: DE
Inventors: Hiromi Kusakabe
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-06-09
Filing date: 1979-06-08
Publication date: 1979-12-13
Also published as: JPS55611A; US4292584A; DE2923360C2; GB2023312A; GB2023312B; JPS6222283B2

Description

Henkel, Kern, Feiler ä-Hänzel . Patentanwälte

P Registered Representatives

before the European Patent Office

2923390

Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha, Möhlstraße37

Kawasaki-shi, Japan D-8000 München 80

Tel.: 089/982085-87

Telex: 05 29 802 hnkl d

Telegramme: ellipsoid

54P171-3

Konstantstromquellenschaltung

Die Erfindung betrifft eine Konstantstromquellenschaltung, bestehend aus einer ersten Potentialzufuhreinheit mit einem ersten, in Diodenschaltung vorliegenden Transistor, einer zweiten Potentialzufuhreinheit mit einem zweiten, in Diodenschaltung angeordneten Transistor, der eine niedrigere Emitterstromdichte besitzt als der erste Transistor, und mit einem ersten, mit dem zweiten Transistor in Reihe geschalteten Widerstandselement sowie einer Stromspeise- oder -zufuhreinheit zur Lieferung eines Kanstantstromausgangs in Abhängigkeit von einem Potentialunterschied zwischen einem ersten Potential am einen Ende der ersten Potentialzufuhreinheit und einem zweiten Potential am einen Ende der zweiten Potentialzufuhreinheit.

Bei tragbaren, batteriegespeisten Geräten ist eine Verkleinerung der Zahl der Batterien insofern vorteilhaft, als dadurch die Größe des Geräts verkleinert und die Stromquellen-

909850/0892

292336Q

spannung unter Verringerung des Stromverbrauchs niedrig gehalten werden kann. Dabei müssen die elektronischen Schaltkreise eines mit niedriger Batteriespannung gespeisten Geräts mit dieser niedrigen Spannung arbeiten können. Außerdem wird bei solchen Geräten durch die Erschöpfung der Batterien oder die Änderung des Stromflusses durch z.B. einen in der sog. Class-B-Betriebsart arbeitenden Leistungsverstärkers die Stromquelle stark beeinflußt, so daß sich ihre Spannung ändert. Der Arbeits- oder Betriebspunkt der verwendeten Schaltung darf sich jedoch aufgrund einer Änderung der Stromquellenspannung nicht verändern. Aus den genannten Gründen muß die elektronische Schaltungsanordnung bei solchen batteriegespeisten Geräten normalerweise auch mit etwa der Hälfte der Stromquellenspannung einer neuen Batterie arbeiten können.

Einige der Konstantstromquellenschaltungen, die häufig in Verbindung mit integrierten Schaltkreisen (ICs) eingesetzt werden, vermögen in einem Bereich vergleichsweise niedriger Spannung zu arbeiten. Diese bisherigen Schaltungen sind jedoch mit dem Nachteil behaftet, daß der abgegebene Ausgangsstrom in seiner Größe begrenzt ist und daß die Schaltung gegenüber einer Änderung der Stromquellenspannung empfindlich ist.

Ein Beispiel für eine bisherige Konstantstromquellenschaltung ist in Fig. 1 dargestellt. Diese Schaltung ist mit einer ersten Stromspiegelschaltung mit zwei Transistoren Q1 und Q2 versehen, deren Spannungsgewinn (current gain) weitgehend von ihren Kollektorströmen abhängt; weiterhin weist diese Schaltung eine zweite Stromspiegelschaltung mit zwei Transistoren Q3 und Q4 auf, deren Spannungsgewinn unabhängig von den Größen der Kollektorströme stets auf etwa 1 gehalten wird. Eine andere Schaltung dieser Art ist auch in der US-PS 3 629 691 dargestellt. Die Schaltung nach Fig. 1 arbeitet wie folgt: In einem Bereich kleinen

909850/0892

292336Q

Stroms ist der Spannungsabfall über einen Widerstand R1, der in den Emitterkreis des Transistors Q1 mit großem Emitterbereich eingeschaltet ist, vernachlässigbar. Infolgedessen ist der Stromgewinn bzw. -verstärkungsgrad dem Verhältnis der Emitterbereiche oder -flächen der Transistoren Q1 und Q2 proportional. Bei diesem Beispiel ist das Emitterflächenverhältnis N : 1 und N > Infolgedessen wird eine positive Rückkopplungsschleife mit etwa N des Schleifengewinns (loop gain) gebildet, so daß die Stromgrößen der Transistoren Q1 bis Q4 schnell ansteigen. Wenn der Strom auf eine vorbestimmte Größe ansteigt, beginnt die Stromunterdrückungswirkung (Stromrückkopplung durch den Widerstand R1) den Regelschleifengewinn wieder auf 1 einzustellen, mit dem Ergebnis, daß sich die Schaltung in diesem Zustand stabilisiert. In diesem Fall gilt die folgende Beziehung:

Io = V_T/R1 χ InN (1)

in welcher V = kT/q, T die Absoluttemperatur, k die Boltzmannsche Konstante und q die elektrische Ladung eines Elektrons bedeuten. Die Größe des Stroms Io ist unter der idealen Voraussetzung bestimmt, daß der Stromverstärkungsfaktor jedes Transistors unendlich ist und die Verringerung des Stromverstärkungsfaktors ß aufgrund des EarIy-Effekts eines Transistors und dgl. nicht berücksichtigt wird.

Wenn jedoch der Ausgangsstrom vom Transistor Q5 abgenommen wird, fließt tatsächlich die Summe der Basisströme der Transistoren Q3 - Q5 in den Kollektor des Transistors Q1. Aus diesem Grund sind die Arbeitsströme der Transistoren Q1 und Q 2 in Abhängigkeit von den Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren Q3 - Q5 unausgeglichen. Wenn pnp-Transistören, wie die Transistoren Q3 - Q5 integriert werden, werden sie im allge-

909880/0832

— Q —

meinen als Lateral- bzw. Querstruktur mit niedrigen Stromverstärkungsfaktoren ß von z.B. etwa 10 bis 40 und mit großer Änderung des Faktors ß ausgelegt. Diese Tendenz ist bei Zunahme des Ausgangsstorms Io noch deutlicher. Hierdurch wird somit die Erzielung eines großen Ausgangsstroms eingeschränkt. Die Kollektor- und Emitterspannungen ν^_ dieser Paare von Transistoren Q1 und Q2 bzw. Q3 und Q4, welche die Stromspiegel bilden, sind voneinander verschieden, und ihre Größen hängen von der Stromquellenspannung ab. Demzufolge wird die Größe des AusgangsStroms bei Vorhandensein des Early-Effekts durch die Stromquellenspannung beeinflußt, so daß die in der Stromquellenspannung enthaltene Welligkeitskomponente möglicherweise im Ausgangsstrom Io auftritt.

Aufgabe der Erfindung ist damit die Schaffung einer Konstantstromquellenschaltung, die in stabiler Weise einen vergleichsweise großen, konstanten Strom zu liefern vermag und deren Ausgangsstrom durch eine Änderung der Stromquellenspannung im aktiven Arbeitsbereich der Schaltung wenig beeinflußt wird.

Diese Aufgabe wird bei einer Konstantstromquellenschaltung der eingangs definierten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Stromspeiseeinheit einen Komparator zum Vergleichen des ersten Potentials mit dem zweiten Potential zwecks Lieferung eines ersten Stroms entsprechend dem Potentialunterschied zwischen diesen Potentialen, einen dritten Transistor, um am Kollektorkreis einen zweiten Strom entsprechend dem ersten Strom zu liefern, einen vierten Transistor, um am Kollektorkreis einen dritten Strom entsprechend dem ersten Strom zu liefern, und eine Stromausgangsschaltung zur Lieferung des konstanten Stroms entsprechend dem ersten Strom aufweist.

909850/0892

Bei diesem Schaltungsaufbau liefert die Vergleichs- oder Komparatoreinheit den ersten Strom zu der einen konstanten Stromausgang liefernden Stromspeiseeinheit, zum vierten Transistor zum Vorspannen der zweiten Potentialzufuhreinheit und zum dritten Transistor zur Vorspannung der ersten Potentialzufuhreinheit. Die Komparatoreinheit kann beispielsweise aus einer symmetrischen Differentialtransistorschaltung bestehen, so daß sie vergleichsweise frei ist von einer Begrenzung des ersten Stromanstiegs im Schaltungsaufbau. Auf diese Weist ist der maximale erste Strom mit einer Grösse entsprechend dem Emitterschaltungsstrom (common emitter current) der Differentialschaltung erzielbar. Dies bedeutet, daß die Größe des Konstantstromausgangs ohne Einschränkung vergrößert werden kann und Änderungen der Stromverstärkungsfaktoren des dritten und des vierten Transistors zu einer geringeren Änderung oder Schwankung des Arbeitspunkts der Konstantstromquellenschaltung führen. (Die Schaltung gemäß Fig. 1 weist eine derartige Komparatoreinheit nicht auf.) Wenn die Komparatoreinheit unter Anwendung der symmetrischen Differentialschaltung aufgebaut ist, hat der sich aus der Stromquellen-Spannungsänderung ergebende Early-Effekt des Transistors nur eine geringe Veränderung des ersten Stroms zur Folge. Weiterhin wirken die Komparatoreinheit, der dritte und der vierte Transistor sowie die erste und die .zweite Potentialzufuhreinheit unter Bildung einer Gegenkopplungsschleife zusammen. Wie erwähnt, wird der Konstantstromausgang durch die Änderung der Stromquellenspannung im aktiven Arbeitsbereich der Konstantstrom (quellen) schaltung wenig beeinflußt. Infolgedessen wird die Stromquellen-Wlligkeitskomponente beträchtlich verringert.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

909850/0892

Fig. 1 ein Schaltbild einer bisherigen Konstantstromquellenschaltung, auf welche sich die Erfindung bezieht,

Fig. 2 ein Schaltbild des grundsätzlichen Aufbaus der Konstantstromquellenschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 3 eine graphische Darstellung zur Verdeutlichung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 2, worin auf der Y-Achse die Ströme 12 und 13 und auf der X-Achse die Potentiale E1 und E2 aufgetragen sind,

Fig. 4 ein Schaltbild einer auf der Basis der Schaltung gemäß Fig. 2 konstruierten Konstantstromquellenschaltung,

Fig. 5 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung nach Fig. 2 oder 4 und

Fig. 6 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung nach Fig. 2, 4 oder 5.

In den Figuren sind einander entsprechende Teile mit jeweils gleichen Bezugsziffern bezeichnet.

Fig. 2 veranschaulicht den grundsätzlichen Schaltungsaufbau einer Konstantstromquellensc'haltung gemäß der Erfindung. Dabei ist der Emitter eines in Diodenschaltung vorliegenden npn-Transistors Q10 über eine Pegelschiebe-Spannungsquelle 11 an eine Klemme 100 angeschlossen. Die Spannungsquelle 11 dient zum Ausgleichen eines Spannungsabfalls über einen noch zu beschreibenden Widerstand R10. Im allgemeinen wird für die Spannungsquelle 11 ein Spannungsabfall über eine Diode oder einen Widerstand benutzt. An die Klemme 100 ist eine nicht dargestellte erste Stromquellenschaltung mit dem Potential -V__E angeschlossen. Die

909850/0892

Mehrfachemitter eines in Diodenschaltung vorliegenden npn-Transistors Q12 sind über einen Widerstand R12 mit dem Emitter des Transistors Q10 verbunden. Die Trägerkonzentration des Transistors Q10 oder Q12 ist im allgemeinen gleichmäßig gewählt. Die Emitterfläche S12 des Transistors Q12 ist größer gewählt als die Emitterfläche S10 des Transistors Q10, d.h. S12/S10 = N > 1. Mit anderen Worten: wenn der Arbeitsstrom des Transistors Q10 derselbe ist wie beim Transistors Q12, sind die Emitterstromdichten der Transistoren Q10 und Q12 im Verhältnis N : 1 aufeinander bezogen. Dies bedeutet, daß die Emitterstromdichte des Transistors Q10 größer ist als diejenige des Transistors Q12. Das Emitterflächenverhältnis N ist nicht notwendigerweise eine ganze Zahl, und es kann üblicherweise 4 betragen, d.h. N = 4. Der Transistor Q10 bildet ungefähr eine erste Potentialzufuhreinheit 10, und er nimmt an der Verzweigung zwischen Basis und Kollektor ein ersten Potential E1 ab. Der Transistor Q12 und der Widerstand R12 bilden gemeinsam eine zweite Potentialzufuhreinheit 12, wobei der Transistor Q12 am Verbindungs- oder Verzweigungspunkt zwischen Basis und Kollektor ein zweites Potential E2 abnimmt. Transistor Q12 und Widerstand R12 sind dabei in Reihe geschaltet. Infolgedessen kann der Widerstand R12 in den Basiskreis des Transistors Q12 eingeschaltet werden.

Der Basis-Kollektorkreis des Transistors Q10 ist über die Kollektor-Emitterstrecke eines pnp-Transistors Q14 mit einer Klemme 102 verbunden, die ihrerseits an eine zweite, nicht dargestellte Stromquellenschaltung mit dem Potential +V_cc verbunden ist. Die Basis-Kollektorstrecke des Transistors Q12 ist über die Kollektor-Emitterstrecke eines pnp-Transistors Q16 mit der Klemme 102 verbunden. Die beiden Potentialzufuhreinheiten 10 und

909850/0892

werden durch die Kollektorströme der Transistoren Q14 bzw. Q16 vorgespannt.

Die Basiselektroden der Transistoren Q14 und Q16 sind mit dem Kollektor eines npn-Transistors Q18 verbunden, dessen Basis an Basis und Kollektor des Transistors Q10 angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors Q18 liegt am Emitter eines npn-Transistors Q20, dessen Basis mit dem Basis-Kollektorkreis des Transistors Q12 verbunden ist, während sein Kollektor an die Klemme 102 angeschlossen ist. Die Transistoren Q18 und Q20 bilden gemeinsam eine Vergleichs- bzw. Komparatoreinheit 16 mit hoher Ausgangsimpedanz. Diese Komparatoreinheit bzw. Differentialschaltung 16 vergleicht das erste Potential E1 mit dem zweiten Potential E2. Die Differentialschaltung 16 liefert dabei einen ersten Strom 11 entsprechend einem Potentialunterschied zwischen den beiden genannten Potentialen. Der erste Strom 11 wird vom Kollektorstrom des Transistors Q18 abgenommen. Die Emitter der Transistoren Q18 und Q20 sind über einen Widerstand R10 an die Klemme 100 angeschlossen. Die Größe des Emitterschaltungsstroms I„ der Differentialschaltung 16 kann entsprechend dem Verhältnis E0/RIO des Pegelschiebepotentials von der Stromquellenspannung 11 zum Widerstand R10 entsprechend eingestellt werden.

Zwischen die Klemme 102 und den Kollektor des Transistors Q18 ist eine Stromquelle 17 eingeschaltet, durch welche die Kollektorströme der Transistoren Q18 und Q20 auch dann abgeglichen werden können, wenn der Emitterschaltungsstrom I₁., groß gewählt ist. Eine Stromspiegelschaltung mit einem Stromgewinn bzw. -verstärkungsgrad von etwa 1 wird als einfache Konstantstromschaltung für die Bildung der Stromquelle 17 bevorzugt, weil eine solche Stromspiegelschaltung die Kollektorströme der Transistoren Q18 und Q20 gut auszugleichen oder abzugleichen vermag.

909850/0892

Der Kollektor des Transistors Q18 ist mit der Basiselektrode eines pnp-Transistors Q22 verbunden, dessen Emitter an der Klemme 102 liegt. Der konstante Strom Io wird vom Kollektor des Transistors Q22 abgenommen, welcher allgemein eine Stromausgangsschaltung 18 bildet. Der Basisstrom H₂₂ des Transistors Q22 in Verbindung mit den Basisströmen 11 - und 11 _Λr der Transistoren Q14 und Q16 fließt in den

14 Jo
Kollektorkreis des Transistors Q18. Bei der Schaltung gemäß Fig. 2 läßt sich der erste Strom 11 ausdrücken als 11 = H₁₄ + H₁₆ + 11 ₂₂. Mit anderen Worten: die Transistoren Q14, Q16 und Q22 liefern jeweils die entsprechenden Kollektorströme für den ersten Strom 11. Der vom Kollektor des Transistors Q14 gelieferte zweite Strom 12 wird an Basis und Kollektor des Transistors Q10 angelegt, um die erste Potentialzufuhreinheit 10 vorzuspannen. Ein vom Kollektor des Transistors Q16 gelieferter dritter Strom 13 wird an Basis und Kollektor des Transistors Q12 angelegt, um die zweite Potentialzufuhreinheit 12 vorzuspannen. Der erste Strom 11 wird vom Kollektor des Transistors Q18 abgenommen, der zusammen mit dem Transistor Q20 eine symmetrische Differentialschaltung bildet. Eine Differentialschaltung dieser Art vermag gut den Potentialunterschied zwischen den Spannungen an den Kollektor-Emitterkreisen beider Transistoren abzugleichen. Infolgedessen wird der erste Strom 11 durch eine Änderung der an den Klemmen 102 und 100 liegenden Stromquellenspannung bei auftretendem Early-Effekt wenig beeinflußt, solange sich beide Transistoren Q18 und Q20 im aktiven Betriebszustand befinden. Diese Beeinflussung durch den Early-Effekt wird weiter verringert, wenn für die Stromquelle 17 die Stromspiegelschaltung mit dem Stromgewinn von 1 verwendet wird.

Wenn die Stromquelle 17 nach Art der Stromspiegelschaltung mit den Transistoren Q3 und Q4 gemäß Fig. 1 ausgelegt und der Stromverstärkungsfaktor der einzelnen Transistoren Q14

909850/0892

bis Q22 ausreichend groß ist, läßt sich der Konstantstromausgang Io, wie bei der Schaltung nach Fig. 1, durch Gleichung (1) ausdrücken. Bei der Schaltung nach Fig. 2 sind jedoch die Potentialunterschiede über die beiden Potentialzufuhreinheiten 10 und 12 ungefähr einander gleich, und die Potentialunterschiede über die Kollektor-Emitterkreise der Transistoren Q14 und Q16 sind ebenfalls jeweils ungefähr gleich. Im aktiven Bereich der Transistoren Q10 bis Q22 ändert sich somit der Stromverstärkungsfaktor jedes Transistors auf unausgeglichene Weise aufgrund des EarIy-Effekts nur wenig, auch wenn sich der Potentialunterschied Vcc + V_„ zwischen den Klemmen 102 und 100 ändert. Dies bedeutet, daß im Konstantstromausgang nur eine vernachlässigbare Größe der Welligkeitskomponente aufgrund einer Änderung des genannten Potentialunterschieds (Vcc + V_EE) auftritt.

Aufgrund der Anordnung der Stromquelle bzw. der Stromspiegelschaltung 17 wird der Emitterschaltungsstrom I_E wesentlich größer als der erste Strom 11, während Strom und Spannung der Differentialschaltung 16 gut ausgeglichen werden. Infolgedessen kann ein ausreichend großer Strom H₂? ^zum Transistor Q22 fließen, so daß ein vergleichsweise großer, konstanter Strom Io bei geringfügigem Unabgleich der Differentialschaltung 16 erhalten werden kann. Die Kombination aus der Differentialschaltung 16 und der Stromquelle bzw. der Stromspiegelschaltung 17 bietet weiterhin die folgenden Vorteile: Selbst wenn eine Änderung des Stromverstärkungsfaktors jedes Transistors Q14, Q16 und Q22 zu einer Änderung des ersten Stroms 11 führt, schließt der ausreichend große Emitterschaltungsstrom I„ eine Änderung bzw. Abweichung des Arbeitspunkts der Differentialschaltung 16 aufgrund einer Änderung des Stroms 11 nahezu aus.

Die Schaltung gemäß Fig. 2 vermag außerdem mit niedriger Spannung zu arbeiten. Im folgenden sei angenommen, daß alle Transistoren der Schaltung gemäß Fig. 2 Siliziumtransistoren

909850/0892

sind und die Verschiebespannung der (durch die) Spannungsquelle 11 bei 0,2 V liegt. Ein bipolarer Siliziumtransistor ist ohne weiteres betriebsfähig, wenn die Kollektor/-Emitterspannung V-p, etwa 0,3 V oder mehr beträgt. Wenn die Schwellenwertspannung V_,„ über die Basis-Emitterschaltung 0,6 V beträgt, während das Potential an der Klemme 100 bei 0 liegt, betragen das Emitterpotential Eo des Transistors Q10 0,2 V und das Basispotential des Transistors Q18 0,8 V. Wenn die Kollektor-Emitterspannung V des Transistors Q18 bei 0,6 V liegt, betragen das Emitterpotential und das Kollektorpotential des Transistors Q18 jeweils 0,2 V bzw. 0,8 V. Da diese Spannung V_ßE des Transistors Q14 0,6 V beträgt, liegt das Potential am Emitter des Transistors Q14 oder an der Klemme 102 bei 1,4 V. In diesem Fall beträgt die Spannung V_,„ des Transistors Q14 0,6 V. Die genannten Potentialwerte gelten unter der Voraussetzung, daß die Spannung V_c„ jedes Transistors Q14 bis Q22 jeweils 0,6 V beträgt. Tatsächlich sind diese Transistoren jedoch betriebsfähig, wenn die Spannung V_,_E etwa 0,3 V beträgt, wobei außerdem eine Spannung von etwa 0,1 V für die Stromquellenspannung 11 zulässig ist. Infolgedessen liegt der untere Grenzwert der Spannung zwischen den Klemmen 100 und 102 bei etwa 1 V.

Die beschriebene Schaltung nach Fig. 2 kann somit eine Konstantstromschaltung bilden, die bei niedriger Spannung zu arbeiten vermag, in stabiler Weise einen vergleichsweise großen Konstantstromausgang Io liefert und für eine Änderung der Stromquellenspannung (V^-+ V„„) unempfindlich ist.

Die Schaltung nach Fig. 2 arbeitet wie folgt: Zunächst sei ein Fall betrachtet, in welchem der erste Strom 11 sehr klein ist und daher auch zweiter und dritter Strom 12 bzw. 13 sehr klein sind. In diesem Fall kann vorausge-

909850/0892

setzt werden, daß der Spannungsabfall über den Widerstand R12 so klein ist, daß er vernachlässigbar ist, und daß die Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren Q14 und Q16 jeweils gleich groß sind und 12 = 13 betragen.

Dieser Zustand ist durch I = Ia in Fig. 3 veranschaulicht. In Fig. 3 veranschaulicht eine Kurve E1 eine Spannung/Stromkennlinie, während eine Kurve E2 eine zusammengesetzte (composed) Kennlinie einer Basis-Emitterspannung/Stromkennlinie des Transistors Q12 und einer Spannung/Stromkennlinie aufgrund des Widerstands R12 darstellt. In Fig. 3 sind die einzelnen Kurven zur Erleichterung des Verständnisses übertrieben stark eingezeichnet. Da das Verhältnis der Emitterstromdichten der Transistoren Q10 und Q12 N : 1 beträgt, ist der Spannungsabfall über den Transistor Q10 größer als derjenige über den Transistor QI2. Der Unterschied zwischen diesen Spannungsabfällen, d.h. ein Potentialunterschied E1 - E2, beträgt

El - E2 = V_ InN (2)

worin ν_φ = kT/q. Die obige Gleichung (2) ist in der US-PS 3 629 691 im einzelnen erläutert. Aus diesem Grund kann an dieser Stelle auf die Entwicklung der Gleichung (2) verzichtet werden. Zu beachten ist lediglich, daß Gleichung (2) gilt und daß E1 - E2 gemäß Gleichung (2) etwa 36 mV bei Raumtemperatur (* 300 K) im Fall von N = 4 beträgt. Dies bedeutet, daß im Fall von I = Ia das Basispotential des Transistors Q18 bzw. das erste Potential E1a um ein Mehrfaches von 10 mV höher ist als das BasispotenLial des Transistors Q20, mit dem Ergebnis, daß sich der Kollektorstrom des Transistors Q18 vergrößert. Infolgedessen vergrößert sich der erste Strom 11 ebenso wie die Basisströme der Transistoren Q14, Q16 und Q22. Weiterhin

909850/0892

292336Ü

vergrößern sich der zweite und der dritte Strom 12 bzw. 13, während der Spannungsabfall (R12 χ 13) über den Transistor R12 ebenfalls zunimmt. Wenn der Potentialunterschied E1 - E2 und der Spannungsabfall R12 χ 13 gleich sind, d.h. wenn folgende Gleichung

V_TlnN = R12 χ 13 (= R12 χ Ic) (3)

gilt, wird der Potentialunterschied E1 - E2 zu Null, d.h. Eic = E2c, und der Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 2 setzt aus (settles down). Dieser Zustand ist in Fig. 3 durch I = Ic angegeben.

Im folgenden sei ein Fall betrachtet, in welchem aus irgendeinem Grund der zweite Strom 12 und der dritte Strom 13 ansteigen.

Diese Stromerhöhung tritt beispielsweise auf, wenn der Konstantstrom Io ebenso wie der Basisstrom H₂? ^¹¹^^11111111 oder wenn die Umgebungstemperatur ansteigt. Ersteres entspricht einem Fall, in welchem - bezogen auf den festen ersten Strom 11 - die Stromsumme H₁₄ + Ihg entsprechend der Grösse der Verkleinerung von H₂O zunimmt. Der letztere Fall entspricht einer Situation, in welcher ein Temperaturanstieg den Stromverstärkungsfaktor ß der einzelnen Transistoren Q14, Q22 und Q16 entsprechend beeinflußt. Wie in Fig. 3 durch I = Id angedeutet, ist bei einer Erhöhung der Ströme 12 und 13 das erste Potential E1d kleiner als das zweite Potential E2d. Infolgedessen verringert sich der Kollektorstrom des Transistors Q18, und der erste Strom verringert sich ebenfalls. Demzufolge verkleinern sich die Basisströme der Transistoren Q14 und QI6, so daß auch die Ströme 12 und 13 herabgesetzt werden. Wenn sich der Strom I (= 12 = 13) auf Ic verringern, wird der Eingangspotentialunterschied Eic - E2c in der Differentialschal-

909850/0892

tung 16 zu Null und stabil.

Wenn sich dagegen die Ströme 12 und 13 auf die in Fig. bei I = Ib angedeutete Weise verringern, ist die Arbeitsweise der Schaltung genau umgekehrt. Insbesondere vergrößert sich im Fall von E1b > E2b der erste Strom 11, während sich der Strom I an den Strom Ic annähert. Wie erwähnt, bildet die Schaltung mit den Transistoren Q10 bis Q20 eine Servoschleife bzw. eine Gegenkopplungsschleife, deren Zielwert oder -größe Ic bzw. E1 = E2 beträgt. Die Zielgröße Ic beim Rückkopplungsvorgang kann lediglich durch erstes und zweites Potential E1 bzw. E2 bestimmt werden. Die Leerlaufverstärkung der Rückkopplungsschleife ist daher ausreichend hoch und selbst wenn sich die Basisströme der Transistoren Q14, Q16 und Q22 ändern, wird die Größe der Stromänderung durch den Rückkopplungsvorgang aufgefangen. Hierdurch wird die Änderung des Konstantstromausgangs Io aufgrund einer Änderung oder Abweichung des Stromverstärkungsfaktors jedes Transistors Q14 bis Q22 weitgehend verkleinert. Wenn die KonstantStromquellenschaltung im Form von integrierten Schaltkreisen in Massenfertigung hergestellt wird, kann aus diesem Grund die Abweichung der Konstantstromausgänge Io innerhalb eines zulässigen Toleranzbereichs des konstruktiven Zielwerts liegen. Weiterhin ist es möglich, nahezu Null betragende Temperaturkoeffizienten für erstes und zweites Potential E1 bzw. E2 zu erzielen. Wenn das'Potential an der Klemme 100 gleich Null ist und die Spannungsquelle 11 durch den Transistor R11 ersetzt wird, bestimmt sich das Emitterpotential Eo des Transistors Q10 durch

Eo = R11 (12 + 13) (4)

Bei Umstellung von Gleichung (3) unter Verwendung der

909850/0892

Beziehung V^ = kT/q ergibt sich

13 » ^j x~lnN (5)

Durch Einsetzen von Gleichung (5) in Gleichung (4) mit 12 = 13 ergibt sich folgendes:

Eo = 2R11 χ 13 = 2 ^- TT- InN . '. ... (6)

Wenn die Basis/Emitterspannung des Transistors Q10 der Größe V _E entspricht,
wie folgt ausdrücken:

Größe V _E entspricht, läßt sich das erste Potential E1

El - EO + V_BE - 2 g| ψ InN + V_BE (7)

Durch teilweise Differenzierung beider Seiten mit der Temperatur T erhält man folgendes:

, RIl k . „ j
3T - ² RlJq ^{lnN +} W ^VB

3El . , RIl k „ j

^{2 lnN +} W ^VBE (8)

Der erste Ausdruck an der rechten Seite von Gleichung (8) ist positiv, während der zweite Ausdruck negativ ist. Wenn somit R11/R12 und/oder N entsprechend gewählt werden, kann der Temperaturkoeffizient des ersten Potentials E1 auf Null eingestellt werden.

Wie erwähnt, wird die Schaltung gemäß Fig. 2 durch die negative Rückkopplung bzw. Gegenkopplung dann stabilisiert, wenn E1 - E2 zu Null wird, d.h. wenn E1 = E2. Wenn daher

909850/0892

8El/3Τ = O, beträgt, wird am stabilen Punkt 9E2/8T ebenfalls zu Null. Das Potential Eo beträgt zu diesem Zeitpunkt für gewöhnlich 0,5 V.

Der Widerstand R10 und/oder der Widerstand R11 (die Spannungsquelle 11) kann durch eine Impedanzschaltung, etwa eine Konstantstromschaltung ersetzt werden.

Im folgenden sei die Leerlaufverstärkung der Schaltung gemäß Fig. 2 in dem Fall betrachtet, in welchem die Konstantstromquelle 17 eine Stromspiegelschaltung mit der Stromverstärkung 1 ist. Die Eigenkonduktanz Gm in der Strecke vom basisseitigen Differentialeingang der Transistoren Q18 und Q20 zum Ausgangsstrom 12 oder 13 des Transistors Q14 oder Q16 bestimmt sich durch folgende Gleichung:

¹E
Gm = -XTT- ßpnp (9)

worin I„ den Emitterschaltungsstrom der Differentialtransistoren Q18 und Q20, der sich durch I_ß = 12 + 13 = 212 + 213 ausdrücken läßt, und ßpnp den Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q14 oder Q16 bedeuten.

Der Spannungsabfall Δ V2 über die Schaltung aus dem Transistor Q12 und dem Widerstand R12 sowie der Spannungsabfall Δ V1 über den Transistor Q10 bestimmt sich durch folgende Gleichungen:

AVl β V₁ In j-

AV2 = V_T In ^r- + R12 χ I

909850/0892

292336Ü

worin I = 12 = 13 und Is den inversen Sättigungsstrom jedes Transistors Q10 und Q12 bedeuten.

Die Differentialspannung V_TN der Transistoren Q18 und Q20 beträgt

V_1n <= AV2 - AVl = Rl2 χ Ι - V₇InN Weiterhin läßt sich ein äquivalenter Lastwiderstand R_T

JLj

für die Transistoren Q14 und Q16 durch folgende Gleichung ausdrücken:

^t ⁼ 9V /31 = RI2 /τ j\

Infolgedessen beträgt die Leerlaufverstärkung G^.

^GL ^{= GmR}L ⁼ V^2VT ^{X 3pn}P ^{x R12} (13)

in einem typischen Beispiel mit V = 26 mV, ßpnp = 20, R12 = 360 Ohm und I_ = 400 μΑ beträgt G_T = 55 (35 dB), wobei dieser Wert zweckmäßig ist. Wenn andererseits G_T

Li

zu groß ist, kann Schwingung auftreten. Aus diesem Grund sollte eine zu große Größe von G_T vermieden werden.

Li

Der Leitfähigkeitstyp der bei der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung verwendeten Transistoren kann beliebig zwischen dem pnp- und dem npn-Typ gewählt werden, wobei jeweils die Polarität der Stromquellenspannung und die Stromflußrichtung entsprechend umgekehrt werden,.

Fig. 4 veranschaulicht eine auf der Basis der Schaltung nach Fig. 2 konstruierte Konstantstromquelle, die eine der zweckmäßigsten Ausführungsformen der Erfindung darstellt. Die hauptsächlichen Unterschiede zwischen den Schaltungen nach Fig. 2 und Fig. 4 sind folgende: Einmal wird der Wider-

909850/0892

stand R11 anstelle der Pegelschiebespannungsquelle 11 verwendet. Zum zweiten ist eine Stromspiegelschaltung 17 mit pnp-Transistoren Q17.. und Q17- ^^ur ^^e ^>^zw* anstelle der Stromquelle 17-vorgesehen. Dabei sind die Kollektoren von Transistoren Q18 und Q20 an die Kollektoren der Transistoren Q17.J bzw. Q17₂ angeschlossen. Die Emitter der Transistoren Q17-. und Q17₂ sind über Widerstände R17.. bzw. R17₂ mit der Klemme 102 verbunden. Der Transistor Q17-| ist an seiner Basis mit der Basis des Transistors Q17₂ über einen Widerstand R17-, verbunden. Die Basis des Transistors Q17₂ ist an seinen Kollektor angeschlossen. Der Widerstand R17-, dient zur Verringerung der Änderung bzw. Abweichung der von der Stromspiegelschaltung 17 zur Differentialschaltung 16 gelieferten Ströme aufgrund einer Änderung des Stromverstärkungsfaktors ß der Transistoren Q17.J und Q17₂·

Weiterhin sind die Emitter der Transistoren Q14 und Q16 über Widerstände R14 bzw. R16 an die Klemme 102 angeschlossen. Da der Widerstandswert des Widerstands R14 gleich dem des Widerstands R16 gewählt ist, kann der Strom 12 im wesentlichen dem Strom 13 gleich sein. Zwischen Basis und Kollektor des Transistors Q14 ist ein Kondensator C14 zur Verhinderung von Schwingung eingeschaltet. Zusätzlich enthält die Stromausgangsschaltung 18 eine Schaltung zur Änderung der Richtung des Ausgangsstroms sowie eine Schaltung zur Vergrößerung des Ausgangsstroms. Der Kollektor des Transistors Q18 ist dabei mit den Basiselektroden eines pnp-Transistors Q22- und eines pnp-Transistors Q22„ verbunden. Öie Emitter der Transistoren Q22^ und Q22₂ sind über Widerstände R18- und R18₂ an die Klemme 102 angeschlossen. Die Kollektorausgangsströme der Transistoren Q22₁ und Q22₂ können entsprechend den Widerstandswerten der Widerstände RIe₁ und R18₂ geändert werden. Diese Widerstände begrenzen auch eine Änderung des Kollektorausgangsstroms. Der Kollektorstrom Io1 des Transistors Q22₂ dient

909850/0892

als erster Konstantstromausgang Io1.

Der Kollektorstrom Io2 des Transistors Q22. wird an die Basiselektrode eines Mehremitter-npn-Transistors Q22., angelegt, dessen Emitter über den Widerstand R18., an die Klemme 100 angeschlossen sind. Die Basis des Transistors Q22-. ist mit dem Kollektor eines npn-Transistors Q22, verbunden, desöen Emitter über einen Widerstand Rl8. mit der Klemme 100 verbunden ist, während seine Basiselektrode über einen Widerstand R18 mit der Basiselektrode des Transistors Q22, verbunden ist. Der Widerstand R18₅ dient zur Kompensation für den Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q22-. Der Kollektorstrom Io3 des Transistors Q22., dient als zweiter Konstantstromausgang Io3. Der Grund für die Verwendung von Mehremittertransistoren für die Transistoren Q22.. und Q222 besteht in der Vergrößerung ihres Kollektorstroms in stabilem Zustand. In diesem Fall kann der zweite Konstantstromausgang Io3 in stabiler Weise mit größerem Wert als der erste Konstantstromausgang

101 abgenommen werden. Weiterhin kann der Kollektorstrom

102 des Transistors Q22₁ als Konstantstromausgang Io2 benutzt werden. In diesem Fall kann ebenfalls Io2 größer gewählt werden als Io1.

Als fünfter Unterschied ist eine Startschaltung 30 vorgesehen. In der Anfangsstufe des Einschaltens einer Stromquelle befinden sich die Transistoren Q10 bis Q22 sämtlich im Sperrzustand, so daß erste und zweite Potentialzufuhreinheit 10 bzw. 12 nicht vorgespannt sind. Sofern nicht der Transistor Q10 oder Q18 einmal vorgespannt ist bzw. eine Vorspannung liefert, bleibt die Schaltung gemäß Fig. 2 oder Fig. 4 somit unaktiviert in ihrem stationären Zustand. Die Startschaltung 30 dient dazu, den Transistor Q10 oder Q18 in der Anfangsstufe des Einschaltens einmal vorzuspannen. Zu diesem Zweck ist der erste Emitter

909850/0892

eines npn-Transistors Q30.. mit mehreren Emittern an die Basis des Transistors Q18 angeschlossen. Der zweite Emitter des Transistors 03O₁ ist über die Basiselektrode und die Kollektor-Emitterstrecke eines npn-Transistors Q30„ mit der Klemme 100 verbunden. Basis und Kollektor des Transistors 03O₁ sind über einen Widerstand R30 mit der Klemme 102 verbunden, während die Klemme 100 an Masse liegt.

Beim Einschalten der Stromquelle geht das Basispotential des Transistors 03O₁ auf etwa 1,2 bis 1,3 V über. Anschliessend steigt das erste Emitterpotential des Transistors Q30.J bzw. das Startpotential um etwa 0,6 bis 0,7 V an, so daß der Transistor Q18 durchgeschaltet wird. Hierauf schalten die Transistoren QI4 und Q16 durch, so daß die Transistoren Q10 und Q12 vorgespannt werden. Auf diese Weise werden sämtliche Transistoren Q10 bis Q22 vorgespannt, so daß die Schaltung nach Fig. 4 in ihren stationären Zustand übergeht. In diesem Zustand steigen das erste Potential E1 und das zweite Potential E2 auf etwa 0,7 bis 0,8 V an. Demzufolge wird die Emitter-Basisstrecke des Transistors 03O₁ nicht in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß die Funktion der Startschaltung 30, d.h. ihre Start- bzw. Anfahroperation, beendet wird.

Obgleich die Schaltung gemäß Fig. 4 grundsätzlich der Schaltung gemäß Fig. 2 entspricht, ist sie letzterer gegenüber aus praktischen Gründen vorzuziehen. Insbesondere kann aufgrund der Verwendung der Stromspiegelschaltung die Leerlaufverstärkung erhöht werden, und das Kollektorpotential des Transistors Q18 kann gleich demjenigen des Transistors Q20 eingestellt werden. Weiterhin werden die Kollektorströme der Transistoren Q18 und Q20 automatisch ausgeglichen bzw. abgeglichen. Infolgedessen arbeitet die Schaltung nach Fig. 4 stabiler als die Schaltung gemäß

9098 5 0/0 892

Fig. 2, und sie gewährleistet eine geringere Änderung des Ausgangs Io als die Schaltung nach Fig. 2. Außerdem wird mit der Schaltung gemäß Fig. 4 die Verringerung der Welligkeit bzw. der EarIy-Effekt aufgrund von Schwankung der Stromquellenspannung weiter verbessert. Da weiterhin die Konstantstromzufuhrrichtung durch den Transistor Q22₃ geändert wird, wird der Anwendungsbereich der Konstantstromschaltung vergrößert. Der Kollektorstrom Io1 des Transistors Q222 kann als Emitterschaltungsstrom der Differentialschaltung aus den pnp-Transistoren benutzt werden. Der Kollektorstrom Io3 des Transistors Q22-. kann als Emitterschaltungsstrom der anderen Differentialschaltung aus den npn-Transistoren herangezogen werden. Der Kollektorstrom Io3 des Transistors Q22₃ kann aufgrund der erwähnten Stromerhöhung bzw. Stromverstärkung auf einen großen Wert vergrößert werden. Infolgedessen kann der Strom Io3 als Konstantetromquelie für verschiedene Differentialschaltungen und andere Schaltkreise benutzt werden.

Zur Erhaltung eines guten Stromabgleichs der Differentialschaltung 16 beträgt vorzugsweise die Summe aus den Basisströmen der Transistoren Q14, Q16, Q22.. und Q22₂ bzw. der erste Strom 11 dasselbe wie die Summe aus den Basisströmen der Transistoren Q17.. und Q17₂ bzw. eines vierten Stroms 14. Die Einstellung von 11-14 erfolgt beispielsweise durch Änderung des Widerstands R10. Eine Erhöhung des Widerstandswerts des Widerstands.R10 führt zu einer Verkleinerung des Emitterschaltungsstrom I„, so daß auch der vierte Strom 14 verkleinert wird. Umgekehrt führt eine Verkleinerung des Widerstands R10 zu einer Vergrößerung des Stroms I„ und des Stroms 14. Bei Einstellung des Stroms I„ auf eine vorgegebene Größe ist 11 gleich 14, d.h. 11 = 14, so daß der Stromausgleich bzw. -abgleich der Differentialschaltung 16 vollkommener ist. Wenn die Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren Q14, Q16, Q17.J , Q17₂/ Q22₁ und Q22₂ einander im wesentlichen gleich sind, kann die Bedingung

909850/0892

11 = 14 praktisch erfüllt werden, indem der Widerstand R1O so ausgewählt wird, daß die Stromsumme 12 + 13 + Io1 + Io2 gleich der Kollektorstromsumme (~ I„) der Transistoren QIT₁ und Q17₂ gleich ist.

Fig. 5 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 4, die sich von letzterer hauptsächlich durch die Leitfähigkeitstypen der verwendeten Transistoren und die Startschaltung 30 unterscheidet.

Die Transistoren Q14, Q16, QIV₁ und Q17₂ sind sämtlich vom npn-Typ, während die Transistoren Q18 und Q20 vom pnp-Typ sind. Die Transistoren QTO und Q12 können vom pnp- oder npn-Typ sein. Bei dieser Ausführungsform werden zur Verkleinerung der Zahl von pnp-Transistoren des Lateraltyps, die eine große Chipfläche beanspruchen, für die Transistoren Q10 und Q12 npn-Transistoren verwendet. Die Vorspannung der Startschaltung 30 beim Einschalten der Stromspeisung erfolgt für die Transistoren Q14 und Q16. Zu diesem Zweck ist der erste Emitter des Transistors Q30.. zusammen mit dem Kollektor des Transistors Q18 über einen Widerstand R32 an die Basiselektroden der Transistoren Q14 und Q16 angeschlossen.

Unmittelbar nach dem Einschalten der Stromquelle befinden sich die Transistoren Q10 bis Q22 sämtlich im Sperrzustand. Zu diesem Zeitpunkt liegen an der Basis des Transistors 03O₁ etwa 1,2 V und an seinem ersten Emitter etwa 0,6 V an. Wenn die Transistoren Q14 und Q16 durch das Startpotential von 0,16 V vorgespannt sind, werden die Transistoren Q18 und Q20 durchgeschaltet, so daß die Schaltung gemäß Fig. 5 in den stationären Zustand übergehen kann. Im folgenden sei angenommen, daß der Kollektorstrom aufgrund des Durchschaltens des Transistors Q18 zu einem Spannungsabfall von z.B. 0,2 V über den Widerstand R32 führt. Infolgedessen erhöht sich das

909850/0892

Kollektorpotential des Transistors Q18 oder das Potential des ersten Emitters des Transistors 03O₁ auf etwa 0,8 V. Hierauf wird die erste Emitter-Basisstrecke des Transistors 03O₁ nicht in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß der Betrieb der Startschaltung 30 beendet wird. Der Kollektor des Transistors Q30₉ ist mit Basis und Kollektor des Transistors Q30- verbunden, doch kann der Kollektor des Transistors Q30~ mit seiner Basis verbunden sein.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 5 ist die Zahl der pnp-Transistoren mit Lateralstruktur kleiner als bei der Schaltung nach Fig. 4, so daß bei Integration der Schaltung nach Fig. 5 die Chipoberfläche klein bleiben kann.

Fig. 6 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltungen nach Fig. 2, Fig. 4 oder Fig. 5. Dabei ist der Einfachheit halber die Startschaltung 30 weggelassen. Tatsächlich ist dabei die Basis des Transistors Q18 beispielsweise mit dem ersten Emitter des Transistors 03O₁ gemäß Fig. 4 verbunden. Bei der Schaltung nach Fig. 6 werden insbesondere für die Transistoren Q18 und Q20 (Fig. 2) solche vom pnp-Typ verwendet. Die Pegelschiebespannungsquelle 11 gemäß Fig. 2 ist weggelassen, und der Widerstand R10 ist durch eine Konstantstromquelle Ix ersetzt, die zwischen die Emitter der Transistoren Q18 und Q20 einerseits und die zweite Stromquellenschaltung +Vcc eingeschaltet ist. Die Stromquelle 17 ist durch eine Stromspiegelschaltung 170 ersetrf;, die mit einer ersten Stromquellenschaltung -V_n^ verbunden ist.

Vj Ij

Die Schaltung 170 besteht aus zwei Stromspiegelsätzen. Die Basiselektroden von npn-Transistoren Q17.J und Qi7₂r die einen ersten Stromspiegel bilden, sind an den Kollektor des Transistors Q17., angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q17.. und Q17_? sind mit den Kollektoren von Transistoren Q18 bzw. Q20 verbunden. Die Basiselektroden

909850/0892

von npn-Transistoren Q17-, und Q17·, die einen zweiten Stromspiegel bilden, sind an den Kollektor des Transistors Q17-. angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q17-, und Q17. sind einerseits an den Kollektor des Transistors Q20 und andererseits an die Basiselektroden von pnp-Transistoren Q14, Q16 und Q22 angeschlossen. Der zweite Stromspiegel dient zur Vergleichmäßigung der Kollektorspannungen der Transistoren Q18 und Q20 zwecks Vermeidung des EarIy-Effekts.

Die grundsätzliche Arbeitsweise der Schaltung ist bei den Schaltungen gemäß Fig. 2, 4 und 5 jeweils im wesentlichen dieselbe. Der erste Strom 11 wird jedoch über den zweiten Stromspiegel (Q17-, + Q17.) vom Kollektor des Transistors Q20 abgenommen, weil der zweite Stromspiegel die Stromflußrichtung umkehrt bzw. als Phasenumsetzer arbeitet.

Obgleich vorstehend spezielle Schaltungsanordnungen dargestellt und beschrieben sind, soll die Erfindung selbstverständlich nicht auf die offenbarten Einzelheiten beschränkt sein, da dem Fachmann verschiedene Änderungen und Abwandlungen offensichtlich sind, ohne daß vom Rahmen der Erfindung abgewichen wird.

Beispielsweise kann das Emitterflächenverhältnis der Transistoren Q10 und Q12 1 : 1 betragen, während dasjenige der Transistoren Q16 und Q14 1 : N betragen kann. Wesentlich ist dabei nur, daß das Emitterstromdichtenverhältnis der Transistoren Q10 und Q12 1/N (N > 1) beträgt.

909850/0892

Claims

Patentansprüche

1. !Konstantstromquellenschaltung, bestehend aus einer er-V sten Potentialzufuhreinheit (10) mit einem ersten, in Diodenschaltung vorliegenden Transistor (QIO), einer zweiten Potentialzufuhreinheit (12) mit einem zweiten, in Diodenschaltung angeordneten Transistor (Q12), der eine niedrigere Emitterstromdichte besitzt als der erste Transistor (Q10), und mit einem ersten, mit dem zweiten Transistor (Q12) in Reihe geschalteten Widerstandselement (R12) sowie einer Stromspeise- oder -zuführeinheit (16, Q14, Q16, 18) zur Lieferung eines Konstantstromausgangs (Io) in Abhängigkeit von einem Potentialunterschied zwischen einem ersten Potential (E1) am einen Ende der ersten Potentialzufuhreinheit (10) und einem zweiten Potential (E2) am einen Ende der zweiten Potentialzufuhreinheit (12), dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspeiseeinheit (16, Q14, Q16, 18) einen Komparator (16) zum Vergleichen des ersten Potentials (E1) mit dem zweiten Potential (E2) zwecks Lieferung eines ersten Stroms (H) entsprechend

Θ09850/0892

292336Q

dem Potentialunterschied zwischen diesen Potentialen, einen dritten Transistor (Ql4), um am Kollektorkreis einen zweiten Strom (12) entsprechend dem ersten Strom (11) zu liefern_r einen vierten Transistor (Q16), um am Kollektorkreis einen dritten Strom (13) entsprechend dem ersten Strom (11) zu liefern, und eine Stromausgangsschaltung (18) zur Lieferung des konstanten Stroms (Io) entsprechend dem ersten Strom (II) aufweist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (16) einen ersten Transistor (Ql8), der am Kollektorkreis mit den Basiselektroden von drittem und viertem Transistor (Q14 bzw. Q16) verbunden ist und an der Basis das erste Potential (E1) abnimmt, und einen sechsten Transistor (Q20) aufweist, der vom selben Leitfähigkeitstyp ist wie der fünfte Transistor (Q18) und zusammen mit diesem einen Differentialverstärkerkreis (16) bildet und an der Basis das zweite Potential (E2) abnimmt, wobei der erste Strom (11) in den Kollektorkreis des fünften Transistors (Q18) fließt.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromausgangskreis (18) einen siebenten Transistor (Q22) aufweist, der am Kollektorkreis den Konstantstromausgang (Io) entsprechend dem ersten Strom (II) liefert .

4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (16) weiterhin einen achten Transistor (Q17₂), der in Diodenschaltung angeordnet und mit dem

Kollektorkreis des sechsten Transistors (Q20) in Reihe geschaltet ist, und einen neunten Transistor (Q17,,) des gegenüber dem fünften Transistor (Q18) entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps aufweist, dessen Emitter- und Basiskreis mit einem Diodenkreis des achten Transistors (Q17₂)

909850/0892

292336Q

parallelgeschaltet und dessen Kollektor mit dem Kollektor des fünften-Transistors (Q18) verbunden ist, so daß er im Zusammenwirken mit dem achten Transistor (Q17~) eine Stromspiegelschaltung (17) bildet.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der achte und der neunte Transistor jeweils im wesentlichen denselben Stromverstärkungsfaktor besitzen und daß die Emitterschaltungsströme (common emitter currents) (I₁.,) von fünftem und sechstem Transistor

tu

(Q18 bzw. Q20) jeweils auf vorgegebene Größen eingestellt sind, so daß ein vierter Strom (14), der von den Basiselektroden von achtem und neuntem Transistor (Q17₂ bzw. Q17..) zum Kollektorkreis des sechsten Transistors (Q20) fließt, praktisch gleich dem ersten Strom (11) ist, der von den Basiselektroden von drittem und viertem Transistor (Q14 bzw. Q16) und vom Stromausgangskreis (18) in den Kollektorkreis des fünften Transistors (Q18) fließt.

6. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der siebente Transistor (Q22..) vom selben Leitfähigkeitstyp ist wie dritter und vierter Transistor (Q14 bzw. Q16) und daß die Emitterstromdichte des siebenten Transistors (Q22..) kleiner ist als diejenige von drittem und viertem Transistor (Q14 bzw. Q16), um die Größe des Konstantstromausgangs (Io) zu erhöhen.

7. Schaltung nach Anspruch 3 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromausgangskreis (18) einen zehnten Transistor (Q22₃) aufweist, dessen Basis-Emitterkreis mit dem Kollektorkreis des siebenten Transistors (022^ in Reihe geschaltet ist, um die Stromflußrichtung des Konstantstromausgangs (Io) umzukehren bzw. zu invertieren, und daß der zehnte Transistor (Q22₃) gegenüber dem

809850/0892

292336Ü

siebenten Transistor (Q22..) vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp ist und am Kollektorkreis einen zweiten Konstantstromausgang (Io3) liefert.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweites Widerstandselement (R11) zwischen die anderen Enden der beiden Potentialzufuhreinheiten (10, 12) und eine erste Stromquellenschaltung (-V_,„) eingeschaltet ist und daß das Verhältnis (R11/R12) des ersten Widerstandselements (R12) zum zweiten Widerstandselement (R11), um den Temperaturkoeffizienten des ersten Potentialdruckes (E1) praktisch zu Null zu reduzieren, der folgenden Beziehung genügt:

² !"TI I ^{lnN + 3V}BE^/9T " °

worin bedeuten: R11 und R12 = Widerstandswerte von erstem bzw. zweitem Widerstandselement, k = Boltzmannsche Konstante, q = elektrische Ladung eines Elektrons, N = eine reale Zahl zur Angabe des Verhältnisses der Emitterstromdichten von erstem und zweitem Transistor (Q10, Q12), V„_E = Schwellenwertspannung über Basis-Emitterkreis des ersten Transistors (Q10) und T = Absoluttemperatur .

Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweites Widerstandselement (R11) zwischen die anderen Enden der beiden Potentialzufuhreinheiten (10, 12) und eine erste Stromquellenschaltung (-Vp_1n) eingeschaltet ist und daß zur Einstellung des Temperaturkoeffizienten des ersten Potentials (E1) auf praktisch Null das Emitterstromverhältnis (N; N > 1) des ersten Transistors (Q10) zum zweiten Transistor

909850/0892

(Q12) der folgenden Beziehung genügt:

² iii I^{lnN + 9v}be^/3t

worin bedeuten: R11 und R12 = Widerstandswerte von erstem bzw. zweitem Widerstandselement, k = Boltzmannsche Konstante, q - elektrische Ladung eines Elektrons, N = eine reale Zahl zur Angabe des Verhältnisses der Emitterstromdichten vom erstem und zweiten Transistor (Q10, Q12), V-« = Schwellenwertspannung über Basis-Emitterkreis des ersten Transistors (Q10) und T = Absoluttemperatur .

10. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (16) weiterhin einen achten Transistor (Q17,.), der in Diodenschaltung angeordnet und mit dem Kollektorkreis des fünften Transistors (Q18) in Reihe geschaltet ist, einen neunten Transistor tQ17₂), welcher den entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp besitzt, wie der sechste Transistor (Q20) und dessen Basis-Emitterkreis mit einem Diodenkreis des achten Transistors (Q17..) parallelgeschaltet ist, während sein Kollektor mit dem Kollektor des sechsten Transistors (Q20) verbunden ist, einen zehnten Transistor (Q17₃), der in Diodenschaltung mit Kollektor und Emitter des neunten Transistors (Q17₂) parallelgeschaltet ist, und einen elften Transistor (Q17/) aufweist, welcher den entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp besitzt wie der siebente Transistor (Q22), dessen Basis-Emitterkreis parallel zu einem Diodenkreis des zehnten Transistors (Q17,) geschaltet ist und dessen Kollektor mit den Basiselektroden von drittem, viertem und siebentem Transistor (Q14, Q16, Q22) verbunden ist.

909850/0892