DE19513225C2 - Vorspannungsschaltung und bipolarer Transistorverstärker - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorspannungsschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und einen bipolaren Transistorverstärker gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 6.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf das Ge­ biet von bipolaren Transistorschaltungen. Insbesondere be­ zieht sich dieselbe auf das Gebiet von Vorspannungs-Verfah­ ren und -Schaltungen für bipolare Transistorverstärker.

Der Bedarf nach Vorspannungstransistoren für einen ordnungs­ gemäßen Schaltungsbetrieb ist bekannt, ebenso wie nach Ver­ fahren und Schaltungen zum Bereitstellen der notwendigen Vorspannungs-Spannungen und -Ströme. Bekannte Verfahren und Schalungen schließen eine Emitter-, Basis- und Kollektor- Vorspannung ein. Jedes Verfahren und jede Schaltung besitzt bestimmte Vorteile, jedoch gibt es kein bekanntes Verfahren ohne signifikante Nachteile.

Eine einfache Emitter-Vorspannungsschaltung ist in Fig. 1 gezeigt. Eine feste Spannung V_Ref ist an die Basis eines Transistors 13 angelegt, wodurch derselbe eingeschaltet wird. Dann fließt ein Strom I_c1 durch einen Transistor 11. Obwohl die Schaltung leicht herzustellen ist und eine genaue Bestimmung von I_c1 ermöglicht, ist sie sehr unzulänglich. Der Kollektorspannungshub, der für den Transistor 11 verfüg­ bar ist, ist durch V_Ref stark begrenzt. Der Kollektorspan­ nungshub über den Verstärker wird hierin als der Spannungs­ reservebereich des Verstärkers bezeichnet.

Eine Kollektorvorspannung, die in Fig. 2 gezeigt ist, be­ sitzt den wesentlichen Vorteil des Koppelns des Emitters ei­ nes Transistors 25 mit Masse, was einen größeren Spannungs­ reservebereich für den Verstärker liefert. Die Nachteile sind eine Folge dessen, daß ein Widerstand 21 zwischen V_cc, den Emitter eines Transistors 23 und den Kollektor des Transistors 25 geschaltet ist. Dies erzeugt eine Lastimpedanz auf dem Transistor 25, die nicht immer erwünscht ist und den verfügbaren Spannungsreservebereich beschränkt. Die Lastim­ pedanz und die Vorspannungsbedingungen, die gekoppelt sind, begrenzen die nachfolgenden Optionen für das Abstimmen des Verstärkers und das Verändern des Wirkungsgrads desselben. Das Vorspannungsnetzwerk ist stark an den Eingang und den Ausgang der Schaltung gekoppelt, wobei das Ausgangssignal durch das Vorspannungsnetzwerk zurückfließen kann und bewir­ ken kann, daß die Schaltung schwingt. In dem Rückkopplungs­ pfad kann eine zusätzliche Kapazität benötigt werden, um eine solche Schwingung zu verhindern. Ungeachtet dessen ist eine Kollektorvorspannung bei Niederrausch-Verstärkern nütz­ lich, da dann auf dem Emitter keine Widerstandsimpedanz exi­ stiert, um Rauschen hinzuzufügen.

Eine erste Basisvorspannungsschaltung ist in Fig. 3 gezeigt. Der Strom durch einen Widerstand 31, I_Set, ist ungefähr gleich V_cc - V_be (dem Basis-Emitter-Spannungsabfall eines Transistors) geteilt durch die Kombination der Widerstände 31 und 37. Eine ordnungsgemäße Dimensionierung eines Wider­ stands 39 und eines Transistors 35 hat zur Folge, daß der Strom durch den Kollektor des Transistors 35, I_C2, einen Wert von 10I_Set aufweist. Der Spannungsreservebereich kann ebenso groß wie in der Kollektorvorspannungsschaltung, die in Fig. 2 gezeigt ist, oder größer sein, da die Spannung am Emitter des Transistors 35 gering ist (≈ 200 Millivolt). Die Schaltung funktioniert in linearen und nicht-linearen Ver­ stärkern gleich gut und besitzt eine hinreichende Tempera­ turkompensation erster Ordnung, da sich V_be aller NPN-Tran­ sistoren mit Schwankungen der Temperatur ungefähr gleich än­ dert. Da die Eingangsimpedanz der Schaltung schwierig abzu­ stimmen ist, neigt sie dazu, in Anwendungen mit monolithi­ schen, integrierten Schaltungen ("ICs"; IC = integrated circuit) schlecht zu funktionieren. Die Schaltung ist für Abweichungen von β nicht kompensiert, das von Wafer zu Wafer um einen Faktor von 2 bis 3 variieren kann. Abweichungen von β, die durch die Temperatur induziert werden, beeinflussen ebenfalls den Vorspannungspunkt und das Verhalten der Schal­ tung. Außerdem gibt es außer einem Abtrennen oder anderwei­ tigem Abschalten von V_cc keine einfache Möglichkeit, die Schaltung abzuschalten.

Eine zweite Basisvorspannungsschaltung ist in Fig. 4 ge­ zeigt. I_Set2 ist gleich V_Ref - V_be geteilt durch den Wider­ stand 47. Durch das Prinzip der Stromspiegelung und die Ver­ wendung ordnungsgemäßer Komponentenwerte ist I_c3 gleich fünfmal I_Set2 und I_c4 ist gleich viermal I_c3. Bei dieser Schaltung wird V_Ref durch eine Bandlücken-Referenzspannungs­ quelle zugeführt, die unabhängig von der Versorgungsspannung V_cc und temperaturkompensiert ist. Die Schaltung als Ganzes ist vollständig temperaturkompensiert, wobei die NPN-Transi­ storen von β-Abweichungen unabhängiger sind. Die Eingangsim­ pedanz dieser Schaltung ist größer als die der Schaltung, die in Fig. 3 gezeigt ist. Ein Abschalten der Schaltung, die in Fig. 4 gezeigt ist, kann leicht durch das Abschalten der Bandlücken-Referenzspannungsquelle geschehen. Die Schaltung besitzt den Hauptnachteil, daß das Eingangssignal und das Vorspannungssignal zusammengekoppelt sind. I_c3 paßt sich dem Eingang an und ein Widerstand 42 stellt durch einen PNP- Transistor 44 eine Rückkopplung zu einem Transistor 50 her. Das Rückkopplungssignal stört das Eingangssignal und kann zu einer Schwingung führen. Die Vorspannungsschaltung erfordert ferner ein relativ hohes V_cc, da die Spannungsabfälle über den Widerständen 42 und 45 groß sind, um den Vorspannungs­ strom und die Signalströme zu isolieren.

Die DE 39 24 471 A1 betrifft einen Breitbandverstärker mit Stromspiegel-rückgekoppelter Vorspannungsschaltung. Die Schaltung umfaßt eine Bandlückenquelle, die am Ausgang eines Feldeffekttransistors keine vordefinierte Spannung bereit­ stellt, sondern einen vordefinierten Strom. Ferner ist eine Rückkopplungsschaltung vorgesehen. Die Stromspiegelanordnung ist nicht mit der Rückkopplungsschaltung gekoppelt und dient dazu, einen Strom an einen Verstärker zu liefern.

Ausgehend von diesem Stand der Technik ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorspannungsschaltung und einen bipolaren Transistorverstärker mit einer solchen Vorspannungsschaltung zu schaffen, die gleichzeitig zu einer Trennung des Eingangssignals und des Vorspannungssignals, einem Betrieb bei einer niedrigen Versorgungsspannung, einer vollen Temperaturkompensation und einem hohen Eingangswider­ stand den maximal möglichen Spannungsreservebereich liefern.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorspannungsschaltung nach Pa­ tentanspruch 1 und einen bipolaren Transistorverstärker nach Anspruch 6 gelöst.

Ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfaßt ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Vorspannen eines üblichen Emitterverstärkers, wobei das Verfahren und die Vorrichtung einen Frequenz-unabhängigen Betrieb und eine Temperatur- und Versorgungsspannungs-Kompensation liefert und den Spannungsreservebereich maximiert, der für den Ver­ stärker verfügbar ist. Bei mehreren Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung sind das Eingangssignal und das Vorspannungssignal getrennt, wodurch eine gegenseitige Be­ einflussung minimiert ist. Zusätzlich liefert die Verwendung einer Bandlückenregler-Spannungsquelle eine einfache Ein­ richtung, um das Vorspannungsnetzwerk und den Verstärker ab­ zuschalten.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Emittervorspannungsnetzwerk (Stand der Technik);

Fig. 2 ein Kollektorvorspannungsnetzwerk (Stand der Tech­ nik);

Fig. 3 ein erstes Basisvorspannungsnetzwerk (Stand der Tech­ nik);

Fig. 4 ein zweites Basisvorspannungsnetzwerk (Stand der Technik);

Fig. 5 ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 7 ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Fig. 5 ist ein schematisches Diagramm eines ersten Ausfüh­ rungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Die HF-Signal­ eingabe ist wechselsignalmäßig in einen Emitterfolger-Tran­ sistor 133 gekoppelt, der wiederum mit einem Ausgangstran­ sistor 141 gekoppelt ist. Der Transistor 141 kann mit einer Chip-integrierten LC-Ausgangsstufe (L = Induktion, C = Kapa­ zität) für eine gute Impedanzanpassung mit der Last gekop­ pelt sein. Die Abstimmungsstufe ist nicht gezeigt und bildet keinen Teil der vorliegenden Erfindung. Die Basis eines Transistors 103 ist mit einer Bandlücken-Referenzspannungs­ quelle gekoppelt, die eine Spannung V_Ref erzeugt. Derartige Bandlücken-Referenzspannungsquellen sind bekannt und erfor­ dern hier keine Beschreibung. Die Spannung über einen Wider­ stand 111 ist folglich V_Ref - V_be also V₁. Ein Stromspiegel reflektiert eine Spannung V_cc - V₁ (R₁₀₁/R₁₁₁) über einen Wi­ derstand 101. Da der Spannungsabfall über einem Widerstand 117 sehr klein ist, ist die Spannung an einem Knoten A eben­ falls V_cc - V₁ (R₁₀₁/R₁₁₁). Der Strom durch den Knoten A ist [V_cc - V₁(R₁₀₁/R₁₁₁)]/R₁₂₁ und ist mit I_Set5 bezeichnet.

Wenn die Spannung am Knoten A unter den Zielwert abfällt, ist eine Rückkopplungsschleife, die Transistoren 109, 119 und 125 einschließt, wirksam, um die gewünschte Spannung wieder herzustellen. Wenn die Spannung am Knoten A zu gering ist, wird die Basisspannung des Transistors 109 reduziert, wodurch der Kollektorstrom des Transistors 109 gesenkt wird. Dies erhöht die Basisspannung am PNP-Transistor 119, wodurch der Kollektorstrom des Transistors 119 gesenkt wird. Dies wiederum senkt den Basisstrom des Transistors 125, wodurch bewirkt wird, daß der Kollektorstrom desselben abnimmt, und erzwungen wird, daß die Spannung am Knoten A in ihre stabile Position steigt. Wenn die Spannung am Knoten A zu groß ist, arbeitet die Rückkopplungsschleife auf eine zu der, die gerade beschrieben wurde, genau entgegengesetzte Weise. Auf diese Weise wird am Knoten A eine konstante Spannung beibe­ halten und I_Set5 bleibt konstant.

I_Set5 wiederum bestimmt die Spannung an Knoten B und C in einer bekannten Weise. Diese Spannungen werden an Knoten D und E auf der HF-Seite der Schaltung durch das ordnungs­ gemäße Verhältnis der Transistoren 133 und 135 und eines Widerstands 137 erzeugt. Die Schaltungstechniken, die zum Erzeugen dieses Verhältnisses erforderlich sind, sind be­ kannt. Bei diesem ersten Ausführungsbeispiel ist der Strom durch den Kollektor des Transistors 133 viermal I_Set5, wäh­ rend der Strom durch den Kollektor des Transistors 141 gleich sechzehnmal I_Set5 ist.

Unter den Vorteilen dieses Ausführungsbeispiels der vorlie­ genden Erfindung sind die Tatsache, daß das HF-Signal von den Elementen der Schaltung, die das Vorspannungsnetzwerk aufweisen, isoliert ist, und die Tatsache, daß die Schaltung durch das Reduzieren von V_Ref abgeschaltet werden kann. Fer­ ner liefert diese Schaltung den maximal verfügbaren Span­ nungsreservebereich, da der Emitter des PNP-Transistors 119 mit V_cc gekoppelt ist.

Die vorliegende Erfindung liefert sowohl eine Temperatur­ kompensation erster Ordnung als auch eine Temperaturkompen­ sation zweiter Ordnung. Die Temperaturkompensation erster Ordnung hängt von V_be der Transistoren ab, die die vorlie­ gende Erfindung einschließt. Da dieselben als Teil eines IC-Herstellungsprozesses zusammen hergestellt werden, spre­ chen sie im allgemeinen auf eine gleichartige Weise auf Tem­ peraturschwankungen an.

Abweichungen von β, die eine Folge einer Temperaturänderung oder von Prozeßabweichungen sind, werden bei der vorliegen­ den Erfindung kompensiert. Da die PNP-Transistoren in gewis­ sem Sinne eine Folge des Herstellungsprozesses, der die NPN-Transistoren bildet, und nicht die Aufgabe dieses Herstellungsprozesses sind, sind ihre Spezifikationen nicht genau, wobei ihr β bezüglich des β der NPN-Transistoren stark abweichen kann. Bei der vorliegenden Erfindung sind die PNP-Charakteristika tatsächlich irrelevant für den Vorspannungsstrom I_Set5. Die Basisspannung des PNP-Transi­ stors 119 ändert sich logarithmisch mit dem Basisstrom der NPN-Bipolartransistoren 133 und 125. I_Set5 hängt vom Loga­ rithmus des Kollektorstroms des NPN-Bipolartransistors 109 ab, oder ändert sich, anders ausgedrückt, in einer logarith­ mischen Beziehung zu dem β des NPN-Transistors. Dies entkop­ pelt I_Set5 effektiv und somit den Vorspannungsstrom des Ver­ stärkers von Abweichungen von B.

Fig. 6 ist eine schematische Darstellung eines zweiten Aus­ führungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Der Vorspan­ nungsschaltungsaufbau ist identisch zu dem, der in Fig. 5 gezeigt ist, jedoch ist der HF-Ausgangsabschnitt als ein differentielles Ausgangspaar von Transistoren realisiert, die mit offenen (nicht abgestimmten) Kollektoren betrieben sind (Transistoren 191 und 193). Die gespiegelten Spannungen auf Transistoren 192 und 194 unterscheiden sich von den äquivalenten Spannungen in der Schaltung, die in Fig. 5 ge­ zeigt ist.

Fig. 7 zeigt eine schematische Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, bei dem der Signalweg des Vorspannungsstroms nicht länger von dem Si­ gnalweg des Eingangssignals getrennt ist. Obwohl dies eine Verzerrung des HF-Signals bewirken kann, besitzt es den Vor­ teil, daß weniger Komponenten und weniger IC-Oberflächenbe­ reich als bei anderen Vorspannungsschaltungen benötigt wer­ den, und trotzdem ein großer Spannungsreservebereich gelie­ fert wird. Dies erlaubt den Entwurf eines Verstärkers mit geringem V_cc.

Claims (8)

1. Vorspannungsschaltung (100) zum Liefern eines Vorspan­ nungsstroms zu einem Verstärker (141) mit folgenden Merkmalen:
einer ersten Schaltung (103, 101, 111) zum Erzeugen einer ersten vordefinierten Spannung;
einer zweiten Schaltung (127, 129, 133, 135, 137), die einen ersten, einen zweiten und einen dritten NPN-Tran­ sistor (127, 133, 135) aufweist, wobei jeder NPN-Transi­ stor einen vordefinierten β-Bereich und einen Kollektor, eine Basis und eine Emitter aufweist, wobei der Emitter des ersten NPN-Transistors (127) über einen ersten Wi­ derstand (129) mit Masse verbunden ist, wobei der Kol­ lektor des zweiten NPN-Transistors (133) mit der Versorgungsspannung (V_cc) verbunden ist, und die Basis des zweiten NPN-Transistors (133) mit einem Eingangsknoten verbunden ist, und wobei der Kollektor und die Basis des dritten NPN-Transistors (135) mit dem Emitter des zweiten NPN-Transistors (133) verbunden sind, und der Emitter des dritten NPN-Transistors (135) über einen zweiten Widerstand (137) mit Masse verbunden ist; und
einer Rückkopplungsschaltung (109, 119, 125), die zwi­ schen die erste Schaltung und die zweite Schaltung ge­ schaltet ist, zum Erzeugen und Beibehalten eines ersten vordefinierten Stroms (I_SET5) in einem vordefinierten Bereich, wobei der erste vordefinierte Strom proportio­ nal zu der ersten vordefinierten Spannung ist, wobei die Rückkopplungsschaltung einen vierten und einen fünften NPN-Transistor (125, 109) und einen ersten PNP-Transi­ stor (119) aufweist, wobei jeder NPN-Transistor einen ersten vordefinierten β-Bereich und einen Kollektor, eine Basis und einen Emitter aufweist, wobei der erste PNP-Transistor (119) einen zweiten vordefinierten β-Bereich und einen Kollektor, eine Basis und einen Emitter aufweist, wobei der Kollektor des vierten NPN-Transistors (125) über einen dritten Widerstand (121) mit einer Versorgungsspannung (V_cc) und über einen vierten Widerstand (117) mit der Basis des fünften NPN-Transistors (109) verbunden ist, wobei die Basis des vierten NPN-Transistors (125) über einen fünften Widerstand (123) mit dem Kollektor des ersten PNP-Transistors (119) verbunden ist, wobei der Emitter des ersten PNP-Transistors mit der Versorgungsspannung (V_cc) verbunden ist, wobei die Basis des ersten PNP-Transistors (119) mit dem Kollektor des fünften NPN-Transistors (109) und über einen sechsten Widerstand (115) mit der Spannungsversorgung verbunden ist, wobei der Emitter des fünften NPN-Transistors (109) mit der ersten Schaltung (103, 101, 111) verbunden ist und der Emitter des vierten NPN-Transistors (125) mit dem Kol­ lektor und der Basis des ersten NPN-Transistors (127) der zweiten Schaltung (127, 129) verbunden ist;
wobei die zweite Schaltung (127, 129, 133, 135, 137, 141) einen zweiten vordefinierten Strom erzeugt, der ein Mehrfaches des ersten vordefinierten Stroms (I_SET5) ist und der Vorspannungsstrom für den Verstärker (141) ist.

2. Vorspannungsschaltung (100) nach Anspruch 1, bei der die Basisspannung des ersten PNP-Transistors (119) der Rückkopplungsschaltung sich logarithmisch mit einem Ba­ sisstrom in den Verstärker (133, 141) und dem Basisstrom in den vierten NPN-Transistor (125) der Rückkopplungs­ schaltung ändert, der Kollektorstrom des fünften NPN- Transistors (109) der Rückkopplungsschaltung sich linear mit der Basisspannung des ersten PNP-Transistors (119) der Rückkopplungsschaltung ändert, und der Vorspannungs­ strom sich logarithmisch mit dem Kollektorstrom in den fünften NPN-Transistor (109) der Rückkopplungsschaltung ändert.

3. Vorspannungsschaltung (100) nach Anspruch 2, bei der Ab­ weichungen des ersten vordefinierten β-Bereichs des vierten und des fünften NPN-Transistors (125, 109) der Rückkopplungsschaltung und des zweiten vordefinierten β-Bereichs des ersten PNP-Transistors (119) der Rückkop­ plungsschaltung den Vorspannungsstrom nicht wesentlich beeinflussen.

4. Vorspannungsschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der der Kollektor des vierten NPN-Transistors (125) der Rückkopplungsschaltung direkt mit der Basis des fünften NPN-Transistors (109) der Rückkopplungs­ schaltung verbunden ist.

5. Vorspannungsschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die erste Schaltungseinrichtung einen sechsten, einen siebten und einen achten NPN-Transistor (103, 105, 107) aufweist, wobei jeder NPN-Transistor einen vordefinierten β-Bereich und einen Kollektor, eine Basis und einen Emitter aufweist, wobei der Emitter des sechsten NPN-Transistors (103) über einen siebten Wider­ stand (111) mit Masse verbunden ist, die Basis des sechsten NPN-Transistors (103) mit einer Referenzspannung (V_Ref) verbunden ist, und der Kollektor des sechsten NPN-Transistors (103) über einen achten Widerstand (101) mit einer Versorgungsspannung (V_cc) verbunden ist, wobei der Emitter des siebten NPN-Tran­ sistors (105) über einen neunten Widerstand (113) mit Masse verbunden ist, und die Basis des siebten NPN- Transistors (105) mit der Referenzspannung (V_Ref) verbunden ist, und wobei der Kollektor des achten NPN- Transistors (107) mit der Versorgungsspannung (V_cc) ver­ bunden ist, der Emitter des achten NPN-Transistors (107) mit dem Kollektor des siebten NPN-Transistors (105) verbunden ist, und die Basis des achten NPN-Transistors (107) mit dem Kollektor des sechsten NPN-Transistors (103) verbunden ist;
wobei der Emitter des sechsten NPN-Transistors (103) mit dem Emitter des fünften NPN-Transistors (109) der Rück­ kopplungsschaltung verbunden ist.

6. Bipolarer Transistorverstärker mit einer Vorspannungs­ schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, der einen neunten NPN-Transistor (141) mit einem vordefinierten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter umfaßt, wobei der Kollektor des neunten NPN- Transistors (141) mit einer Ausgangslast verbunden ist, die Basis des neunten NPN-Transistors (141) mit dem Emitter des zweiten NPN-Transistors (133) der zweiten Schaltung und dem Kollektor und der Basis des dritten NPN-Transistors (135) der zweiten Schaltung verbunden ist, und der Emitter des neunten NPN-Transistors (141) über einen zehnten Widerstand (139) mit Masse verbunden ist.

7. Bipolarer Transistorverstärker nach Anspruch 6, bei dem sich der Vorspannungsstrom doppellogarithmisch mit dem β in den NPN-Transistoren ändert.

8. Bipolarer Transistorverstärker nach Anspruch 6, bei dem die Basis des fünften NPN-Transistors (109) der Rückkop­ plungsschaltung nur über den dritten Widerstand (121) der Rückkopplungsschaltung mit der Versorgungsspannung (V_cc) verbunden ist.