DE3888855T2

DE3888855T2 - Schnelle, versorgungsunabhängige Strompegelschaltung.

Info

Publication number: DE3888855T2
Application number: DE3888855T
Authority: DE
Inventors: Stewart S Taylor
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Maxim Integrated Products Inc
Priority date: 1987-01-12
Filing date: 1988-01-11
Publication date: 1994-10-13
Anticipated expiration: 2008-01-12
Also published as: JP2549540B2; EP0276670A1; US4767946A; DE3888855D1; EP0276670B1; JPS63182910A

Description

Allgemeiner Stand der Technik

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Pegelwechselschaltkreise und genauer auf die Schwierigkeiten des Pegelwechsels in schnellen Operationsverstärkern und anderen rückgekoppelten Verstärkern, wie sie insbesondere in analogen integrierten Schaltungen enthalten sind.
Das Pegelwechseln stellt eine allgemeine Notwendigkeit in rückgekoppelten Verstärkern mit großen Gleichtakt- Eingangsbereichen und großen Ausgangsspannungsspitzen dar. Die Fig. 1 veranschaulicht als Blockdiagramm einen kennzeichnenden Operationsverstärker bzw. rückgekoppelten Verstärker. Einer Eingangsstufe werden ein verlangtes Differentialsignal Vid und ein Gleichtaktsignal Vicm zugeführt. Die Eingangsstufe ist auf herkömmliche Weise relativ zu einer Speisespannung oder einer anderen Bezugsspannungsquelle Vref2 durch geeignete Vorspannungsstromkreise, wie etwa eine Stromquelle, mit einer Vorspannung versehen. Das Potential V an der Eingangsstufe muß so beibehalten werden, daß den Anforderungen bezüglich der minimalen Spannung für die Funktion der Eingangsstufe entsprochen wird.
Die Differentialausgänge der Eingangsstufe sind mit Verbraucherkreisen verbunden und werden einer zweiten Eingangsstufe, wie etwa einem Pegelwechsler eingegeben. Die Verbraucherkreise weisen eine Vorspannung mit einem Potential relativ zu einer anderen Speisespannung bzw. einer anderen Bezugsspannung Vref1 auf. Das Potential an den Verbraucherkreisen V&sub1; wird durch den Konstrukteur so bestimmt, daß den Anforderungen für eine zweckmäßige Funktionsweise der Verbraucherkreise und der zweiten Stufe entsprochen wird. Der Pegelwechsler weist einen Ausgang auf, der ein ausreichendes Potential V&sub2; relativ zu einer Bezugsspannung Vref2 aufweisen muß, um mit einem dritten Stufenkreis (nicht abgebildet) kombinierbar zu sein. Somit muß der Pegelwechsler einen Spannungsabfall vorsehen bzw. absorbieren, um bei gegebenem Ausgangspotential V&sub2; das gewünschte Eingangspotential V&sub1; zu erzeugen. Wenn beide Polaritätsvorrichtungen in einer vorgegebenen Technologie vorhanden sind, kann ein Pegelwechsler als Gleichtakt-Emitter- Stufe (Source) bzw. als Gleichtakt-Basis-Stufe (Gate) mit einer der Eingangsstufe entgegengesetzten Polarität verwirklicht werden. In diesem Fall absorbiert der Kollektor-Emitter (Drain- Source) den Potentialunterschied zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Pegelwechslers. In einer unipolaren Technologie bzw. in einer Technologie, bei welcher nur eine Polaritätsvorrichtung eine hohe Bandbreite aufweist, ist eine alternative Einrichtung zur Senkung der notwendigen Spannung erforderlich.
Diese Faktoren stellen schwierige Abhängigkeiten dar, innerhalb welcher der Konstrukteur den Pegelwechsler gestalten muß. Außerdem ist es wünschenswert, daß der Gleichtaktbereich so nah wie möglich an den Leistungsversorgungsspannungen liegt. Demgemäß wählen die Konstrukteure für gewöhnlich ein Potential V&sub1; aus, das zum Ausgleich des erwarteten Bereichs für solche Schwankungen groß genug ist. Dies wiederum verringert den Gleichtaktbereich und kann Einschränkungen bezüglich der Ausgangsspannungsspitze notwendig machen.
Dem Stand der Technik entsprechende einpolige Schaltungen, wie sie in Radio Fernsehen Elektronik, Band 27, Nr. 11, November 1978, auf den Seiten 687-691 beschrieben sind, führen zu nicht optimalen Werten für das Potential V&sub1;, welche sich nicht an die Schwankungen der Stromversorgung, des Verfahrens und der Temperatur in wünschenswerter Weise anpassen. Die dem Stand der Technik entsprechenden Verwirklichungen von Pegelwechslern umfassen ferner für gewöhnlich Bestandteile und Bestandteilskombinationen, welche nicht optimal sind, und zwar insbesondere für Leistungen mit hoher Geschwindigkeit. Eine solche Ausführung umfaßt die Verwendung lateraler PNP- Transistoren, welche für Breitbandanwendungen zu langsam sind. Bei einer alternativen Ausführungsart könnten vertikale PNP- Transistoren verwendet werden, falls das Herstellungsverfahren dies erlaubt. Dieses Herstellungsverfahren ist teuer und bedingt einer zusätzlichen Verarbeitung und führt wahrscheinlich zu geringeren Erträgen als weniger komplexe Technologien. Vertikale PNP-Transistoren weisen auf jeden Fall eine geringere Bandbreite auf als NPN-Transistoren.
Bei vielen Herstellungstechnologien stehen vertikale PNP- Transistoren oder P-Kanal-Feldeffekttransistoren (FET) überhaupt nicht zur Verfügung. Einige dem Stand der Technik entsprechende Pegelwechsler verwenden Zenerdioden, doch diese sind laut und für einen breiten Bereich von Leistungsversorgungsspannungen ungeeignet und sie haben einen eingeschränkten Gleichtaktbereich.
Demgemäß besteht Bedarf nach einer Pegelwechslerkonstruktion, die für Hochgeschwindigkeitsfunktionen (bei Frequenzen über 1 GHz) geeignet ist, welche sich während dem Betrieb an Versorgungs-, Verfahrens- (d. h., Transistorparameter) und Temperaturschwankungen anpassen kann, welche bei einer Einpolaritätsvorrichtung verwirklicht werden kann und welche den Schaltungskonstrukteur von diesen strikten Konstruktionseinschränkungen befreit.

Zusammenfassung der Erfindung

Vorgesehen ist gemäß der vorliegenden Erfindung eine schnelle Pegelwechselschaltung, wie sie hierin in Anspruch 1 beansprucht ist.
Die Erfindung geht die vorstehenden Schwierigkeiten somit dadurch an, daß ein Pegelwechsler in einer Schaltung als Schwebespannungsquelle verwirklicht wird, deren Wert von den Speisespannungen abhängt. Der Pegelwechsler ist mit einer gegebenen notwendigen Eingangsspannung V&sub2; an die nächste Stufe gestaltet, so daß an der Steuerstufe, die normalerweise eine Verbrauchervorrichtung oder einen Stromkreis darstellt, eine gewünschte Spannung V&sub1; existiert. Der Pegelwechsler ist in einem ersten Stromzweig zwischen zwei Speisespannungen enthalten. Ein zweiter Bezugsstromzweig ist parallel zu dem ersten Zweig geschaltet. Die Zweige sind durch eine Einrichtung wie etwa einen Stromspiegel zur Wiederholung des Bezugsstroms in dem ersten Stromzweig gekoppelt. Die Schwebespannungsquelle V&sub3; ist so gestaltet, daß sie bei gegebener Spannung V&sub2;, wie dies vorstehend beschrieben ist, eine gewünschte Spannung V&sub1; vorsieht, wobei das Potential V&sub3; gemäß einer additiven Funktion eingestellt ist, z. B. V&sub3; = V&sub1; + V&sub2; + Vc1 + V4', und zwar im wesentlichen von den Speisespannungen unabhängig. Die Funktionsweise des Pegelwechslers kann als abhängig von den Vorrichtungsparametern und der Temperatur ausgewählt werden, so daß die Spannung V&sub1; eine gewünschte funktionale Abhängigkeit aufweist, wodurch Abweichungen in anderen Schaltungsvorrichtungen kompensiert werden.
Die Pegelwechselschaltung der Erfindung funktioniert über einen breiten Bereich von Speisespannungen. Die Steuerstufenspannung V&sub1; kann nicht größer ausgewählt werden, als dies zur Maximierung der Gleichtaktspannung an dem Eingang und zum Betrieb mit den kleinstmöglichen Speisespannungen notwendig ist. Die Schaltung kann einfach in bipolaren JFET, MOSFET oder MESFET-Technologien eingesetzt werden. Die Schaltung kann und ist vorzugsweise mit schnellen bipolaren NPN- oder GaAsFET-Transistoren verwirklicht, wodurch sie zur Verwendung in rückgekoppelten Breitband- Verstärkern und Operationsverstärkern geeignet ist. Der Schaltungsaufbau kann im Rahmen der Erfindung verändert werden, um eine hohe Eingangsimpedanz vorzusehen und den Pegel einer Spannung zu wechseln, oder um eine niedrige Eingangsimpedanz vorzusehen und den Pegel eines Stroms zu wechseln. Die Schaltung kann in einer Differentialkonfiguration verwendet werden, zur wesentlichen Abweisung jedes Stromversorgungssignals oder durch die Schaltung gekoppelten Rauschens, da sie ein Gleichtaktsignal darstellen würde.
Vorstehendes und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden genauen Beschreibung deutlich, die in bezug auf die Zeichnungen erfolgt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein vereinfacht es Modell eines Differentialverstärkers, welcher einen Pegelwechsler umfaßt;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, welches die allgemeinen Grundsätze eines erfindungsgemäßen Pegelwechslers veranschaulicht;
Fig. 3 ist eine Prinzipskizze einer bipolaren integrierten Pegelwechselschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 ist eine Prinzipskizze eines alternativen Ausführungsbeispiels der Schwebespannungsquelle und der Stromspiegelteilstücke der Schaltung aus Fig. 3;
Fig. 5 ist eine vereinfachte Prinzipskizze einer GaAsFET- integrierten Pegelwechselschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 ist eine Prinzipskizze eines alternativen Ausführungsbeispiels der Schaltung aus Fig. 5, welches einen hohen Impedanzeingang für den Pegelwechsel eines Spannungspegels vorsieht;
Fig. 7 ist eine genauere Prinzipskizze eines Beispiels einer möglichen Verwirklichung der Schaltung aus Fig. 6.
In den Figuren sind sowohl bipolare Silizium- und GaAsFET- Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt. Übereinstimmende Bezugsziffern und Zeichen werden fortlaufend durch die Zeichnungen zur Identifizierung von Teilstromkreisen und Bestandteilen gleicher Funktion verwendet. Wie dies der Fachmann jedoch erkennen wird, unterscheiden sich die spezifische Konstruktion und die Parameter der gleichgekennzeichneten Vorrichtungen von einem Ausführungsbeispiel zu dem anderen.

Genaue Beschreibung

Allgemeine Anordnung und Funktionsweise

In bezug auf Fig. 1 ist eine Gleichtaktsignalquelle 10 dargestellt, mit zusätzlichen Differentialeingangssignalquellen an eine Eingangsstufe, wie etwa einen Differentialverstärker 12. Eine Vorspannungsschaltung, wie etwa eine Stromquelle 14, ist zwischen die Eingangsstufe und die Speisespannung Vref2 geschaltet. An der Eingangsstufe existiert ein Vorspannungspotential V. Die Eingangsstufe umfaßt die Differentialausgänge 16a, 16b, die mit den Eingängen einer zweiten Stufe verbunden sind, die einen Pegelwechsler 18 umfaßt und mit den Verbraucherkreisen 20a, 20b. Die Verbraucherkreise sind wiederum mit einer weiteren Speisespannung Vref1 verbunden. Das Potential V&sub1; an den Verbraucherkreisen muß ausreichend sein, um eine genaue Funktionsweise zu gewährleisten. Die zweite Stufe weist die Differentialausgänge 22a, 22b auf.
Die Ausgänge der Eingangsstufe und/oder des Pegelwechslers können einseitig geerdet sein, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist. Der Pegelwechslerausgang ist für gewöhnlich mit einem Eingang einem dritten Stufe gekoppelt, wie etwa eines Emitters oder eines Source-Verstärkers (nicht abgebildet). Bei der Verwendung in einer Differentialkonfiguration umfaßt der Pegelwechsler 18 vorzugsweise zwei identische, einseitig geerdete Pegelwechselschaltungen, wie dies in Fig. 5 genauer dargestellt ist.
Der Ausgang 22 muß relativ zu der Speisespannung Vref2 an dem Eingang der dritten Stufe auf einem Potential V&sub2; sein, welches zur genauen Vorspannung der dritten Stufe ausreichend ist. Die notwendigen Potentiale V&sub1; und V&sub2; sind durch spezifische Konstruktionen der Verbraucherkreise und der dritten Stufenschaltung vorbestimmt. Sie werden zu Zwecken der vorliegenden Erfindung als vorbestimmt behandelt, obwohl der Konstrukteur häufig einen gewissen Spielraum bei der Gestaltung dieser Schaltungen hat, um deren Spannungsanforderungen zu verändern.
Dem Verstärker 12 wird ein Eingangssignal eingegeben, dieses wird darin verstärkt und an den Pegelwechsler und Verbraucherkreise ausgegeben. Der Pegelwechsler wechselt den ruhigen Gleichspannungspegel des verstärkten Signals und übermittelt das Signal an die dritte Stufe (nicht abgebildet). Der Pegelwechsler ermöglicht es dadurch den Verstärkungsvorrichtungen an den gewünschten Betriebspunkten zu operieren. Dies beschreibt die herkömmliche Anwendung von Pegelwechslern und ist auf die Verwendung von Pegelwechslern anwendbar, die gemäß der Erfindung gestaltet sind.
In bezug auf Fig. 2 wird das Benennungssystem aus Fig. 1 fortgeführt, wobei in Fig. 2 allgemein ein erfindungsgemäßer Pegelwechsler 18 dargestellt ist. Dieser Pegelwechsler umfaßt eine aktive/resistive Pegelwechselschaltung 24 mit einem einzigen Eingang 16 und einem einzigen Ausgang 22. (Alternativ können zwei dieser Schaltungen in dem Pegelwechsler 18 verwendet werden, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist, um Differentialeingänge und Differentialausgänge vorzusehen.) Die Schaltung 24 ist in einem ersten Stromzweig 26 durch eine erste Leitereinrichtung zwischen die beiden Speisespannungen Vref1 und Vref2 geschaltet, wobei die Leitereinrichtung eine als nächstes beschriebene Stromquelle aufweisen kann, um einen Strom I&sub1; zwischen den beiden Speisespannungen durch die Pegelwechselschaltung zu leiten. Wie dies ferner nachstehend beschrieben ist, umfaßt die Pegelwechselschaltung einen ersten Widerstand (Widerstand R&sub1; in den Fig. 3-7), der in Reihe in dem ersten Stromzweig geschalten ist, um einen Spannungsabfall V&sub5; vorzusehen. Der Strom fließt durch einen ersten zwischenliegenden Spannungsknoten (Knoten 28 in den Fig. 3-7). Geeignete Ausgangseinrichtungen verbinden diesen Knoten mit dem Ausgang 22.
Zwischen den beiden Speisespannungen ist ein zweiter Stromzweig 30 vorgesehen, und zwar parallel zu dem ersten Stromzweig. Dieser Stromzweig umfaßt einen Widerstand R&sub2;, der über eine zweite Leitereinrichtung, die ebenfalls eine Stromquelle aufweisen kann, zum Leiten eines zweiten Stroms I&sub2; durch den Widerstand und einen zweiten zwischenliegenden Spannungsknoten 32 gekoppelt ist. Der zweite Strom erzeugt einen Spannungsabfall V&sub6; zwischen der ersten Speisespannung Vref1 und dem Knoten 32, wobei sich der Abfall mit dem Unterschied zwischen den Speisespannungen ändert.
Beide Stromzweige sind durch eine Einrichtung, wie etwa einen Stromspiegel mit Verstärkungsfaktor eins (oder einem invertierenden Stromverstärker) 34, gekoppelt, um durch die ersten und zweiten Widerstände ein vorbestimmtes Verhältnis zwischen den ersten und zweiten Strömen zu begründen, so daß Schwankungen des zweiten Stroms, etwa durch Schwankungen der Speisespannungen, in dem ersten Strom wiederholt werden. Der Stromspiegel umfaßt eine Kopplungseinrichtung 37 (Fig. 3-7), welche die ersten und zweiten Leitereinrichtungen koppelt, welche durch eine Schwebespannungsquelle 36 mit einer Spannung V&sub3; relativ zu dem zweiten zwischenliegenden Spannungsknoten 32 vorgespannt ist. Ein Steuerleiter 38 (Fig. 3-7) koppelt den Stromspiegel 34 mit dem zwischenliegenden Knoten 32 in dem zweiten Stromzweig, und zwar vorzugsweise durch die Spannungsquelle 36.
Die ersten und zweiten Leitereinrichtungen umfassen jeweils parallele Spannungsabfalleinrichtungen (dargestellt in den Fig. 3-7) zur Schaffung eines Spannungsabfalls V&sub4; zwischen der Leitereinrichtung 37 und der zweiten Speisespannung Vref2. Wie dies nachstehend beschrieben ist, kann eine solche Einrichtung durch eine geeignete Kombination aus Dioden, Widerständen und
- in passenden Schaltungen - der Steuerspannung Vc (Vbe oder Vgs) eines oder mehrerer Transistoren, vorgesehen werden.
Gemäß den Grundsätzen der Erfindung wählt der Konstrukteur bei gegebenen vorbestimmten Werten für V&sub1; und V&sub2; einen Wert V&sub3; für die Schwebespannungsquelle gemäß einer additiven Funktion aus, welche die Summe aus V&sub1; und V&sub2; abzüglich V&sub4; umfaßt. Dieser Wert ist vorzugsweise zur Bereitstellung eines Potentials V&sub1; ausgewählt, welches von den Speisespannungen unabhängig ist. Normalerweise umfaßt der Pegelwechsler einen ersten Transistor Q1, wie dies nachstehend beschrieben ist, der zu der Summe eine zusätzliche Spannung Vbe bzw. Vgs beiträgt. Wenn der Pegelwechsler einen zweiten Transistor Q2 umfaßt, wie dies in den nachstehenden bevorzugten Ausführungsbeispielen der Fall ist, so fügt dieser der Summe eine weitere Spannung Vbe bzw. Vgs zu. Der Stromspiegel umfaßt ferner normalerweise Transistoren - einen dritten Transistor Q3 in dem ersten Stromzweig und einen vierten Transistor Q4 in dem zweiten Stromzweig. Wenn sich diese Transistoren unterscheiden, erzeugen sie proportionale, jedoch unterschiedliche Ströme in jedem Zweig. Im Idealzustand werden die Werte der Ströme I&sub1; und I&sub2; und der Widerstände R&sub1; und R&sub2; so ausgewählt, daß sie sich gleichen, wobei folgendes gilt: V&sub3; = V&sub1; + V&sub2; + Vc - V&sub4;, wobei Vc Vbe bzw. Vgs des Transistors Q1 und optional Q2 darstellt.

Bipolare Silizium-Pegelwechsler

In bezug auf Fig. 3 umfaßt die Pegelwechselschaltung 24a in einem bipolaren Pegelwechsler 18a einen ersten bipolaren NPN- Transistor Q1, wobei der Eingang 16 mit der Basis gekoppelt ist. Der Kollektor ist mit der ersten Speisespannung Vcc und der Emitter mit dem Widerstand R&sub1; verbunden, der mit dem zwischenliegenden Knoten 28 gekoppelt ist. Bei einem zweiten bipolaren NPN-Transistor Q2 ist die Basis mit dem Knoten 28 und der Emitter mit dem Ausgang 22 verbunden. In der Darstellung ist der Kollektor mit dem Eingang 16 verbunden, d. h. mit der Basis des ersten Transistors Q1. Dies sieht einen rückgekoppelten Verstärker vor, mit einem niederohmigen Nebenschlußeingang zum Pegelwechsel eines Stroms. Wie dies nachstehend beschrieben ist, kann der Kollektor des Transistors Q2 alternativ mit dem Kollektor oder dem Emitter des Transistors Q1 verbunden sein, um einen Spannungspegelwechsler mit hoher Eingangsimpedanz vorzusehen. Die Kondensatoren C1, C2 und C3 können in der Pegelwechselschaltung 24a verwendet werden, sie sind jedoch nicht notwendig. Für eine schnelle Funktionsweise werden die Kondensatoren C1 und C3 jedoch vorzugsweise verwendet.
Die Pegelwechselschaltung 24a ist in dem ersten Stromzweig 26a durch den Kollektor und Emitter des Transistors Q3 mit der zweiten Speisespannung VEE gekoppelt, wobei der Transistor als die erste Leitereinrichtung dient, wie dies oben erwähnt worden ist. Ein Transistor Q4 ist auf ähnliche Weise in dem zweiten Stromzweig 30a gekoppelt. Die Basis des Transistors Q3 ist über den Leiter 37 mit der Basis des Transistors Q4 verbunden. Der Steuerleiter 38 verbindet wiederum den Leiter 37 an dem Kollektor des Transistors Q4 mit dem zweiten Stromzweig. Die so verbundenen Transistoren Q3 und Q4 dienen als Stromspiegel, um die beiden Stromzweige miteinander zu koppeln und um zu bewirken, daß der erste Strom dem zweiten Strom folgt bzw. diesen wiederholt. Die Transistoren Q3 und Q4 sind vorzugsweise identisch, so daß der Strom I&sub1; gleich dem Strom I&sub2; ist (I&sub1; = I&sub2;). In diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung sorgen die Basis-Emitter- Spannungen der Transistoren Q3 und Q4 für den Spannungsabfall V&sub4;.
Der zweite Stromzweig 30a umfaßt eine Spannungsabfalleinrichtung, d. h. die Schwebespannungsquelle 36a, bei der es sich normalerweise um eine Reihe diodenverbundener Transistoren Q5 bis Qm+3 handelt, die in Reihe mit dem Widerstand R&sub2; geschaltet sind. Obwohl sich die diodenverbundenen Transistoren vorzugsweise zwischen dem Widerstand und dem Kollektor des Transistors Q4 befinden, können sie alternativ an anderer Stelle in dem Stromzweig 30a gekoppelt sein, z. B. zwischen dem Widerstand und der Speisespannung VCC oder zwischen dem Transistor Q4 und der Speisespannung VEE. Die diodenverbundenen Transistoren dienen dazu, den Knoten 32 über den Leiter 37 auf ein Potential V&sub3; vorzuspannen, wobei der Leiter 38 an dem Transistor Q4 Kollektor- Basis geschaltet ist.
Bei einer Analyse der Schaltung wird deutlich, daß VCC- VDE = V&sub1; + V&sub2; + 2Vbe + V&sub5; für den ersten Zweig 26a gilt, und daß VCC- VEE = V&sub3; + V&sub4; + V&sub6; für den zweiten Zweig 30a gilt, wobei V&sub5; = I1R1 und V&sub6; = I2R2 ist.
Bei einer Gleichsetzung der beiden rechten Hälften der Gleichungen für VCC - VEE und in der Annahme von I1 = I2, wenn die Widerstandswerte so ausgewählt werden, daß R1 = R1 ist, gilt: V&sub3; = V&sub1; + V&sub2; + 2Vbe - V&sub4;, wobei V&sub4; = Vbe ist.
In einem kennzeichnenden Schaltungsaufbau können die Verbraucherkreise und der Eingang in die dritte Stufe jeweils einen Transistor umfassen, der mindestens ein Vbe Potential von den entsprechenden Speisespannungen voraussetzt, um richtig zu arbeiten. In diesem Fall wäre es wenigstens zweckmäßig, V&sub1; = Vbe und V&sub2; = Vbe zu setzen, so daß V&sub3; = 3Vb3 ist, was anzeigt, daß für die Diodenreihe Q5 bis Qm+3 insgesamt drei Dioden notwendig sind.
In bezug auf Fig. 4 ist zur Erzeugung des Stroms I1 eine Wechselvorspannungsschaltung dargestellt. In dieser Figur wurde die Pegelwechselschaltung 24a aus Gründen der Einfachheit weggelassen, wobei davon ausgegangen wird, daß sie der Schaltung aus Fig. 3 entspricht. In diesem Ausführungsbeispiel sind zwei zusätzliche Widerstände R3 und R4 optional zwischen die zweite Speisespannung VEE und die Emitter der Transistoren Q3 bzw. Q4 geschaltet. Ein Transistor Q5 ist als Emitterfolgerpuffer angeschlossen, wobei die Basis und der Emitter den Steuerleiter 38 vorsehen und wobei der Kollektor mit der ersten Speisespannung VCC verbunden ist. Die Reihe der diodenverbundenen Transistoren ist mit Q6 bis Qm+3 neu gekennzeichnet.
Die Analyse der Schaltung gleicht der Analyse der vorherigen Schaltung. Der Stromspiegel begründet I1 = cI2, wobei c eine Proportionalitätskonstante darstellt, wenn R4 = cR3 ist und die Emitterbereiche der Transistoren Q3 und Q4 durch A3 = cA4 im Verhältnis stehen. (Für den Fachmann wird deutlich werden, daß R3 die Vorspannungsanforderungen des Transistors Q3 erfüllen muß, um einen Betrieb im gesättigten Bereich zu vermeiden.) Es kann gezeigt werden, daß folgendes gilt:
V&sub1; = (VCC - VEE) [1-cR1/(R2+R4)] + VbecR1/(R2+R4)- 2Vbe + V&sub3;cR1/(R2+R4) - V&sub2;
Wenn die Schaltungswerte so ausgewählt sind, daß
cR1/(R2+R4) = 1 gilt, dann folgt, daß
V&sub1; = V&sub3; - V&sub2; - Vbe ist.
Wie dies oben erwähnt wurde, ist V&sub2; durch die nächste Stufe erzwungen und eine gewünschte Spannung V&sub1; wird vom Konstrukteur ausgewählt. Wenn V&sub1; = Vbe und V&sub2; = Vbe sind, dann ist V&sub3; = 3Vb3, was drei Transistoren notwendig macht, d. h. zwei diodenverbundene Transistoren und einen Emitterfolger-Transistor Q5.

GaAsFET-Pegelwechsler

In bezug auf Fig. 5 wird ein Pegelwechsler 18c in einer GaAs- FET-Technologie verwirklicht. Diese Figur zeigt eine unterschiedliche Verwirklichung der Erfindung. Die Figur ist zwar im Verhältnis zu den Fig. 3 und 4 neu angeordnet, doch ist die strukturelle Ähnlichkeit deutlich erkennbar. Anstatt des einen ersten Stromzweigs, werden bei der differentiellen Verwirklichung zwei erste Stromzweige 26a, 26b verwendet, welche entsprechend die Differentialeingänge 16a, 16b aufweisen, mit einem Potential V&sub1; relativ zu der ersten Speisespannung VDD und mit den Differentialausgängen 22a, 22b, mit dem Potential V&sub2; relativ zu der zweiten Speisespannung VSS.
Die Komponenten in jedem dieser Stromzweige sind mit den gleichen Bezugsziffern und Buchstaben bezeichnet, wie sie in den Fig. 3 und 4 verwendet werden, wobei sie durch die Tiefzeichen a-b ergänzt sind, um dem bestimmten Zweig zu entsprechen, in welchem sie verwendet werden. Anstatt eines einzigen Transistors Q1 und Widerstands R1, umfaßt der Stromzweig 26a einen Transistor Q1a und einen Widerstand R1a, während der Stromzweig 26b einen Transistor Q1b und einen Widerstand R1b umfaßt. Anstelle der einzelnen Transistoren Q2 und Q4 umfaßt jeder differentielle Stromzweig in ähnlicher Weise einen Transistor Q2a, Q4a bzw. einen Transistor Q2b, Q4b. Die Ströme in diesen Zweigen sind entsprechend mit I1a und I1b gekennzeichnet.
Da die Transistoren Q4a und Q4b Verarmungs-FET-Vorrichtungen darstellen, ist in jedem Stromzweig zwischen der Speisespannung VSS und dem Source-Anschluß der Transistoren Q4a bzw. Q4b eine Spannungsabfalleinrichtung 40a, 40b erforderlich. Eine ähnliche Spannungsabfalleinrichtung 42 ist in dem Source-Anschluß des Transistors Q3 geschaltet. Diese Spannungsabfalleinrichtungen nehmen vorzugsweise die Form einer Diodenreihe an, jedoch können sie alternativ zu oder in Kombination mit diesen Dioden Ohmsche Komponenten aufweisen, um in dem Source-Anschluß der Transistoren Q3, Q4a und Q4b die richtige Vorspannung vorzusehen.
In bezug auf den zweiten Stromzweig 30c ist ein Widerstand R2 vorgesehen, wie in den oben beschriebenen Schaltungen und dieser ist mit dem Drain-Anschluß des Transistors Q3 verbunden. Die Spannungsquelle 46, welche das Potential V&sub3; vorsieht, und ein Trennverstärker 44, sind zwischen den zwischenliegenden Spannungsknoten 32 und den Leiter 37 geschaltet, um eine Schwebespannungsquelle 36c in Reihe mit dem Widerstand R2 vorzusehen. Der Trennverstärker 44 ist eine ideale Vorrichtung, im wesentlichen ohne Spannungsabfall zwischen dem Knoten 32 und der Spannungsquelle 46. Die Spannungsquelle 46 definiert somit im wesentlichen den gesamten Spannungsabfall zwischen dem Knoten 32 und dem Leiter 37. Der Leiter 37 verbindet die Gate-Anschlüsse der Stromspiegeltransistoren Q3, Q4a, Q4b miteinander.
Unter der Kennzeichnung jedes Stromspiegeltransistors erfolgt in Klammern eine Kennzeichnung der Torbreite jedes Transistors. Der Transistor Q3 hat eine Torbreite W3 und die Transistoren Q4a und Q4b haben jeweils eine Torbreite W4. Die Torbreiten der Transistoren Q4a und Q4b werden normalerweise als gleich ausgewählt, ebenso wie die Werte der Widerstände R1a, R1b und die Spannungsabfalleinrichtungen 40a, 40b und die Torbreiten der Transistoren Q1a und Q1b, so daß die Ströme I1a und I1b gleich sind. Aus Gründen der Einfachheit wird es bevorzugt, daß die Torbreiten aller Transistoren gleich sind.
In Fig. 7 sind detailliertere Beispiele des Trennverstärkers 44 und der Spannungsquelle 46 dargestellt.
Die Analyse der in der Fig. 5 dargestellten Schaltung entspricht im wesentlichen der Analyse der Schaltungen der vorstehenden Figuren. Wenn die zweiten Stromzweige 26b und 26b im wesentlichen identisch sind, so ist die Analyse auf beide in gleicher Weise anwendbar. Die Transistoren Q1 und Q2 bilden einen rückgekoppelten Verstärker, der eine Schwebespannungsquelle vorsieht, deren Wert I1 R2 + Vgs1 + Vgs2 ist. Der Stromverstärkungsfaktor dieser Schaltung ist beinahe 1. Sie ist somit für einen Pegelwechsel eines Stroms von einer Stufe zu einer anderen Stufe geeignet. Die Transistoren Q3, Q4a und Q4b bilden einen Stromspiegel, wobei der Strom I2 = (VDD- VSS - V&sub3; - V&sub4;)/R1 ist. Wenn die Transistorbreiten W3 = W4 sind und wenn R1 = R2 ist, so gilt V&sub5; = V&sub6; = VDD- VSS - V&sub3; - V&sub4;. V&sub2; ist durch die mit den Ausgangsknoten 22a, 22b verbundene Schaltung erzwungen und V&sub1; stellt eine gewünschte Vorspannung dar, die es ermöglicht, daß der mit den Knoten 16a, 16b verbundene Verbraucherkreis bei Stromversorgungs-, Temperatur- und Verfahrensschwankungen zweckmäßig arbeitet, wobei diese Schwankungen so gering wie möglich sind, um Parameter zu maximieren, wie etwa den Gleichtaktbereich und den Dynamikbereich. Das Potential V&sub3; der Spannungsquelle 46 wird in Verbindung mit den FET-Torbreiten und dem Potential V&sub4; ausgewählt, um das gewünschte Potential V&sub1; bei gegebenem Potential V&sub2; zu erzeugen. Es kann gezeigt werden, daß das Potential V&sub3; = V&sub1; + V&sub2; + Vgs + Vgs2 - V&sub4; ist. Das Potential V&sub3; ist vorzugsweise als Pinch-off-Spannung der GaAsFETs und manchmal als Diodenspannungen definiert.
Die Funktionsweise dieser Schaltung ist im wesentlichen gegen Rauschen und Abweichungen der Speisespannungen unempfindlich, sowie gegen unerwünschte Temperatur- und Verfahrensschwankungen. Durch die Definition der Form der Spannungsquelle für das Potential V&sub3; in Form der Potentiale V&sub1; und V&sub2;, wobei die letzteren Potentiale durch die Schaltungen definiert sind, an welche der Pegelwechsler grenzt, können Temperatur- und Verfahrensschwankungen in diesen Schaltungen beim Betrieb der erfindungsgemäßen Pegelwechselschaltung ausgeglichen werden.
Bei dem in der Fig. 5 dargestellten differentiellen Aufbau werden solche Signale, da sie ein Gleichtaktsignal darstellen, im wesentlichen unterdrückt, wenn die Stromversorgungsabweichungen oder das Rauschen durch die Schaltung gekoppelt sind.
Die Fig. 6 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel der Schaltung aus Fig. 5. Aus Gründen der Einfachheit zeigt die Fig. 6 einen einseitig geerdeten Pegelwechsler. Die Bestandteile und die Anordnung dieser Schaltung entsprechen im wesentlichen der Fig. 5, weshalb nur die Unterschiede beschrieben werden. In diesem Ausführungsbeispiel ist der Drain-Anschluß des Transistors Q2 nicht mit dem Eingang 16 sondern mit der Speisespannung VDD verbunden. Der Drain-Anschluß des Transistors Q2 kann alternativ zu dem Source-Anschluß des Transistors Q1 zurückgeführt werden, wie dies durch die gestrichelte Linie 50 angezeigt ist. Die Schaltung kann weiter dazu verwendet werden, bei gegebenem Potential V&sub2; das gewünschte Potential V&sub1; zu erzeugen. In diesem Ausführungsbeispiel weist der Pegelwechsler eine hohe Eingangsimpedanz und eine niedrige Ausgangsimpedanz auf, wodurch eher ein Spannungspegelwechsel als ein Strompegelwechsel ausgeführt wird, mit einem (mehreren) Verstärker(n) mit einem Spannungsverstärkungsfaktor von ungefähr 1. Bei vielen Anwendungen kann es sich dabei um das bevorzugte Ausführungsbeispiel handeln.
Es ist ferner möglich die Ausgangsspannung direkt von dem Knoten 28 zu entnehmen. Bei dieser Variation kann der Transistor Q2 vollständig weggelassen werden und der Knoten 28 ist dabei direkt mit dem Ausgangsknoten 22 verbunden.
Die Fig. 7 zeigt eine detailliertere Verwirklichung der Schaltungen der Fig. 5 und 6. Sofern dies möglich ist, werden in dieser Figur die gleichen Bezeichnungen wie in den vorherigen Figuren verwendet. Diese werden durch eine Kennzeichnung der tatsächlichen Werte ergänzt, die in einem Funktionsbeispiel der Schaltung verwendet wurden, wobei der Verbraucherkreis ein Potential V3 = 3[VTO] voraussetzt und der Eingang in die nächste Stufe setzt ein Potential V&sub2; = 1,6 [VTO] voraus. VTO ist ein Parameter, der sich auf die Pinch-off-Spannung einer GaAsFET- Vorrichtung bezieht und er umfaßt Verfahrens- und Temperaturabhängigkeiten der Vorrichtung.
In bezug auf die rechte Seite aus Fig. 7 sind die Pegelwechselschaltung 24 und der Stromzweig 26e im wesentlichen so aufgebaut, wie dies oben beschrieben ist. Die Hauptunterschiede sind, daß das Ausgangssignal von dem Source- Anschluß des Transistors Q2 durch eine Reihe von sechs Dioden 52 fällt, bevor es zu dem Ausgangsknoten 22 verläuft. Die Stromquelle 49 ist durch einen GaAsFET vorgesehen, dessen Source- Anschluß mit dessen Gate-Anschluß mit einem Potential VSS verbunden ist. In dem Stromzweig 26e ist die Spannungsabfalleinrichtung 40 durch eine Reihe von drei Dioden in dem Source-Anschluß des Transistors Q4 vorgesehen. Zusätzlich zu dem Transistor Q4 ist ein weiterer Transistor Q8 in dem Drain- Anschluß des Transistors Q4 angeschlossen.
In bezug auf den zweiten Stromzweig 30e auf der rechten Seite aus Fig. 7 ist die Spannungsabfalleinrichtung 42 in ähnlicher Weise mit einer Reihe von drei Dioden versehen und ein Transistor Q7, ist in dem Drain-Anschluß des Transistors Q3 angeschlossen. Die Transistoren Q7 und Q8 werden entsprechend mit den Transistoren Q3 bzw. Q4 zur Gestaltung eines Kaskodenstromspiegels verwendet. Dies verbessert die Genauigkeit des Stromspiegels in dem sich wiederholenden Strom I&sub1; aus dem Strom I&sub2;. Die Gate-Anschlüsse der Transistoren Q7 und Q8 sind durch einen Leiter 54 miteinander verbunden. Dieser Leiter ist wiederum durch eine Diode 56 in einem Vorspannungs-Stromzweig 58 mit dem Steuerleiter 37 verbunden. Dieser Stromzweig erstreckt sich zwischen den Speisespannungen VDD und VSS und umfaßt einen stromverbundenen GaAsFET 60, der an seinem Gate-Anschluß und Source-Anschluß mit der Speisespannung VSS verbunden ist. Dieser Stromzweig umfaßt ferner eine Reihe 62 von zwei Dioden und eine Reihe 64 von acht Dioden, die in Reihe mit einem Sourcefolger-Puffertransistor 66 geschaltet sind, der in Reihe mit der Speisespannung VDD verbunden ist. Diese Teilschaltung dient als Pegelwechsler zur Vorspannung der Transistoren, die an den Leitern 37, 54 und 68 mit den Diodenreihen verbunden sind. Alle dieser Transistoren in dieser Schaltung sind so vorgespannt, daß sie in dem Sättigungsbzw. Hochverstärkungsbereich arbeiten.
Ein Teilstück dieser Schaltung, welches in gestrichelten Linien angezeigt ist, bildet eine Bezugsspannungsquelle 70. Diese Teilschaltung umfaßt eine Stromquelle 72, die mit zwei Transistoren versehen ist, welche in Reihe mit VDD geschaltet sind und deren Gate-Anschlüsse mit dem Source-Anschluß 74 des zweiten Transistors von VDD gekoppelt sind. Der Source-Anschluß ist ferner mit dem Gate-Anschluß des Sourcefolgerpuffers 66 gekoppelt. Die Bezugsschaltung wird durch eine Teilschaltung 76 vorgesehen, die den definierten Spannungsabfall, in diesem Beispiel 2, 3 [VTO], zwischen dem Knoten 68 und dem Knoten 78 vorsieht. Der Knoten 68 ist mit dieser Schaltung an dem Gate- Anschluß des ersten Transistors 80 verbunden, dessen Drain- Anschluß durch einen Transistor 82 mit der Speisespannung VDD, gekoppelt ist und dessen Source-Anschluß mit dem Gate-Anschluß eines dritten Transistors 84 verbunden ist. Der Source-Anschluß des Transistors 80 ist ferner mit einer Stromquelle 86 auf die gleiche Weise wie die Stromquelle 72 verbunden, wobei die Gate- Anschlüsse der beiden Transistoren mit der Speisespannung VSS gekoppelt sind. Der Drain-Anschluß des Transistors 84 ist durch einen Transistor 88 mit dem Source-Anschluß 74 der Stromquelle 72 verbunden. Der Source-Anschluß des Transistors 84 ist mit dem Knoten 78 und mit den Gate-Anschlüssen der Transistoren 88 und 82 verbunden. Die Transistoren 82, 88 führen zu einer Kaskodenschaltung der Transistoren 80 bzw. 84. Diese Anordnung sieht eine negative Rückkopplungsschleife um die Transistoren 80, 84 und 66 vor, welche einen stabilen Spannungsabfall von 2,3 [VTO] von dem Gate-Anschluß des Transistors 80 zu dem Knoten 78 vorsieht.
Eine Reihe von Dioden 90 ist zwischen den Knoten 78 und eine Stromquelle 92 geschaltet, welche wie die Quelle 86 mit der Speisespannung VSS verbunden ist. Diese Diodenreihe hebt den Spannungsabfall an den Dioden 56, 62 wirksam auf, so daß der Spannungsabfall von dem Knoten 68 zu dem Knoten 78 auch zwischen dem Knoten 94 und dem Leiter 37 auftritt. Der Knoten 94 ist mit einem Gate-Anschluß eines Transistors Q9 verbunden, dessen Source-Anschluß über einen Widerstand R5 mit dem Leiter 37 gekoppelt ist. Das Potential an diesem Transistor und Widerstand sorgt für einen Teil des Potentials V&sub3;, der zum Betrieb des Pegelwechslers 18e gemäß der Erfindung notwendig ist, um die Anforderungen zu erfüllen, die oben für die Potentiale V&sub1; und V&sub2; definiert sind.
Ein zusätzlicher Teil des Potentials V&sub3; ist durch eine Potentialwiederholungsschaltung 100 vorgesehen. Diese Teilschaltung umfaßt einen Transistor Q10, dessen Gate-Anschluß in dem Stromzweig 30e mit dem Knoten 32 gekoppelt ist. Der Drain- Anschluß des Transistors Q10 ist über einen Kaskodentransistor 102 mit der Speisespannung VDD gekoppelt. Der Source-Anschluß des Transistors Q10 ist mit dem Gate-Anschluß des Transistors 102 verbunden. Dieses Transistorpaar dient auch als hochohmiger Trennverstärker 44. Der Source-Anschluß des Transistors Q10 ist über einen zweiten Widerstand R6 mit dem Drain-Anschluß des Transistors Q9 gekoppelt.
Ein Paar von Transistoren 104, 106 ist zwischen der Speisespannung VDD und dem Knoten 78 in Reihe geschaltet. Der Gate-Anschluß des Transistors 104 ist mit dem Source-Anschluß des Transistors Q10 verbunden. Der Gate-Anschluß des Transistors 106 ist mit dem Drain-Anschluß des Transistors Q9 verbunden, so daß die Gate-Anschlüsse der Transistoren 104 und 106 durch das Potential an dem Widerstand R&sub6; getrennt sind. Diese beiden Transistoren bilden einen Trennverstärker mit einem Spannungsabfall von null zwischen dem Gate- und dem Source- Anschluß des Transistors 106.
Der durch den Transistor Q9 und den Widerstand R&sub5; fließende Strom, gleicht dem durch den Transistor Q10 und den Widerstand R&sub6; fließenden Strom. Dadurch, daß die Transistoren Q9 und Q10 identisch gestaltet sind und daß die Werte der Widerstände R&sub5; und R&sub6; gleichgesetzt sind, sorgen der Transistor Q10 und der Widerstand R&sub6; für einen Spannungsabfall von dem Knoten 32 zu dem Drain-Anschluß des Transistors Q9, der identisch zu dem Spannungsabfall von dem Gate-Anschluß Q9 zu dem Leiter 37 ist. Das Gesamtpotential von dem Knoten 32 zu dem Leiter 37 beträgt somit 4,6[VTO] + 3VD, wenn VD den Spannungsabfall an einer Diode darstellt. Dabei handelt es sich um das Potential V&sub3;, bezüglich welchem oben festgestellt worden ist, daß es notwendig ist, um die Anforderungen für die Potentiale V&sub1; und V&sub2; zu erfüllen.
Der Fachmann erkennt nach der Darstellung und Beschreibung der Grundsätze der vorliegenden Erfindung in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel und in alternativen Ausführungsbeispielen, daß die Anordnung und die Einzelheiten der Erfindung modifiziert werden können, ohne dabei von diesen Grundsätzen abzuweichen. Alle Modifikationen fallen in den Umfang der anhängigen Ansprüche.

Claims

1. Schnelle Pegelwechselschaltung mit ersten und zweiten Widerständen (R&sub1;, R&sub2;; R1a, R1b, R&sub2;), von denen jeder zwei Enden aufweist, einem ersten Transistor (Q&sub1;; Q1a, Q1b) mit einer Kollektor-Drain-Elektrode, einer Emitter-Source-Elektrode und einer Steuerelektrode und einer Stromspiegelschaltung mit einem ersten aktiven Element (Q&sub3;; Q4a, Q4b), einem zweiten aktiven Element (Q&sub4;; Q&sub3;) und einem Steuerleiter (37), wobei die Kollektor-Drain-Elektrode des ersten Transistors (Q&sub1;; Q1a, Q1b) mit einer ersten Speisespannung (VCC; VDD) gekoppelt ist, wobei die Emitter-Source-Elektrode des ersten Transistors mit einem Ende des ersten Widerstands (R&sub1;; R1a, R1b) gekoppelt ist und wobei die Steuerelektrode des ersten Transistors mit einem Eingang (16, 16a, 16b) gekoppelt ist und wobei die Steuerelektrode des ersten Transistors mit einem Eingang (16, 16a, 16b) zum Empfang eines Eingangssignals gekoppelt ist, wobei das andere Ende des ersten Widerstands (R&sub1;; R1a, R1b) einen ersten zwischenliegenden Spannungsknoten (28; 28a, 28b) bildet und von dem eine Ausgabe abgeleitet werden kann und der über das erste aktive Element (Q&sub3;; Q4a, Q4b) des Stromspiegels mit einer zweiten Speisespannung (VEE; VSS) gekoppelt ist, wobei ein Ende des zweiten Widerstands (R&sub2;, R&sub2;) mit der ersten Speisespannung (VCC; VDD) gekoppelt ist und wobei das andere Ende des zweiten Widerstands einen zweiten zwischenliegenden Spannungsknoten (32) bildet und das über die Schaltkreiseinrichtung (36a, 36b, 36c, 36d, 36e) mit dem Steuerleiter (37) des Stromspiegels gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreiseinrichtung eine Schwebespannungsquelle (36a, 36b, 36c) umfaßt, die ein Bezugspotential (V3) vorsieht, das gemäß einer additiven Funktion ausgewählt wird, umfassend die Summe der Spannung (V&sub1;) zwischen dem Eingang und der ersten Speisespannung (VCC; VDD) und der Spannung (V&sub2;+Vbe(Q2); V&sub2;+Vgs(Q2)) zwischen dem ersten zwischenliegenden Spannungsknoten (28, 28a, 28b) und der zweiten Speisespannung (VEE; VSS), abzüglich der Spannung (V&sub4;) zwischen dem Steuerleiter (37) und der zweiten Speisespannung, wobei der Spannungspegel (V&sub1;) an dem Eingang in bezug auf die erste Speisespannung (VCC; VDD) sich auf einem für ein gegebenes Ausgangspotential gewünschten Pegel befindet.

2. Schnelle Pegelwechselschaltung nach Anspruch 1, wobei die Werte für das Bezugspotential V&sub3;, die ersten und zweiten Widerstände (R1, R2) und das erste und zweite aktive Element (Q3, Q4) so sind, daß die Spannung (V&sub1;) zwischen dem Eingang und der ersten Speisespannung (VCC; VDD) im wesentlichen unabhängig von der ersten und der zweiten Speisespannung (VCC; VEE; VDD; VSS) ist.

3. Schnelle Pegelwechselschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Stromspiegel folgendes umfaßt

einen ersten Transistor (Q3) mit einer ersten und zweiten gesteuerten Elektrode, die in Reihe mit einer Verbindungsstelle des ersten Widerstands (R1) und des Knotens (28) geschaltet sind;

einen zweiten Transistor (Q4) mit einer ersten und zweiten gesteuerten Elektrode, die in Reihe mit der Vorspannungseinrichtung (Q5 - Qm+3) geschaltet sind; und

wobei die Steuerelektroden des ersten und zweiten Transistors jeweils durch die Schwebespannungsquelle mit dem zweiten Ende (32) des zweiten zwischenliegenden Steuerknotens (32) miteinander verbunden sind, so daß jegliche Spannungsabweichungen an dieser Stelle, aufgrund von Abweichungen in der ersten und/oder der zweiten Speisespannung, zu den Steuerelektroden des ersten und des zweiten Transistors übertragen werden, um so das Ausgangssignal und die zweiten Widerstandsströme proportional zu steuern und um dadurch zu bewirken, daß Abweichungen des zweiten Widerstandsstroms in dem Ausgangssignalstrom wiederholt werden, um diese Speisespannungsabweichungen auszugleichen.

4. Schnelle Pegelwechselschaltung nach den Ansprüchen 1 bis 3, wobei der Stromspiegel so angeordnet ist, daß der Ausgangssignalstrom gleich dem Produkt einer Proportionalitätskonstanten c mal dem zweiten Widerstandsstrom ist;

wobei das Spannungspotential (V4) zwischen dem Steuerleiter (37) und der zweiten Speisespannung (VEE; VSS) durch dritte und vierte Widerstände vorgesehen ist, welche entsprechend in Reihe mit dem ersten und zweiten Transistor geschaltet sind und welche die Werte R3 bzw. R4 aufweisen, so daß R4 = cR3; und

wobei der erste und zweite Widerstand die Werte R1 und R2 aufweisen, die so proportioniert sind, daß

cR1/(R2 + R4) = 1 gilt,

wodurch die Operation der Pegelwechselschaltung im wesentlichen unabhängig von den Abweichungen der ersten und zweiten Speisespannungen ist.

5. Schnelle Pegelwechselschaltung nach den Ansprüchen 1-4, wobei ein Puffer (44) vorgesehen ist, der einen Eingang aufweist, der mit dem zweiten zwischenliegenden Spannungsknoten (32) verbunden ist und der einen Ausgang aufweist, der durch die Schwebespannungsquelle (V&sub3;) mit dem Steuerleiter (37) gekoppelt ist.

6. Schnelle Pegelwechselschaltung nach Anspruch 3, wobei der erste und der zweite Transistor die gleichen Torbreiten W&sub3; = W&sub4; aufweisen und wobei der erste und der zweite Widerstand die gleichen Werte R&sub1; = R&sub2; aufweisen, so daß das Ausgangssignal und die zweiten Widerstandsströme gleich sind, wobei das Bezugspotential V&sub3; unabhängig von den Torbreiten und den Widerstandswerten bestimmt wird.

7. Schnelle Pegelwechselschaltung nach Anspruch 3, wobei die Transistoren bipolare NPN-Transistoren darstellen und wobei der Spannungsabfall V&sub4; mindestens durch die Basis-Emitter- Spannungen Vbe des ersten und des zweiten Transistors geschaffen wird.

8. Schnelle Pegelwechselschaltung nach Anspruch 7, wobei der Spannungsabfall V&sub4; ferner durch einen Widerstand (R3, R4) bewirkt wird, der zwischen die zweite Speisespannung VEE und den Emitter jedes der ersten und zweiten Transistoren (Q3, Q4) geschaltet ist.

9. Schnelle Pegelwechselschaltung nach Anspruch 3, wobei die Transistoren Feldeffekttransistoren darstellen und wobei der Spannungsabfall V&sub4; durch eine Diode (42, 40) geschaffen wird, welche zwischen die zweite Speisespannung (VEE) und die Source jedes der ersten und zweiten Transistoren (Q3, Q4) geschaltet ist.

10. Schnelle Pegelwechselschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, mit einem rückgekoppelten Stromverstärker mit einer ungefähren Verstärkung von Eins, welcher einen weiteren Transistor (Q2) umfaßt, dessen Steuerelektrode mit dem ersten zwischenliegenden Spannungsknoten (28) verbunden ist, wobei eine erste gesteuerte Elektrode mit einer der Elektroden des Eingangstransistors (Q1) verbunden ist und wobei eine zweite gesteuerte Elektrode eine Signalausgabe (22) bildet, wobei die Schwebespannungsquelle (V&sub3;) einen Gate-Source- oder Basis- Emitter-Spannungsabfall Vc2 an dem weiteren Transistor (Q2) aufweist.

11. Schnelle Pegelwechselschaltung nach Anspruch 10, wobei die erste gesteuerte Elektrode des weiteren Transistors (Q2) mit der Steuerelektrode des ersten Eingangstransistors (Q1) verbunden ist, um einen Nebenschlußeingang zu dem Verstärker für einen Pegelwechsel eines Stroms vorzusehen.

12. Schnelle Pegelwechselschaltung nach Anspruch 10, wobei die erste gesteuerte Elektrode des weiteren Transistors (Q2) mit einer der gesteuerten Elektroden des Eingangstransistors verbunden ist, um für einen Pegelwechsel einer Spannung einen hohen Impedanzeingang vorzusehen.

13. Schnelle Pegelwechselschaltung nach Anspruch 1, wobei die Bezugsanordnung eine gepufferte Schwebespannungsquelle umfaßt, deren Eingang mit dem zweiten zwischenliegenden Spannungsknoten (32) verbunden ist und deren Ausgang mit dem Steuerleiter verbunden ist.

14. Schnelle Pegelwechselschaltung nach Anspruch 13, wobei die Schwebespannungsquelle einen Spannungsfolgerpuffer (66) aufweist, der sich in Reihenschaltung mit einer Spannungsabfallteilschaltung (64, 62) befindet, umfassend einen Widerstand und/oder eine Diode und mit einem Spannungsabfall, der V&sub3; gleicht.

15. Verfahren des schnellen Pegelwechsels eines elektrischen Signals unabhängig von der ersten und der zweiten Speisespannung (VCC, VEE), umfassend die Gestaltung eines Eingangs-Emitterfolger- oder eines Sourcefolgertransistors (Q1) zum Empfang eines Eingangssignals (Iin) mit einer Kollektor- Drain-Elektrode, die mit einer ersten Speisespannung (VCC) gekoppelt ist und mit einer Emitter-Source-Elektrode, die mit einem Ende eines Widerstands (R1) gekoppelt ist, wobei das andere Ende des ersten Widerstands (R1) über ein erstes aktives Element (Q3) einer Stromspiegelschaltung mit einer zweiten Speisespannung (Vee) gekoppelt ist, wobei die Stromspiegelschaltung ferner ein zweites aktives Element (Q4) und einen Steuerleiter (37) umfaßt;

mit einem zweiten Widerstand (R2), dessen eines Ende mit der ersten Speisespannung (VCC) gekoppelt ist und dessen zweites Ende über die Schaltkreiseinrichtung (Qm+3 . . . Q5) mit dem Steuerleiter (37) des Stromspiegels gekoppelt ist, wobei die Verbindungsstelle (28) des ersten Widerstands (R1) mit dem Stromspiegel (Q3) einen ersten zwischenliegenden Spannungsknoten bildet, von dem eine Ausgabe abgeleitet werden kann, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreiseinrichtung eine Schwebespannungsquelle (36a, 36b, 36c) umfaßt, die ein Bezugspotential (V3) vorsieht und wobei die Werte des ersten (R1) und des zweiten (R2) Widerstands und des Bezugspotentials (V3) so ausgewählt werden, daß das Schwebepotential (V3) gleich der Summe der Kollektor-Basis- oder der Drain-Gate-Spannung (V1) des Eingangstransistors, des ersten zwischenliegenden Spannungsknotens zu dem zweiten Bezugsspannungspotential und der Basis-Emitter- oder Gate-Source-Spannung (Vc1) des Eingangstransistors abzüglich des Spannungspotentials (V4) zwischen dem Steuerleiter (37) des Stromspiegels (Q3, Q4) und dem zweiten Speisespannung (Vee) ist.

16. Verfahren des schnellen Pegelwechsels eines elektrischen Signals nach Anspruch 15, wobei der Stromspiegel zwei Transistoren (Q3, Q4) mit Steuerelektroden umfaßt, die miteinander und mit einem zweiten zwischenliegenden Spannungsknoten (32) verbunden sind, zur Steuerung des Ausgangssignalstroms (Iout) in Übereinstimmung mit einer Spannung an dem zweiten zwischenliegenden spannungsknoten, welche sich mit den Speisespannungen ändert.

17. Verfahren des schnellen Pegelwechsels nach Anspruch 16, wobei mindestens eins der von dem Verbraucherkreis verlangten Potentiale V&sub1; und V&sub2; und die folgende Stufe von Verfahrensparametern und Temperaturschwankungen innerhalb eines festgelegten Bereichs abhängen, umfassend die Auswahl eines teilschaltungsdefinierten Potentials V&sub3;, welches äquivalent von Verfahrensparametern und Temperaturschwankungen abhängt, so daß die Parameter und die Schwankungen im wesentlichen ausgeglichen werden.

18. Verfahren nach schnellen Pegelwechsels nach Anspruch 16, umfassend die Auswahl des Ausgangssignals (Iout) und der zweiten Widerstandströme mit gleicher Höhe, wobei sich der erste und der zweite Widerstand gleichen.

19. Verfahren des schnellen Pegelwechsels nach Anspruch 18, umfassend die Ausgabe des Ausgangssignals durch einen weiteren Transistor (Q2).

20. Verfahren des schnellen Pegelwechsels nach Anspruch 16, umfassend der Auswahl des Potentials V&sub1;, so daß dieses nicht größer ist, als dies zur Maximierung eines gewöhnlichen Modusbereichs des Eingangssignals notwendig ist.